性能仿真分析

性能仿真分析（精选十篇）

性能仿真分析篇1

关键词：CNG发动机,数值模拟,过量空气系数

近年来, 为了降低汽车对石油的消耗和对环境的污染, 人们一直在寻求经济性和排放性相对传统汽柴油更好的内燃机燃料。天然气发动机以其清洁燃烧特性和良好的经济性受到了广泛关注。但是, 国内开发的大功率单燃料天然气发动机多采用理论空燃比燃烧方式或部分工况稀薄燃烧和部分工况理论空燃比并存的燃烧方式, 与国外同类型天然气发动机相比, 存在气耗高、可靠性差、排放水平低等问题。

1 计算结果与分析

1.1 点火提前角的变化研究

为了研究点火提前角对CNG发动机燃烧的影响, 本文针对转速为2 800 r/min, 进气温度为60℃, 进气压力为0.22 MPa, 过量空气系数为1.0, 点火提前角分别为20℃A, 25℃A, 30℃A这3种情况进行计算。

不同点火提前角时, 计算得到的缸内压力和缸内温度变化曲线如图1所示。点火提前角越小, 压力峰值离上止点越远, 随着点火提前角的减小, 燃烧推迟, 峰值温度变化不明显, 排气温度稍微变低。随着进一步的计算发现, 当点火提前角增大到35℃A时, 这款CNG发动机将无法点燃。

1.2 过量空气系数的变化研究

为了研究过量空气系数对CNG发动机燃烧和排放物生成的影响, 本文分别了计算过量空气系数为1.0、1.2、1.4的3种情况, 点火提前角设为25℃A, 其他初始条件保持不变。

随着过量空气系数λ的增大, 缸内混合气浓度变稀, 燃烧速度变慢, 放热率越来越低, 相应的缸内压力峰值和燃烧温度峰值也越来越低。随着滞燃期和主燃期的加长, 放热率峰值距上止点越来越远, 从而造成缸内压力和缸内温度峰值距离上止点也越来越远。由于CNG发动机在理论空燃比附近燃烧时, 缸内温度偏高。而根据大量的资料和专家建议, 一般CNG发动机的最高平均燃气温度不应超过2 000℃。

随着过量空气系数从1.0增加到1.4, NOx的排放先增大, 后减小。在λ=1.2附近达到峰值。这是因为, 当λ在1.0附近时, 虽然混合气浓度大, 燃烧速度快, 缸内压力和温度都很高, 但是由于NOx的生成与氧浓度有很大关系, 此时由于氧浓度过低, 导致了燃烧不完全, 从而抑制了NOx的生成。当λ从1.0到1.2变化时, 氧浓度逐渐变大, 缸内平均温度虽然降低但是不是很明显, 所以虽然温度的降低减少了NOx的生成, 但是由于氧浓度的大量提高, 使得NOx生成量反而大大提高。在过量空气系数为1.2附近达到峰值。随着λ从1.2变化到1.4, 混合气浓度越来越稀, 火焰传播速度越来越慢, 滞燃期和主燃期越来越长, 燃烧速度变慢, 放热率变小, 缸内压力和燃烧温度越来越低, 从而使得NOx生成量越来越少。当λ达到1.4左右时, 燃烧温度便降到2 000℃以下, 当λ大于1.4时, NOx的生成量将大幅减小。

通过进一步的计算发现, 当过量空气系数达到2.0时, 缸内天然气依然能点火燃烧, 说明CNG发动机具有很宽的稀燃范围。但过量空气系数过大, 缸内的燃烧压力峰值下降严重, 而且燃烧很不稳定。因此, CNG发动机适宜的稀燃范围和稀燃极限还有待进一步的研究。

2 结语

计算结果表明, 当点火提前角减小时, 缸内压力减小。随着过量空气系数λ从1.0～1.4逐渐增大, 滞燃期和主燃期变长, 放热率峰值角度距上止点越来越大, 缸内压力峰值和燃烧温度峰值越来越低。当λ从1.0～1.4变化时, NOx排放先从小变大再由大变小, 当λ>1.4时NOx还会继续变小, 峰值在1.2附近。

参考文献

性能仿真分析篇2

舰载机起落架落震性能动力学仿真分析

考虑航空母舰运动对于舰载机起落架着舰的影响,建立了舰载机起落架着舰时的动力学分析简化模型.给出了基于该分析模型的运动微分方程及相关参数的表达式,并采用龙格库塔算法对舰载机起落架垂直撞击舰面这一过程的动态响应进行了数值仿真,给出了机身受载时间历程曲线等,通过着陆与着舰仿真结果的对比,阐释了航空母舰运动对舰载机起落架着舰的.影响和航空母舰的运动参数对舰载机起落架着舰冲击力的影响.

作者：魏小辉聂宏 Wei Xiaohui Nie Hong 作者单位：南京航空航天大学,南京,210016 刊名：中国机械工程 ISTIC PKU英文刊名：CHINA MECHANICAL ENGINEERING 年，卷(期)：2007 18(5) 分类号：V2 关键词：舰载机起落架航空母舰动力学动态响应

性能仿真分析篇3

关键词：钢筋混凝土梁；盐冻；承载力；仿真分析

中图分类号：TU375.1 文献标志码：文章编号：1674-4764（2012）02-0063-06

Simulation Analysis of Flexural Performance of Reinforced Concrete Beam in Salt-frost Environment

XU Gang, XIE Xiao-juan, AI Tian-cheng, WANG Qing

(College of Civil Engineering＆Architecture, China Three Gorges University, Yichang 443002, Hubei, P.R. China)

Abstract:Considering the damage of concrete mechanical properties and bonding behavior between the steel bar and concrete after the freezing and thawing function in the numerical simulation, the nonlinear analysis on flexural performance of reinforced concrete beam which experiences different salt-frost cycles is conducted, and the evolution law of resistance performance of reinforced concrete beam is studied. It is shown that, in the salt-frost environment, the decrease of concrete mechanical properties is the main reason that causes the degeneration of RC beam on flexural performance, while the reduction of bonding property has an unobvious effect on the beam resistance performance. When the salt-frost cycles reach a certain level, the beam failure pattern would change from the under-reinforced failure to over-reinforced failure. The freeze-thaw damage of bonding property in the beam-ends anchorage zone has a certain effect on the beam resistance behavior, especially for the more serious freeze-thaw degree, the resistance performance of the beam reduces about 4% than the perfect anchor beam.

Key words:reinforced concrete beam; salt-frost; bearing capacity; simulation analysis



寒冷地区撒除冰盐的道路、桥梁以及海边建筑物经常会遭受到非常严重的盐冻破坏，盐冻循环作用是影响钢筋混凝土结构耐久性的主要因素。目前，国内外学者在材料层次上就盐冻作用后混凝土力学性能变化规律已进行了较为广泛的研究，并取得了一定成果，但是在构件层次上对盐冻环境下钢筋混凝土构件抗力性能劣化规律的研究较少［1-3］，尤其是考虑盐冻融作用对混凝土的力学性能及其与钢筋粘结滑移性能损伤共同导致构件抗力性能劣化方面的研究更鲜见报道。考虑到现有冻融试验设备的局限性，尚难以通过试验手段对大尺寸混凝土构件进行冻融试验，为此本文采用数值仿真方法，并考虑到盐冻作用后混凝土力学性能退化和钢筋与混凝土粘结滑移性能的劣化，利用有限元软件DIANA对经受不同盐冻融循环次数作用后钢筋混凝土梁的受弯性能进行了数值模拟，探究了随盐冻融次数增加混凝土梁抗力性能的演变规律，以期为相应环境下混凝土结构安全评估和耐久性设计提供参考。

1 仿真分析模型

1.1 基本参数

依据实验室已浇筑试验梁尺寸、配筋等参数，如图1，建立仿真分析模型，如图2。梁材料力学性能如表1。仿真分析时为了避免应力集中的影响，在支座和集中荷载处设置刚性垫块，通过共节点使垫块与混凝土位移协调。试件采用位移加载，加载方式与物理实验方法相同采用四点弯曲，三分点加载。

1.2 本构模型

1.2.1 材料本构模型混凝土受拉本构采用Hordijk软化模型，混凝土受压本构采用Thorenfeldt模型［4］，裂缝模型采用全应变旋转裂缝模型。模型所需混凝土断裂能值由Ceb-fip Model Code 1990 ［5］建议的公式，如式(1)计算；混凝土断裂带宽值，根据文献［6］按式(2)计算。

Gf=Gf0·fcmfcm00.7(1)

Lcr=A(2)

式中:fcm0=10 MPa;Gf0根据最大骨料粒径(dmax)选用，本文取dmax=16 mm，A为有限元网格中一个单元的面积。

钢筋采用了Von Mises双线性理想弹塑性模型，如式(3)、(4)。

σs=Esεs εs≤fy/Es(3)

σs=fy εs≥fy/Es(4)

式中:σs、εs、Es、fy分别为钢筋的应力、应变、弹性模量和屈服强度。

1.2.2 粘结滑移本构模型徐有邻［7］对钢筋与混凝土的粘结锚固性能进行了较为系统的研究，相关研究成果已被广泛采用［8-10］，因此本文采用文献［7］给出的五段式粘结滑移曲线作为钢筋混凝土基准粘结滑移本构。文献［11-12］研究表明混凝土构件经盐冻融循环作用后，不仅混凝土强度降低，钢筋与混凝土的粘结强度也将发生退化。而文献［13-14］通过试验研究还发现，相同粘结应力时的滑移量随着冻融次数的增加而增大，且文献［14］通过对试验数据的拟合分析，建立了与冻融次数、粘结强度相关的滑移量计算表达式，如式(5)，由此可基于对基准粘结滑移本构中特征滑移量的修正得到不同盐冻融循环次数后的粘结滑移关系曲线，如图3。

nlc202309011802

S(τ，n)=f(τ，n)·s0（5）

式中:S(τ，n)为n次冻融作用后粘结应力为τ时的滑移；f(τ，n)为n次冻融作用后粘结应力为τ时相对于未冻试件钢筋滑移的变化函数，可由式(6)—(8)确定［14］；S0为未冻时钢筋的滑移，可由基准模型确定。

f(τ，50)=1.08·τ，τ≤4.5 MPa;f(τ，50)=64.353·e－0.199 8τ，τ>4.5 MPa(6)

f(τ，75)=2.03·τ，τ≤4.5 MPa;f(τ，75)=16.41·e－0.117 3τ，τ>4.5 MPa(7)

f(τ，100)=5.94·τ，τ≤4.5 MPa;f(τ，100)=8.763 3·e－0.122 7τ，τ>4.5 MPa(8)

图3 不同盐冻融循环次数后的粘结滑移曲线

1.3 单元的选用

仿真模型中，混凝土视为各向同性材料，采用8节点等参四边形的平面应力单元CQ16M模拟混凝土；纵向受拉钢筋采用L2TRU单元模拟，并通过杆单元截面的变化和强度条件来模拟不同截面面积和不同强度的钢筋；箍筋与架立筋采用埋入式钢筋单元，即认为其与混凝土粘结完好；钢筋与混凝土之间的粘结滑移采用4节点线性界面单元L8IF模拟，该单元由两条线组成，是一种无厚度的界面单元。

1.4 混凝土力学性能指标的确定

文献［15］通过试验较系统地研究了水冻作用对混凝土轴心抗压强度的影响规律，得到了混凝土峰值应力与冻融循环次数之间的关系表达式：

fcDfc0 = 1-200fcu -3.035 5·Nwater （9）

式中：fcD为冻融后混凝土的棱柱体强度；fc0为冻融循环前混凝土的棱柱体强度；Nwater为水冻融循环次数。

盐冻环境下混凝土破坏较水冻更加严重，相同次数下的损伤也更大，故盐冻次数与水冻次数并不等效。鉴于此笔者基于文献［16-17］试验数据并经试验验证，建立了盐冻作用后混凝土强度退化方程［14］，得到混凝土强度受盐冻与水冻作用次数间换算关系式，如式(10)。

Nwater=λ·Nsalt λ=2.5（10）

式中:Nwater为水冻次数;Nsalt为盐冻次数;λ为盐冻与水冻的等效系数;即1次盐冻相当于2.5次水冻。

综上，在已知混凝土初始强度条件下，通过式(9)和式(10)即可求得不同盐冻作用次数后试验梁的混凝土立方体抗压强度平均值，如表2，而盐冻融循环作用后混凝土的弹性模量，假设仍满足现行《混凝土结构设计规范》［18］公式，如式(14)，可由相应冻融循环次数后的立方体抗压强度标准值求得。

Ec=1052.2+34.7fcu，k(11)

式中：fcu，k为混凝土抗压强度标准值。

由于混凝土热传递的影响，混凝土表面与内部之间存在着一定的温差，内部温度较表面变化小，这就造成混凝土的冻融损伤内外并不均匀。文献［15］给出了混凝土冻结温度与混凝土冻融破坏的关系，结果表明温差越大，破坏越严重，试件内外损伤并不一致。李金玉和曹建国［19］的研究也认为，混凝土的冻融破坏不仅与冻融循环次数有关，还与冻结温度有关。以上研究说明混凝土试件内部局部强度与整体强度存在较大差异。为此，在仿真分析时尚需考虑冻融作用后混凝土强度分层退化的影响，以便更加真实的反映混凝土梁遭受盐冻融破坏的特点。

文献［15］假设冻融循环作用试件表面温度的变化为简谐波形式，如下式(12)，并通过分离变量的方法得到了温度场的表达式，推导出混凝土中的温度分布，如式(13)。

θ(0，t)=Tm+Awcos2πtct（12）

θ(d，t)=Tm+Aw，dcos2πtct－πβtcd（13）

式中:θ(d，t)为试件内距表面深度为d处的温度;t为时间;Tm为平均温度; Aw，d=Awexp－πβtcd；Aw为构件表面的温度波振幅；tc为冻融循环周期；β为热扩散系数。按式(14)计算。

β=λρ·cp（14）

式中:λ为混凝土导热系数，可根据朱伯芳模型［20］计算，如式(15)；ρ为混凝土密度；cp为混凝土比热。

λ=ωpλp+ωwλw+ωfaλfa+ωcaλca（15）

式中：λp、λw、λfa、λca分别为水泥、水、细骨料、粗骨料的导热系数；ωp、ωw、ωfa、ωca分别为水泥、水、细骨料、粗骨料质量占混凝土总质量的百分比。

综上，构件内任意深度处的温度变化可看作是以Tm为基准，以Aw，d为振幅的简谐波。其频率与外界温度波的频率相同，但振幅减小，相位滞后。另外，考虑到寒冷地区的桥面板在运营过程中，桥面上表面因洒盐除冰会使板遭受一定盐冻破坏；桥面板的下表面由于水汽和潮气的影响混凝土也处于潮湿和湿润的状态，低温时会导致结冰，将受到冻融的影响，故本文有限元模型中考虑梁上下两面盐冻，并假设试件表面最高温度为8 ℃，最低温度为－17 ℃，Tm=－4.5 ℃，Aw=12.5 ℃，tc=6 h。将相关数据代入前式(12)－(15)计算可知在距表面75 mm深度处，最大温度已降至0 ℃，如图4，表明混凝土已不在受冻融交替的作用，因此以75 mm深度作为冻融区与非冻融区的交界，据此可将梁截面划分为3个区域，如图5。

图4 试件内温度随时间变化图

2 仿真结果分析

2.1 未冻融梁仿真与试验结果比较

比较未冻融梁仿真与试验研究结果，如图6、图7，可见无论是裂缝分布形态还是荷载挠度关系曲线两者均比较接近，至于仿真梁在钢筋屈服后承载力未有增加则是由于所选钢筋本构模型中未考虑强化段造成的；另外，由试验测得梁的开裂荷载和极限荷

图5 梁截面冻融区划分图

载分别为25 kN和100 kN，而仿真分析所得相应值分别为22.4 kN和96.6 kN，两者十分相近，进一步说明仿真模型是合理的。

2.2 冻融作用对梁开裂荷载的影响

盐冻融作用对梁开裂荷载的影响，如图8，可见与未冻试件DR0相比，受冻融循环作用梁的开裂荷载值略有降低，但开裂荷载的降低与冻融次数并非正相关，如表3。

为了深入阐明影响冻融梁开裂荷载大小的因素，首先仅考虑冻融作用对混凝土强度和弹性模量的影响，按混凝土梁开裂弯矩(Mcr)计算公式［21］，如式(16)，求出诸梁的开裂弯矩，并由加载点距支座的距离求得开裂荷载，如表3，可见，理论与仿真值具有很好的相关性；其次对比分析相同冻融循环次数下不考虑粘结滑移性能退化(情形1)、考虑粘结强度退化但不考虑滑移量增大(情形2)及考虑粘结滑移性能退化(情形3)3种情形的仿真结果，如图9、图10，说明盐冻融环境下梁的开裂荷载几乎不受粘结性能退化的影响。由此可见，混凝土强度和弹性模量退化才是引起冻融梁开裂荷载下降的主要原因。

Mcr=ftb(h－xcr)h－xcr2+2xcr3+2aEftAs

h0－xcr3(16)

xcr=1+2aEAsbh1+aEAsbh·h2（17）

nlc202309011802

式中：ft为混凝土轴心抗拉强度；b为梁截面宽度；h为梁截面高度；h0为梁截面有效高度；As为纵向受拉钢筋面积；aE为钢筋与混凝土的弹模比。

为冻融循环次数。

2.3 冻融作用对梁破坏形态的影响

在盐冻融作用25次以内，梁的荷载挠度关系曲线与完好梁相似，可分为3个阶段，呈延性破坏特征，为适筋破坏，如图8。但经历50次盐冻融作用后梁的破坏形态却有明显变化，由图8可见达到峰值荷载后梁持荷时间很短，且从仿真模型中读取梁底受拉纵筋最大拉应力值发现尚未达屈服强度，说明梁的破坏是由于梁顶混凝土强度不足造成的，属超筋破坏，但值得注意的是在冻融梁承载力明显下降前，其变形量与未冻融梁相近，并未减少，与一般超筋梁破坏特征并不相同，这可能是由于冻融作用使混凝土内部微裂缝增多，材料变得更为“疏松”，导致混凝土的强度、弹模及其与钢筋的粘结强度降低，致使梁抗弯刚度降低的缘故。

综上说明盐冻融作用达到一定程度后钢筋混凝土梁的破坏形态发生改变，由适筋破坏转换为超筋破坏。

2.4 冻融作用对梁抗弯承载能力的影响

仿真分析表明，随盐冻融循环次数增加梁的承载力逐渐减小，如图8，可见在经受25次盐冻融循环作用以内，梁的抗弯能力降低不多，但当冻融循环次数达50次后，承载力显著下降，仅为完好梁的79%，如表4。

分析原因，仍然首先仅考虑冻融作用对混凝土强度的影响，按钢筋混凝土梁抗弯承载力计算公式，求出诸梁极限承载力的理论值，如表4，可见理论值与仿真值吻合良好；其次依2.2节描述的3种情形列出相应仿真结果，如表4，可见只有当盐冻融次数达50次粘结滑移性能的退化才会对梁的极限荷载产生一定影响，所以冻融作用后梁承载力的退化也主要是由于混凝土强度降低引起的，受粘结性能劣化程度影响较小。

2.5 梁端锚固情况对梁抗力性能的影响

前述仿真模型中均假设梁端钢筋锚固良好，设锚固区内钢筋与混凝土间无相对滑移，但考虑到当环境极其恶劣时锚固区也可能遭到破坏的情形，故通过在锚固区引入粘结滑移本构对考虑锚固区粘结性能退化的情况也进行了仿真分析。结果表明锚固区是否引入相应冻融循环次数后的粘结滑移关系，对梁的开裂荷载大小并无影响，但对梁的极限荷载有一定影响，如表5，当受盐冻融循环作用50次后考虑锚固区粘结性能退化比不考虑时，承载力下降约4.3%。

3 结语

综合考虑盐冻融作用对混凝土力学性能和钢筋与混凝土粘结滑移性能的影响，采用数值仿真技术研究了盐冻融循环作用后钢筋混凝土梁的抗弯性能。主要得到如下结论：

1)盐冻融环境下梁抗弯性能退化的主要原因是由于随冻融循环次数增加混凝土力学性能的降低。

2)盐冻融循环引起的粘结性能退化对梁的抗力性能影响不大，对开裂荷载大小几乎无影响，经多次冻融循环后，对极限承载力会有一定影响，使之降低。

3)盐冻融作用达到一定程度后钢筋混凝土梁的破坏形态将发生改变，由适筋破坏转换为超筋破坏。

4)盐冻融循环作用后梁端锚固区粘结性能的损伤对梁抗弯承载力有一定影响，尤其当冻融程度较严重时，梁的承载力较锚固良好情况约有4%左右的降幅。

参考文献：

［1］PETERSEN L， LUDGER L， MARIA A P. Influence of freezing-and-thawing damage on behavior of reinforced concrete elements［J］. ACI Materials Journal， 2007， 104(4): 369-378.

［2］张云清，余红发，王甲春. 钢筋混凝土构件的抗盐冻性能研究［J］. 硅酸盐通报， 2010， 29(2): 345-351.

ZHANG YUN-QING， YU HONG-FA， WANG JIA-CHUN. Study of salt freezing resistance of concrete me mber［J］. Bulletin of the Chinese Ceramic Society， 2010， 29(2): 345-351.

［3］KAMYAB Z H， PETER U， KARIN L. Experimental study of the material and bond properties of frost-damaged concrete［J］. Cement and Concrete Research， 2011， 41(3):244-254

［4］张楚汉，金峰. 岩石和混凝土离散-接触-断裂分析［M］. 北京: 清华大学出版社，2008.

［5］CEB-FIP Model Code 1990［S］.London: Thomas Telford， 1993.

［6］DIANA Finite Element Analysis Userss Manual Release 9.4［M］. Delft: TNO Building and Construction Research， 2010.

［7］徐有邻. 变形钢筋-混凝土粘结锚固性能的试验研究［D］. 北京: 清华大学， 1990.

［8］徐港，卫军，王青. 锈蚀变形钢筋与混凝土粘结应力模型研究［J］. 工程力学， 2008，25(12):123-126.

XU GANG， WEI JUN， WANG QING. Modelling bond strength of corroded deformed bar in concrete［J］. Engineering Mechanics， 2008， 25(12):123-126.

［9］WANG X H， LIU X L. Modelling effects of corrosion on cover cracking and bond in reinforced concrete［J］. Magazine of Concrete Research， 2004， 56(4): 191-199.

［10］赵卫平，肖建庄. 带肋钢筋与混凝土间粘结滑移本构模型［J］. 工程力学， 2011， 28(4): 164-171.

ZHAO WEI-PING， XIAO JIAN-ZHUANG. On bond-slip constitutive model between ribbed steel bars and concrete［J］. Engineering Mechanics， 2011， 28(4): 164-171.

［11］赵娟，邹超英. 冻融作用后钢筋与混凝土之间粘结性能研究［J］. 沈阳建筑大学学报， 2007， 23(5): 719-722

ZHAO JUAN， ZOU CHAO-YING. Study on bonding property between steel rebars and concrete caused by freeze-thaw action［J］. Journal of Shenyang Jianzhu University， 2007， 23(5): 719-722.

MSK调制技术分析与性能仿真篇4

当今社会, 随着通信系统的快速发展, 通信容量也迅速增加, 使得射频频谱资源非常紧张, 为了改善这一问题, 可以在调制体制上做突破性改变, 采用最小频移键控 (MSK) 调制解调技术。MSK信号具有包络恒定、相位连续、带宽小且频谱利用率高等优良特性, 这样不仅能节省传输带宽, 而且能降低噪声对信息干扰的影响[1,2]。目前, MSK在实际的通信系统中已经得到了较为广泛的应用。

本文将MSK调制技术应用于窄带通信系统中, 对MSK的调制解调过程做了详细介绍, 采用了改进的Gardner算法和载波恢复算法对接收到的MSK信号分别做时钟同步和频偏恢复, 并用Matlab软件对其进行了仿真[3], 最后与二进制相位键控调制 (BPSK) 进行比较, 对其性能进行了分析验证。

1 MSK信号模型

MSK信号是一种相位连续、包络恒定并且占用带宽最小的二进制正交2FSK信号。MSK信号的表达式为:

式中, wc=2πfc为载波角频率;am=±1为输入码元;Ts为码元宽度;φm为第m个码元的初始相位, 它在一个码元宽度中是不变的[4]。根据相位的连续性, 即上一个码元终端总相位等于下一码元初始总相位, 可得φm必须满足:

从而

令, θm (t) 称作第m个码元的附加相位, 在一个码元持续时间内它是线性变化的, 即每经过一个码元周期, 附加相位就改变±π/2, 并且附加相位是连续变化的[5]。

MSK信号调制解调方法有很多种, 本文采用正交调制法[6], 首先将数据进行差分编码、串并转换, 然后再每一路分别乘以加权函数、载波cos wct和sin wct, 最后2路再相加求和就可以得到了一个完整的MSK信号[7]。由于相干解调的误码率要比非相干解调低很多, 因此MSK信号的解调采用相干解调。本文的调制解调框图如图1所示。

2 算法分析

2.1 时钟同步算法

对于解调端来说, 信号的同步是至关重要的, 许多载波和相位同步算法都需要定时信息的辅助, 因此提高定时误差的估计精度就显得十分重要[8]。在信号接收时, 为了求得码元的能量以及对每个接收码元抽样判决, 需对信号进行积分运算, 这样就必须知道每个码元准确的起始时刻。Gardner算法是一种经典的基于反馈的时钟恢复方法, 是基于过零检测的无数据辅助的定时误差算法。由于Gardner算法实现结构简单, 独立于调制方式, 在进行位同步时对载波相位不敏感, 所以在时钟同步方法中, Gardner算法在数字接收机的定时恢复环路中应用很广泛[9]。

本节将针对MSK调制信号的特殊性, 采用了一种改进的Gardner算法实现时钟同步, 首先选择4倍时钟速率采样, 对接收到的连续3个采样点计算时钟误差τ={Sm (k+1) Ts-Sm (k-1) Ts}*Sm (k Ts) , 然后经环路滤波后, 通过判断τ值的大小做内插控制, 如果τ>1, 则取τ=|ι-τ|, ι是τ的整数部分。最后利用估计的τ值进行时钟调整从而可以准确恢复MSK信号。通过Matlab仿真得到的时钟环路滤波曲线如图2所示。

2.2 载波恢复算法

对于相位键控信号而言, 载波同步不良引起的相位误差直接影响着接收信号的误码率[10]。希望提取的载频和接收信号的载频尽量保持同频同相, 但是实际上无论采用何种方法提取的载波相位总是存在一定的误差[11]。本文载波同步采用载波频偏和相位偏差联合恢复算法[12,13]对接收信号进行调整, 其原理是先对同步后的数据先进行预旋转消除载频, 然后利用以下公式来估计相偏:

式中, sin (ωt+φ+Δφ) 和cos (ωt+φ+Δφ) 为实际采样数据对应的I路和Q路相位余弦值, sin (ωt+φ) 和cos (ωt+φ) 为理想无相位偏移时I路和Q路所对应的相位余弦值。再经过查余弦表, 从而能估算出Δφ, 对应Matlab代码为:

当检测误差为零时, 输出最终数据, 即为解调出的信号, 通过Matlab仿真得到载波环路滤波曲线, 经一段时间后环路收敛输出趋于稳定如图3所示。

3 性能分析

3.1 MSK信号的Matlab仿真

MSK信号是一种包络恒定、相位连续的信号, 与PSK信号一样, 信息体现在相位变化中, 相位承载所有有效信息, MSK信号与PSK信号仿真如图4所示。

通过Matlab仿真结果可知, 经MSK调制的信号波形相比于PSK信号, 其相邻码元波形相位连续不存在相位突变, 去除了干扰对幅度的影响, 有助于减少非线性失真带来的问题, 克服了一般PSK信号相位突变所带来的频谱泄露等缺点, 这样可以最大程度的降低频谱宽度, 提高频带利用率, 减小误码传输, 提高了传信效率。

3.2 功率谱密度比较

MSK信号的归一化单边功率谱密度的计算结果为:

式中, fc为信号载波;Ts为码元持续时间。

PSK信号的功率谱密度为:

这2种调制信号的功率谱密度曲线如图5所示。与2PSK相比, MSK信号占用带宽小, 旁瓣衰减的幅度和速率要比BPSK快, 功率谱密度更为集中, 带外功率下降非常快。因此它对于相邻频道的干扰更小, MSK调制方式更加有优势。

3.3 误码率性能分析

根据已知的MSK信号调制模型可知, MSK信号还可以用2个正交的分量表示[14]:

由此可见, 与QPSK类似, MSK也是用极性相反的半个正弦波形去调制2个正交的载波。通过窄带高斯信道后, 采用相干解调, 在满足最佳接收条件时, 其误比特率性能略优于PSK, 具有良好的抗噪声性能, 实际仿真曲线如图6所示。

4 结束语

本文对基于MSK的通信系统调制解调做了Matlab仿真, 仿真结果表明, MSK信号具有包络恒定、相位连续等特性。介绍了解调过程中所采用的时钟载波同步算法。通过与BPSK进行对比, 说明MSK信号具有较高的频带利用率和良好的抗噪声性能, 适于窄带系统传输。

可视化航空发动机性能仿真模型篇5

可视化航空发动机性能仿真模型

介绍了一种图形化的发动机总体性能仿真模型.该模型可以通过模块化的图形方式,由用户选择发动机部件,自由灵活地组装任意合理结构形式的航空发动机,方便地进行航空发动机稳态与过渡态性能的`计算.对该仿真模型的编程思想和编程方法做了具体介绍,并通过对具体发动机进行试计算证明通用模型计算逻辑的正确性以及可视化图形界面的实用性.

作者：王波唐海龙仲如浩陈敏 WANG Bo TANG Hai-long ZHONG Ru-hao CHEN Min 作者单位：北京航空航天大学能源与动力工程学院,北京,100191刊名：航空动力学报 ISTIC EI PKU英文刊名：JOURNAL OF AEROSPACE POWER年，卷(期)：24(3)分类号：V231 TP39关键词：航空发动机仿真模型可视化模型

空气滤清器声学性能仿真研究篇6

【关键词】空气滤清器；声学；空气动力学；边界元；有限元

空气滤清器在进气系统中起到过滤空气和消声这两大作用，受发动机舱空间的限制，进气系统的设计需要进行合理的布置，充分利用有效的空间，因此，通常情况下，进气系统的结构都比较复杂，利用一维仿真很难得到准确的仿真结果。有鉴于此，发动机进气系统设计普遍采用三维仿真方法，如声学边界元法（Acoustic BEM，ABEM）、声学有限元法（Acoustic FEM，AFEM）。

声学边界元法（ABEM）一般只需建立好进气系统内腔的表面，并采用二维单元划分内腔表面即可建立起三维的边界元模型，由于进气系统属于开口结构，通常采用间接边界元法（Indirect BEM，IBEM），壳体被默认为刚性的。声学有限元法（AFEM）则需要建立进气系统内腔的空气介质及滤芯模型，并采用三维单元进行网格划分，若材料仅定义成空气，则与声学边界元结果基本一致，壳体被默认为刚性的，将滤芯定义为吸声材料，可以考虑到滤芯对气动噪声的影响。

1.声学材料常数及边界条件设置

空气滤清器中的滤纸为纤维材料，能有效地吸收中高频噪声。根据吸声材料的声学理论，若多孔介质的骨架静止时，在宏观尺度上，多孔介质材料可用等效的流体代替。流体域的材料参数分别设定为空气声速为340m/s，空气密度为1.225Kg/m3，滤纸的流阻率为15760Rays/m；结构外壳的材料参数主要包括密度、弹性模量、泊松比，具体数值分别为1120kg/m3、6000Mpa、0.4。

滤清器空腔声学模态分析模型采用封闭腔体边界条件，即设定腔体四周为没有弹性的硬边界；声传递损失计算用分析模型的边界条件施加方式为，入（出）口侧施加速度边界条件，幅值为-1m/s，出（入）口设置特性阻抗为416.5Rays，其余边界为硬边界；滤清器壳体模态分析中，根据实际工作情况、约束壳体底部三个支点。

2.声学模态计算结果

结构模态较为密集，而在能量集中的低频模态区域，声腔模态较少，有利于整体结构的振声性能。壳体结构模态和空腔声学模态基本没有重合，发生结构与声学模态耦合共振的可能性较小。从声学模态振型可知，在第5阶模态之后，声腔模态不再是平面波传播，因此，声腔的截止频率约在800Hz。和结构模态对比，在声腔的第3阶模态频率和结构的第15阶模态频率相近，有共振的可能性。与方案Ⅰ相比，方案Ⅲ各阶声学模态频率普遍有所降低。

3.空气滤清器声传递损失计算

传递损失（Transmission Loss）是评价消声元件对声能衰减能力的主要指标，其定义为消声元件声能量入、出口声功率级之差。分别采用表1.2所示滤清器内腔声学流体网格模型，入口施加单位声速，在0～3000Hz频率范围内对声学模型的声响应进行计算。测取进、出口声压级结果，带入式（3.1）求得三种方案的传递损失结果。

TL=101gW

=101gS

=101g+201g （3.1）

在高于1500Hz高频区域，通过频率点分布较为密集，且无明显规律可循，但安装滤纸后该区域的传递损失情况会有较大改善，可不必过于注意。在1270～1320Hz频率区域传递损失幅值较低，是该结构空腔声能量易通过区。此外，在1150Hz附近，方案Ⅰ具有一较高传递损失峰值（63.63dB）。

当频率较低时，如低于滤纸起始作用的频率点280Hz，带有滤纸的和不带滤纸的空气滤清器具有相近的消声性能，传递损失幅值之差不超过1dB。不带滤纸的空滤器在中低频有多个拱形衰减，但消声量均不高，在高频范围内因存在着较多的通过频率，消声性能不够理想。由于滤纸的存在，空滤器的第一个拱形衰减范围向更高频率推移，并且消声量有较大幅度提高；中高频消声性能有很大改善，在整个计算频率范围内有良好的宽频消声效果，不再有通过频率存在，也说明了滤纸使得声腔的消声性能更加平均。

对比考虑滤纸前后传递损失计算结果还可看出，考虑滤纸与否所计算得到的传递损失结果在频率域内的幅值与分布情况还是有较大相关性的。滤清器空腔本体传递损失频谱中幅值较高、峰较密集区域往往也是安装滤纸后传递损失数值较大区域，反之亦然。因此，通过改变空气滤清器壳体或进出管结构参数，不仅可显著改变滤清器空腔本体传递损失频谱曲线，也是调整安装滤纸后滤清器总体传递损失特性的有效途径。

声腔的传递损失随着流阻率的增加整体呈上升趋势，并变得更加平缓，说明滤纸的流阻率使得声腔的消声性能更加平均。随着流阻率的增大，传递损失在高频消声量明显增大，这也进一步证明了多孔材料对高频消声有较好的作用。

从计算结果可知，更细的入出口管，更高的流阻率或者更厚的滤纸对空气滤清器会有更好的消声效果，使得空滤器在整个频段内都有良好的消声性能。综合上述仿真及计算结果，最终选用方案Ⅲ作为最终的设计方案。

4.结论

（1）从声学模态振型可知，在第五阶模态之后，声腔模态不再是平面波传播，因此，声腔的截止频率约在800Hz。和结构模态对比，在声腔的第三阶模态频率和结构的第十五阶模态频率相近，有共振的可能性。与方案I相比，方案III各阶声学模态频率普遍有所降低。

（2）比较了不带滤纸和带有滤纸的空滤器传递损失计算结果。当频率较低时，带有滤纸的和不带滤纸的空气滤清器具有相同的消声性能。不带滤纸的空滤器在中低频有多个拱形衰减，但消声量均不高，在高频范围内因存在着较多的通过频率，消声性能不够理想。由于滤纸的存在，空滤器的第一个拱形衰减范围向更高频率推移，并且消声量有较大幅度提高；中高频消声性能有很大改善，在整个计算频率范围内有良好的宽频消声效果，不再有通过频率存在，即滤纸使得空滤器的消声性能更加平均。

（3）声腔的传递损失随着流阻率的增加整体呈上升趋势，并变得更加平缓，说明滤纸的流阻率使得声腔的消声性能更加平均。随着流阻率的增大，传递损失在高频消声量明显增大，这也说明了多孔材料对高频消声有较好的作用。

（4）方案II、III的消声性能近似，传递损失结果曲线整体变化趋势相同。较方案I具有更好的低频性能，且中高频更加平缓，整体消声量更大。低频区域内，方案III具有比方案II更低的声传递损失幅值，而在中高频段则具有比方案II更佳的消声性能。

（5）从计算结果可知，更长的插入管，如方案II、III相对于方案I，更细的入出口管，更高的流阻率或者更厚的滤纸对空气滤清器会有更好的消声效果，使得空滤器在整个频段内都有良好的消声性能。 [科]

【参考文献】

[1]庞剑，谌刚，何华.汽车噪声与振动——理论与应用[M].北京：北京理工大学出版社，2006，06.

[2]张振良.发动机进气消声器研究.重庆大学硕士学位论文，2003.

性能仿真分析篇7

关键词：无线Adhoc,Landmark,性能仿真

1 无线Adhoc网络概述

无线Adhoc网络是由自主的无线节点和终端相互使用而形成的, 独立于固定的基础设计, 是一种自创造、自组织和自管理的网络。它最初应用于军事领域, 其研究起源于战场环境下的分组无线网数据通信项目, 1983年和1994年进行了抗毁可适应网络SURAN (Survivable Adaptive Ne tw ork) 和全球移动信息系统Glo Mo (Global Inform ation Sys te m) 项目的研究。在Inte rne t中, 由于网络中节点是静态的, 并且能够轻易的应用于路由的管理。但是由于Adhoc节点的移动, 使得整个网络进行广播更新而导致分层地址频繁的发生变化, 这很容易造成网络拥塞, 产生大量的额外开销。Adhoc网络无中继、不存在中心控制点的特点, 使得它具有很强的鲁棒性和抗毁性, 这对军事通信具有很大的借鉴作用。但是随着Adhoc网络中节点数目的增多和移动性的增强, 传统的Adhoc网络路由表现出了强大的不稳定性。这就要求时我们引入更有效、更实用的路由协议来解决这些问题。Landmark路由协议是目前解决该问题的有效途径。

2 Landmark路由算法原理

Ad hoc网络有两种结构:平面结构和分级结构。如图2-1所示, 左边是平面结构的Adhoc网络, 右边是一个二级结构的Adhoc网络。在平面结构中, 所有节点地位平等。在分级结构中, 网络被划分为多个群 (group) , 每个群由一个群首 (group-header) 和多个群成员 (group-member) 组成。这些群首组成了高一级的网络, 而高一级的网络中还可以继续分群, 形成更高一级的网络, 直至最高级。

Ad hoc网络路由协议的目标是快速、准确、高效、可扩展性好。现有的路由协议可以分为先应式 (preactive) 和反应式 (reactive) 两种。Landmark路由是适合任意大小通信网络的一套算法, 它是建立在Landm ark层的基础上的、不依赖于GPS的可测量分层路由。它通过分群和选取群首, 把网络中的节点分成多个层:最下层为普通节点, 其余各层为Landmark节点, 在这两个层中采取了不同的路由协议, 下层的普通节点 (群内节点) 采用的是FSR路由, 而上层的Landmark之间则是采用Landmark路由。该路由具有以下特点:1) 它可以在任意大小的网络中自动而有效的运行;2) 它随着网络条件的变化而变化;3) 它能够提供足够的基础地址, 充分适应任何比例的移动节点。

Landm ark路由是利用运动趋势的相关性或者功能的相似性来进行分群的, 即:把具有相同运动趋势的节点或者是执行同一种任务的节点分成一个群, 由于这个群是在动态的情况下建立的, 在节点的移动时间、功能、任务发生变化时, 群的位置、成员数都可能会发生变化, 所以我们称这个群为“动态”群。Landmark路由协议是一个指定逻辑子网用于群体移动通信的分级协议。它基于一种假设:网络中有些节点趋向于在一起作为一个群体做相同的运动 (如战场上的一个旅团、战术小组等) 。在Landmark路由中各节点的地址类似于IP地址, 不同的群体使用子网掩码进行区别。每个群体都动态的选举出一个节点作为Landm ark。Landm ark之间使用一种DV距离矢量机制来传播到达各个群的Landmark的路由信息。在本群范围内, 选择一种平面先应式的路由协议 (在这里用FSR路由协议) 作为本地路由协议, 它只在本群范围内交换群内成员的路由信息。

群的范围是以跳数来计量的。例如:两跳的范围就是指包括在该节点两跳范围内的所有本群的节点成员。它选择的标准是:如果该节点位于群的中心, 那它的范围应覆盖群内绝大部分的节点成员;也就是说, 如果群的形状是一个圆, 中心节点的覆盖范围将基本覆盖群中的所有成员。一般情况下, 群中心的节点是很容易被选举为本群的Landm ark。利用网络中节点运动的“相关性”把网络中的节点分为不同的群, 从而利用群中某个节点 (群首) 的移动来表示该群的移动, 而不再是利用地理上的接近来划分, 这样就使得整个网络应得更加稳定。促进了移动网络的成功发展和大量路由算法的产生。

3 Landmark路由算法仿真

本文对无线移动自组织网的仿真, 主要考虑利用网络仿真软件OPNET, 对其已有的仿真模型进行充分利用和改进, 并建立适应无线移动自组织网环境的仿真模型, 搭建无线移动自组织网仿真平台, 并在此平台上实现Landmark路由算法。在多种环境场景之下进行网络仿真, 得到对该路由算法的性能的整体评估。

本文提出的网络结构的网络节点, 与传统节点的工作方式有一些明显的差异。加上OPNET对无线网络的支持有一些不足, 所以现有模型与本文需要的目标模型之间有较大的差异。找到这些差异并设法克服之是当前要解决的主要技术问题。主要归结为以下4个问题:1) 无线节点的随机移动问题。2) 移动子网没有负载可控的IP数据源。3) MAC层支持多信道的问题。4) 路由模块的搭建问题。

在OPNET自带的模块中没有Landmark路由模块, 需要搭建该模块。并且因为Landmark路由协议需要FSR路由协议作为主机协议进行支持, 所以还要在模块中加入FSR路由协议的处理部分。

4 仿真实验

仿真实验主要考察Landmark路由的性能表现。比较在不同环境下的Landmark路由性能方面的表现和区别, 研究确定了Landmark路由协议适应于工作在何种环境条件下。

本文共仿真了三组实验, 第一组为在移动的情况下Landmark与FSR路由协议的性能比较;第二组和第三组分别对应无线路由器低速、高速移动时相同的节点数, 但不同的分群数目的状态下路由协议的性能比较。通过实验一说明, Landmark路由协议比FSR路由协议更适合于工作在快速移动的状况下, 而且, 网络控制开销比FSR减小很多。

通过实验二说明, 分为两群的方式的协议开销远大于其他两种方式, 同时也说明在四十个节点的场景下采用分组为4的模式较理想。

通过实验三说明, Landmark更适应与节点快速移动的状况。

5 结论

性能仿真分析篇8

关键词：MIMO,编译码,性能仿真

空时编码(Space-TimeCoding,STC)技术适用于MIMO体系结构。STC技术的特点是针对空时二维进行联合编码,能够提高无线信道中的传输速率。其物理实质在于:利用存在于空域与时域之间的正交或准正交特性,按照某种设计准则,把编码冗余信息尽量均匀地映射到空时二维平面,以减弱无线多径传播所引起的空间选择性衰落和时间选择性衰落的不利影响,从而实现无线信道中高可靠性的高速数据传输[1]。

STC按照编码结构上的不同,主要分为空时格形码(STTC)、空时分组码(STBC)和分层空时码(BLAST)等。STBC能够通过简单的译码算法实现最大可能的分集优势。最简单的STBC由Alamouti于1998年提出。Alamouti方案为发射天线数为2的系统提供完全发射分集增益的一种空时分组码[2]。

1 Alamouti方案的编码原理

在Alamouti 空时编码中,采用M 进制调制方案,首先调制每一组m(m=lgM)个信息比特。编码器在每一次编码操作中取两个调制符号x1和x2的一个分组,并根据下面的编码矩阵将它们映射到发射天线:

$X = [\begin{matrix} x_{1} & - x_{2}^{*} \\ x_{2} & x_{1}^{*} \end{matrix}] (1)$

编码器的输出在两个连续的发射周期里从两根发射天线发射出去。在第一个发射周期中,信号x1和x2同时从天线1 和天线2分别发射。在第二个发射周期中,信号-x*2从天线1 发射,而x*1 从天线2发射。既在空间域又在时间域进行编码。Alamouti 方案的主要特征是两根发射天线的发射序列是正交的,也就是说,序列x1 和x2 的内积为0。根据正交性可知,公式1的编码矩阵具有如下特性:

$\begin{array}{l} X X^{Η} = [\begin{matrix} | x_{1} |^{2} + | x_{2} |^{2} & 0 \\ 0 & | x_{1} |^{2} + | x_{2} |^{2} \end{matrix}] = \\ (| x_{1} |^{2} + | x_{2} |^{2}) Ι_{2} (2) \end{array}$

I2 是一个2×2的单位矩阵。

在时刻从第一和第二发射天线到接收天线的信道衰落系数分别用h1 (t)和h2 (t)表示,假定衰落系数在两个连续符号发射周期之间保持不变,则可以表示为:

h1 (t)= h1 (t+T)= h1 =| h1 | ejθ1;

h2 (t) = h2 (t+T)= h2 =| h2 | ejθ2 (3)

式(3)中, $| h_{i} |$ 和θi分别是发射天线i到接收天线的幅度增益和相移,T为持续时间。

标准Alamouti方案接收机在接收端采用一根接收天线。其原理框图如图2所示。

在接收天线端,两个连续符号周期中的接收信号(时刻t和t+T 时刻的接收信号分别表示为r1和r2)可以表示为:

r1=h1x1+h2x2+n1;

r2 =-h1 x*2 + h2 x*1 + n2 (4)

式(4)其中n1和n2是均值为0且功率谱密度为N0/2的独立复变量,分别表示t时刻和t+T时刻上加性高斯白噪声的取样。

2 Alamouti方案的译码原理

如果在接收机端能够完全恢复信道衰落系数h1和h2,那么译码器将采用它们作为信道状态信息。两发一收的标准Alamouti方案可以应用于发射天线数为2和接收天线数为nr的系统。将第j 根接收天线在t 时刻和t+T 时刻接收到的信号分别描述为r $_{1}^{j}$ 和r $_{2}^{j}$ ,

r $_{1}^{j}$ = hj,1 x1 + hj,2 x2 + n $_{1}^{j}$ ;

r $_{2}^{j}$ =-hj,1 x*2 + hj,2 x*1 + n $_{2}^{j}$ (5)

式(5)中,hj,i(i=1,2;j=1,2,...,nr)是发射天线i 到接收天线j 的衰落系数,n $_{1}^{j}$ 和n $_{2}^{j}$ 分别为接收天线在t 时刻和t+T时刻的噪声信号。接收机基于接收信号的线性合并构造了两个判决统计结果(表示为 $\tilde{x}$ 1和 $\tilde{x}$ 2),由式(6)给出:

$\tilde{x}_{1} =$ $\sum_{j = 1}^{n_{r}}$ h*j,1 + hj,2 (r $_{2}^{j}$ )*= $\sum_{i =}^{2} \sum_{j = 1}^{n_{r}}$ $| h_{j, i} |^{2} x_{1} +$

$\sum_{j = 1}^{n_{r}}$ h*j,1 n $_{1}^{j}$ + hj,2 (n $_{2}^{j}$ )*;

$\tilde{x}_{2} =$ $\sum_{j = 1}^{n_{r}}$ h*j,2 +hj,1 (r $_{2}^{j}$ )*= $\sum_{i = 1}^{2} \sum_{j = 1}^{n_{r}}$ $| h_{j, i} |^{2} x_{2} +$

$\sum_{j = 1}^{n_{r}}$ h*j,2 n $_{1}^{j}$ -hj,1(n $_{2}^{j}$ )* (6)

两个独立信号x1和x2的最大似然译码准则可以表示为:

$\hat{X}_{1} = \arg \min_{x_{1} \in S} [$ ( $\sum_{j = 1}^{n_{r}}$

$\begin{array}{l} (| h_{j, 1} |^{2} + | h_{j, 2} |^{2}) - 1) | \hat{X}_{1} |^{2} + \\ d^{2} (\tilde{x}_{1}, \hat{X}_{1})] \\ \hat{X}_{2} = \arg \min_{x_{2} \in S} [ \end{array}$

( $\sum_{j = 1}^{n_{r}}$

$\begin{array}{l} (| h_{j, 1} |^{2} + | h_{j, 2} |^{2}) - 1) | \hat{X}_{2}^{} |^{2} + \\ d^{2} (\tilde{x}_{2}, \hat{X}_{2})] (7) \end{array}$

3 Alamouti方案的性能仿真

由于两根发射天线发送序列的正交性,Alamouti方案能够达到nT=2的完全发射分集[3]。假定两个不同的编码序列X和 $\hat{X}$ 分别由两个输入信号(x1,x2)和 $(\hat{X}_{1}, \hat{X}_{2})$ 产生,其中 $(x_{1}, x_{2}) \neq (\hat{X}_{1}, \hat{X}_{2})$ ,这样码字差别矩阵为:

$B = (X, \hat{X}) = [\begin{matrix} x_{1} - \hat{X}_{1} & - x_{2}^{*} + \hat{X}_{2}^{*} \\ x_{2} - \hat{X}_{2} & x_{1}^{*} - \hat{X}_{1}^{*} \end{matrix}] (8)$

对于Alamouti方案,码字距离矩阵有两个相同的特征值。最小特征值与信号星座图中的最小平方欧氏距离相等,任意两个发射码字序列之间的最小距离与非编码系统相同[4]。因此,Alamouti 方案相对于非编码方案不产生任何编码增益。对于一对码字X和 $\hat{X} ‚$ 码字之间的最小平方欧氏距离 $d_{E}^{2} (X, \hat{X})$ 可以表示为: $d_{E}^{2} (X, \hat{X}) = | x_{1} - x_{1} |^{2} + | x_{2} - x_{2} |^{2}$ 。对于慢瑞利衰落信道,Alamouti方案的成对差错概率可以表示为:

$Ρ (X, \hat{X}) = \frac{1}{π} \int_{0}^{π / 2} [1 + d_{E}^{2} (X, \hat{X}) \frac{E_{S}}{4 Ν_{0} \sin^{2} θ}]^{- 2 n_{r}} d θ =$

$\frac{1}{2} [1 - \sqrt{\frac{d_{E}^{2} (X, \hat{X}) E_{s} / 4 Ν_{0}}{1 + d_{E}^{2} (X, \hat{X}) E_{s} / 4 Ν_{0}}} \sum_{k = 0}^{2 n_{r} - 1} (\begin{array}{l} 2 k \\ k \end{array}) \times$

$(\frac{1}{4 (1 + d_{E}^{2} (X, \hat{X}) E_{s} / 4 Ν_{0})})^{k}$ 。

慢瑞利衰落信道下,使用QPSK调制Alamouti方案的性能进行仿真评估。假定每一根发射天线到接收天线的衰落都是相互独立的,并且接收机完全知道信道系数。为了比较方便,发射总功率相同,并且均归一化为1。仿真结果如图3所示。

4 结论

仿真结果显示,无论是Alamouti方案还是其它几种STBC方案都提供了分集增益,其中2发1收的Alamouti方案提供的分集增益较小,2发2收和4发1收的分集增益居中,2发4收和4发2收STBC提供的分集增益较大。通过对比2发4收和4发2收两条曲线,可以看出它们的斜率是相同的,说明它们提供的分集增益也是相同的[5],只不过4发2收模式下每根发射天线的发射功率比2发4收模式下小至1/2,所以其性能降低了大约3 dB。2发2收和4发1收的情况也是如此。

参考文献

[1]庄铭杰,彭国祥,郭东辉.基于Alamouti编码方案的多天线系统的BER性能研究.中国航海,2005;(2):42—46

[2]庄铭杰,郭东辉,林比宏.一种双天线发射分集方案的性能分析.电波科学学报,2006;21(3):454—458

[3]宫定发,钱学荣,陈沿明.空时分组码Alamouti方案性能研究.重庆邮电大学学报(自然科学版),2008;20(2):143—147

[4]李禹臻,贾振红,山拜.达拉拜.正交空时分组码在OFDM系统中的性能估计.电讯技术.2006;46(6):104—108

性能仿真分析篇9

无功功率补偿设备从开始运用发展至今,经历了电容器、调相机、饱和电抗器( Saturated Reactor,SR) 、静止无功补偿器 ( Static Var Compensator,SVC) 。近年,伴随着电力电子技术的进一步发展,出现了一种更为先进的无功功率补偿设备,其是以变流器为核心,通过强制换相对电网进行无功功率补偿[3]。1995年,在国际高压大电网会议和电力、电子工程师学会的建议下,统称该设备为静止同步补偿器( Static Compensator, STATCOM) 。STATCOM与其他传统的无功补偿设备如SVC相比具有: 响应速度快; 不会引起谐振短路; 无功功率可在感性和容性之间连续调节; 利用PWM调制技术实现精准的电压调控; 可同时对谐波和无功进行补偿。STATCOM以其优越性能,成为了柔性交流输电系统( FACTS) 的一个重要组成部分,也是未来无功功率补偿设备的发展方向,必将被广泛应用[4]。

1 稳定运行电压和无功功率的关系

以下以一个简单系统来说明运行电压和无功功率的关系,如图1所示。图1 ( a) 为简单系统网络; 图1( b) 为等值电路,其中,X为各元件总阻抗,E为发电机电动势,P + j Q表示送至用户端的功率; 图1( c) 为图1( b) 的向量图。

根据向量图可得

由式( 3) 可知,当P和E为定值时,Q和U的关系如图2曲线1所示,其与负荷的无功 - 电压静态特性曲线2相交于无功功率平衡点a,此时负荷点电压为Ua。当无功负荷增加时,曲线2平行上移至曲线2',若电动势E和系统供应的无功功率Q不变,mj此时无功功率平衡点将移动至a',负荷点电压Ua' 显然 < Ua。可见, 无功电源无法满足在电压Ua下无功平衡的需求,仅能依靠降低电压来运行,以获得低电压下的无功功率平衡。若此时无功电源有充足的备用容量,向负荷发送无功功率,使无功电压静态特性曲线上移至曲线1',从而使曲线1'和2'的交点a″所确定的运行电压接近或达到Ua。所以,当系统无功电源较为充足时,便可维持较高的运行电压水平。而在无功电源不足时,需装设必要的无功补偿装置,补偿所需无功,稳定运行电压[5,6]。本文即通过STATCOM给系统补偿无功功率,从而使运行电压保持稳定。

图 1 简单系统

图 2 电压水平和无功功率关系

2 STATCOM 的基本结构及工作原理

2. 1 STATCOM 的基本结构

STATCOM按电路不同可分为两种类型: 电压型桥式电路和电流型桥式电路。由于电压型桥式电路的效率高于电流型桥式电路,所以应用中的STATCOM普遍采用电压型,仿真模型也采用电压型。如图3所示为电压型桥式电路组成的STATCOM主电路基本结构。其由以下几部分组成: 直流侧电容,其作用是为设备提供电压支撑; 电压源逆变器( VSC) ,由大功率电力电子开关器件( GTO或IGBT) 组成,并运用脉宽调制技术( PWM) 控制电力电子开关的通断,将电容器上的直流电压逆变成具有一定幅值和频率的交流电压; 耦合变压器和电抗器,其不仅起到将大功率变流装置与电力系统相耦合的作用,还可将逆变器输出电压中的高次谐波滤除,使之输出的电压波形接近正弦波[7]。

图 3 STATCOM 的主电路基本结构

2. 2 STATCOM 的基本工作原理

根据图3可得到STATCOM的等效电路,如图4所示。STATCOM的四象限运行区间如图5所示。由图4和图5可知STATCOM装置,吸收电流

视在功率

有功功率

无功功率

输出电压

上述公式中,Ug表示STATCOM交流侧输出电压; Us表示系统电压; δ表示Ug与Us之间的相位差; λ表示PWM的调制系数。

图 4 STATCOM 的等效电路

图 5 STATCOM 的四象限运行区间

在理想运行情况下,整个装置不吸收有功功率,这意味着δ = 0,可认为变流器与系统之间所交换的能量是纯无功功率。当Ug> Us时,电流I超前系统电压90°,STATCOM向系统发出感性无功,此时STATCOM相当于电容; 当Ug< Us时,电流I滞后系统电压90°, STATCOM向系统发出容性无功,此时STATCOM相当于电感[8]。通过PWM技术控制电力电子开关,调节Ug的大小便可由正到负、连续快速的调节系统吸收的无功功率Q,即而实现无功功率由感性到容性间的连续调节。

在实际运行中,考虑到变流器和连接电抗器本身是损耗元件,需要电网提供必要的有功功率来补充这些损耗,否则需从直流侧电容提供能量来抵消损耗部分,这样会使直流电压不断下降,即相对电网电压Us, 电流I中有一定量的有功成分。根据式( 6) ,式( 7) 和图5,当δ > 0,有功功率P > 0,即STATCOM从电网吸收有功功率; 当δ < 0,有功功率P < 0,即STATCOM向电网发出有功功率。在众多控制策略中均是通过调节δ来维持直流电容电压Uc稳定。

总之,通过改变Ug幅值和相位差δ,便可调节有功功率和无功功率的大小及流向。

3 STATCOM 主电路的控制

从控制策略上讲,STATCOM的控制有3种基本结构: 闭环控制、开环控制及两者的结合控制; 从控制技术上分,主要包括PI控制、逆系统PI控制、PID + PSS控制、模糊控制、非线性鲁棒控制和神经网络自适应控制等; 由无功电流参考值调节STATCOM产生所需的无功电流的控制方法,又可分为电流直接控制和电流间接控制[9]。所谓电流间接控制就是将STATCOM当作交流电压源来看待,对STATCOM输出的交流电压基波的幅值和相位进行控制,来间接控制STATCOM的交流侧电流; 电流直接控制则是对输出的交流基波瞬时值进行反馈控制[10,11]。总体而言,控制要解决的问题就是如何产生PWM信号,使得变流器的输出电压为相位和幅值均可控的正弦同步电压。

3. 1 PQ 控制特性分析

由式( 8) 可知,系统有两个可控的变量λ和δ,两个独立的被控参数Ug的幅值值和相位。式 ( 6 ) , 式( 7) 分别对δ和Ug求偏导,并在δ→0时分别求极限

所以,通过控制相对相位δ,即可调节有功功率P, 进而控制直流电压Udc; 控制调制系数λ就可调节STATCOM输出电压Ug,从而控制无功功率Q。

3. 2 STATCOM 控制方法

不同的电路结构有不同的控制方法,但最终要达到的目的是通过控制逆变电压来改变无功功率的输出。要改变逆变电压Ug的相位和幅值,可直接调节直流侧电压,也可在直流侧电压稳定的情况下,利用调节单脉冲宽度、SPWM/SVPWM、直接电流等方法调节。其中,直流侧电压调节方法可分为自励式和他励式,所谓他励式就是外部添加直流电源调节,此方式需添加额外的设备,不仅增加了装置的体积,且成本也会大幅增加; 自励式则是利用变流器本身的整流逆变功能给电容充放电,调节直流电容电压大小,因此在现有的STATCOM产品中基本上均使用自励式调节。由工作原理可知,控制系统电压和STATCOM输出电压之间的相位差δ,利用PLL锁相同步控制,可达到稳定或调节直流侧电压的目的。

由于系统有两个可控变量,加上STATCOM结构不同,STATCOM有多种控制策略,其主要可分为单变量控制和双变量控制。单变量控制又可细分为两种方法: 当PWM恒定,即调制系数λ为常数情况下,只需调节相位差δ即可调节Ug; 当直流电压恒定时,调节PWM调制系数λ即可调节Ug。双变量控制是指,同时控制相位差δ和PWM调制系数λ,控制δ以稳定直流电压,控制PWM调制系数λ来调节Ug。通过调节直流电压的方法调节无功虽简单,但电容作为储能元件,要有能量交换才能实现电压变化,所以动态响应慢; 单调节调制系数λ适合于外接直流电压的情况,若采用直流电容,由于电容电压的衰减无法得到补偿,故该策略不适用[12,13]。文中采用基于δ和λ 的双变量控制策略,如图6所示。

4 STATCOM 仿真与分析

通过对STATCOM工作原理介绍、特性分析、控制策略的了解,在Matlab环境下搭建了STATCOM仿真模型,如图7所示。系统电压等级为35 k V,短路功率100 MW,补偿容量±3 MW。系统由可编程电压源、STATCOM、35 k V /380 V变压器、固定负载和可变负载组成。系统采用电流内环和电压外环双闭环PI控制。

4. 1 STATCOM 动态响应性能仿真

在本次仿真试验中,可变负载保持恒定,观察系统电压阶段性变化时,STATCOM对应的动态和稳态特性。可编程电压源用于调节系统电压。为使STATCOM终端参考电压设置在220 V,开始阶段系统电压设置为236. 94 V。3个阶段时间点设置在0. 2 s、0. 3 s、0. 4 s, 系统电压依次增加6% ,减少6% ,然后恢复到开始时的电压。电压变化情况如图8所示。

开始仿真,观察示波器输出的波形,如图8,图9所示。在开始阶段,STATCOM处于给直流电容充电状态,从图8和图9( b) t在0 ~0. 05 s可知,STATCOM吸收较大的有功电流,到t = 0. 1 s时到达稳定状态,系统运行于额定电压下。又因STATCOM参考电压为220 V, 所以其在0. 1 ~ 0. 2 s间处于悬置状态,流过连接电抗器的电流基本为0,直流电容电压稳定在2. 4 k V。而t = 0. 2时,系统电压增加6% ,STATCOM开始工作于感性状态,逆变器产生的交流电压比电网电压低,连接电抗器流过的电流Ia相位滞后系统电压Ua为90°, STATCOM从电网吸收无功功率2. 7 MW,系统运行电压恢复到原来水平,所用时间约为一个周期左右。t = 0. 3 s时,系统电压Ua跌落6% ,STATCOM从感性切换到容性状态,逆变器产生的交流电压比电网电压高, Ia相位超前Ua90°,STATCOM发出无功功率2. 8 MW使系统运行电压恢复到参考值220 V。当t = 0. 4时, 系统电压恢复到正常状态,STATCOM输出无功功率减少为0。

图 8 系统 A 相电压与 STATCOM A 相电流波形

图 9 STATCOM 动静态特性仿真结果

观察图9( d) 可见,当STATCOM从感性切换到容性过程中,PWM变换器调制系数λ从0. 56变为0. 9, STATCOM输出电流为0时,调制系数稳定在0. 73。初始阶段直流电容器由电网提供有功功率充电,经0. 1 s稳定在约2 400 V,系统电压产生波动时,Udc仅产生±50 V的波动,但经电压外闭环PI控制,可迅速回到约2 400 V,直流电压较为平稳,波形如图9( c) 所示。

4. 2 抑制电压闪变仿真

在本次仿真中电压源保持恒定,通过可变负载的变化来测试STATCOM对电压闪变的抑制作用。可变负载通过变压器连接到电网,不断吸收持续变化的电流,就如同工厂的电弧炉一般,因此会产生电压闪变。可变负载的视在功率以5 Hz频率在1 ~ 5 MW之间变化,期间功率因素保持在0. 9,在t = 0. 15 s产生变化, 如图10所示。

图 10 负载的有功功率与无功功率

为便于比较,该实验分两次进行,第一次STATCOM未投入使用,第二次投入STATCOM调节电压,两次仿真结果如图11所示。图11( a) 是未投入STATCOM时B1及B2的电压波形; 图11( b) 为投入STATCOM后B1及B2的电压波形。通过比较可看出,在未投入STATCOM补偿的情况下B2的电压在0. 96 ~ 1. 04 p. u( 1 p. u = 220 V) 之间变化,即产生±4% 的电压波动,波动范围较大; 而当投入STATCOM后,电压的波动范围在0. 993 ~ 1. 007 p. u之间,即±0. 7% 的波动,波动明显减小,起到了抑制电压闪变的效果。

图12为STATCOM输出或吸收的电流波形, STATCOM根据电网的电压情况自动调节输出或输入的电流。当电网电压跌落到220 V以下时,其向电网注入无功电流,当电网电压升高到220 V以上时,其从电网吸收无功电流。

图 12 STATCOM 调节电压时 A 相输出电流

5 结束语

通过分析电网运行电压与无功功率补偿的关系, 利用STATCOM对电网进行无功补偿。在Matlab环境下,搭建了基于δ和λ 的双变量控制STATCOM仿真模型对补偿性能进行验证。仿真结果表明,当电网出现一定范围电压波动问题时,STATCOM能快速、精确地对电网进行无功功率补偿,稳定电网电压,抑制电压闪变,从而有效改善了电网电能质量。

摘要：针对电网运行电压不稳定的情况,采用静止同步补偿器(STATCOM)对电网进行无功功率补偿以稳定运行电压。文中给出了运行电压和无功功率的关系,阐述了STATCOM的基本结构与工作原理,分析了STATCOM的控制方法及策略。并根据工作原理和控制方法,在Matlab环境下搭建了基于δ和λ的双控制变量STATCOM模型。仿真结果表明,STATCOM可精确、快速地补偿电网所需无功功率,达到了稳定运行电压的目的。

虚拟光学加密系统的仿真与性能分析篇10

基于光学原理与技术的信息安全作为一种非数学的密码理论与技术近几年来显示出了极大的潜力, 特别是基于虚拟光学系统的加密系统的实现, 使其已成为当前研究的热点之一[1,2,3,4,5,6,7,8,9]。光学信息处理技术具有高速度、光波长短、信息容量大的特点;同时又具有振幅、相位、波长、偏振等多种属性, 是多维的信息载体, 从而也为光学加密系统的密钥空间提供了更为宽广的选择, 使其具有更高的安全性。近来物联网技术的发展, 进一步推动了基于RFID和光学标签的应用, 如无源二维码, 可以将信息编码到二维码中, 再对其进行加密。一个二维码可容纳多达1 850个大写字母或2 710个数字或1 108个字节, 或500多个汉字, 条码可以把图片、声音、文字、签字、指纹等可以数字化的信息进行编码, 即使在二维条码因穿孔、污损等损毁面积达50%情况下, 照样可以恢复信息, 获取正确的信息。二维条码可以使用激光或CCD阅读器识读, 在商品标签, 票据等方面已经得到了广泛的应用。

基于光学成像系统的虚拟光学加密机制是利用光学成像原理, 采用计算机程序化方法实现光学加密过程, 以光学过程中的传播规律和结构的几何参数作为密钥, 实现高密级的数据加密和信息隐藏。虚拟光学加密系方法的优点一是由于数字方法的灵活性, 可以自由地选取空间位置、波长和随机相位板分布等系统参量, 从而大幅度地提高了隐藏系统的不可感知性和安全性;二是避开了光学器件的使用, 减少了系统复杂性, 具有紧致、低成本等优点;三是数字方法可以方便地扩展到多种形式, 如音频、视频信息等的隐藏领域中去。

从密码学观点来看, 目前国内外对光学加密方法的研究还局限于对称密钥系统, 即在加密解密过程中采用同样的光学参数进行运算。这种密码系统由于密钥的分发、更新、删除、传输等管理问题需要进一步研究解决, 使其实际应用受到了影响, 文献[10-12]对光学加密系统及其应用进行研究。与此同时, 对加密系统的安全性研究还没有完整的理论结果, 需要进一步研究。在典型的光学加密系统中, 作为密钥的参数主要有衍射距离、光波波长、随机模板、透镜焦距等, 这些参数对系统加密的安全性有着不同程度的影响, 明确这些参数对安全的影响性, 以及影响关系是本文的研究出发点, 这些关系的明确可以使我们能更好地理解基于光学成像原理的加密系统原理, 设计更为安全的加密方法, 并为从理论上证明系统的安全性提供理论基础和依据。

本文将首先介绍基于光学成像原理的加密机制、基本概念和计算方法, 然后设计了计算机仿真实现的相关算法, 包括信息平面和随机平面的离散菲涅耳变换、信息平面的加密和解密算法等, 最后通过对二维码光学标签仿真实验, 验证了方法的正确性和有效性, 分析了衍射距离、光波波长、随机模板、透镜焦距等加密密钥对安全性的影响, 探索密钥参数与安全性之间的关系, 并讨论了可进一步研究的工作。

1 基于光学成像的加密系统与实现

1995年, Refregier等提出了基于4f系统的双随机相位编码方法[1], 这种方法具有较好的安全性和鲁棒性。从此光学加密技术进入较为活跃的研究期, 人们先后提出了基于菲涅耳变换、基于分数傅里叶变换、基于联合变换相关器的双随机相位编码系统以及基于数字相移全息的随机相位编码系统等大量新的或改进的加密系统[12], 下面我们给出基于光学成像原理的加密系统研究虚拟加密系统的实现算法。

1.1 虚拟光学加密系统

设物平面、透镜前表面、后表面以及像平面的复振幅分布分别表示为U0 (x0, y0) , UL1 (ζ, η) , UL2 (ζ, η) 和Ui (xi, yi) , 其中物平面对应于加密系统中的要加密的明文, 像平面对应于加密系统的密文。设数据发送方生成的光学加密参数为Θ, 如对典型的基于4f系统的双随机相位编码方法, 参数Θ包含两个相位函数N (x, y) 和B (α, β) , 以及一个透镜的焦距f;对基于菲涅耳变换的双随机相位编码, 参数Θ包含两个相位随机函数R1 (x, y) 和R2 (x, y) , 以及两个菲涅耳衍射d1和d2等。光学加密系统可以根据这些加密参数设计具体的数据加密, 特别是图像的加密, 因为在这种情况下, 光学加密系统可以并行运行加密、解密过程, 密钥空间是多维的, 在性能上比传统的加密系统更为优越。图1显示了一个二维基于虚拟成像的多维数据加密系统 (VOE, Virtual Optical Encryption) 的理论模型结构示意图[2]。

该系统是一个加入了随机模板 (用于模拟随机光场) 的单透镜光学成像系统。图中, d0是物平面 (信息平面) 到成像透镜前表面的距离, di是透镜后表面到像平面的距离。假定信息平面和随机模板由相同选定波长的相干光照明, 且此成像系统中所涉及的衍射都满足菲涅耳近似条件。根据傅里叶光学, 虚拟光波从物平面到透镜前表面的传播过程和虚拟光波从透镜后表面到像平面的传播过程都可以利用菲涅耳衍射变换来描述。

在虚拟光学加密系统的计算机仿真实现过程中, 要首先对所有连续变量函数进行离散。设在x0和y0方向的采样数为N, 间隔分别为Δx0和Δy0, 在ζ和η方向的采样数也为N, 间隔分别为Δζ和Δη。则离散的N个取样点为

根据Shannon采样定理, 可以得到:

因此, 可以得到菲涅耳变换的离散表达形式, 称为离散菲涅耳变换, 简记为DFD (Discrete Fresnel Diffraction) , 其中信息平面U0 (k, l) 的DFD如式 (5) 所示, 即

其中:λ为光波波长, k, l, m, n=0, 1, …, N-1。另外, 透镜的复振幅透过率函数也要进行采样, 得到其离散形式, 即有:

其中:f为透镜焦距, K为波数, 且有K=2π/λ。

在加密过程中, 可以用DFD计算信息平面 (用U0表示) 和随机模板 (用UM表示) 到透镜前表面的衍射, 衍射距离分别为d0和d, 其中d=d1+d2。它们在透镜前表面的菲涅耳衍射图案将发生干涉, 得到干涉图, 干涉图又经透镜的复振幅透过率函数的转换到达透镜的后表面。将成像透镜后表面的复振幅分布 (用UL2表示) 作为密文, 加密过程可以简单的用式 (7) 描述:

解密过程为上述加密过程的逆运算过程, 即:

式中:

从解密过程可以看出, 要想完全解密出原信息, 除了随机模板外, 还需要知道四个参数, 即衍射距离d0和d、透镜焦距f, 以及光波波长λ。这些密钥参数对加密后的密文的影响, 特别是对恶意攻击的影响将在后面讨论。结合上面给出的计算公式, 图2为系统实现的框图, 具体的算法将在下节讨论。

1.2 虚拟光学加密系统的实现算法

针对上述的光学加密系统, 可以采取计算机仿真的手段进行图像的加密, 通过计算机程序实现基于光线成像原理的虚拟光学加密系统, 下面给出实现过程中的具体算法。

算法1:信息平面的DFD算法

输入:信息平面U0 (k, l) , 光波波长λ, 衍射距离d0, 整数N;

输出:信息平面的离散菲涅耳变换UL1 (m, n) ;

1) 信息平面的离散:根据整数N, 利用式 (1)  (4) 对U0 (k, l) 进行离散化;

2) 菲涅耳变换:利用式 (5) 对离散的信息平面进行菲涅耳变换, 得到UL1 (m, n) ;

3) 输出信息平面的离散菲涅耳变换UL1 (m, n) ;

算法2:随机模板的DFD算法

输入:随机模板UM (k, l) , 光波波长λ, 衍射距离d0, 整数N;

输出:随机模板的离散菲涅耳变换ULM (m, n) ;

1) 随机模板离散:根据整数N, 利用式 (1)  (4) 对UM (k, l) 进行离散化;

2) 菲涅耳变换:利用式 (5) 对离散的随机模板进行菲涅耳变换, 得到ULM (m, n) ;

3) 输出随机模板的离散菲涅耳变换ULM (m, n) 。

算法1和算法2主要是计算信息平面和随机模板的离散菲涅耳变换, 在这个过程中都要对它们进行离散取样处理。很显然作为密钥空间的一个维度, 随机模板的选取和离散方法直接影响到信息加密的安全性, 所以, 如何选择有效的随机模板是基于光学成像系统加密方法的关键问题之一。下面的算法3和算法4给出对信息平面加密和解密的过程。

算法3:基于虚拟光学系统的加密算法

输入:信息平面U0 (k, l) , 随机模板UM (k, l) , 光波波长λ, 衍射距离d0和d, 透镜焦距f, 整数N;

输出:信息平面的加密密文UL2 (m, n) ;

1) 计算信息平面的DFD:根据输入的信息平面 (明文) U0 (k, l) , 执行算法1, 得到其离散菲涅耳变换UL1 (m, n) ;

2) 计算随机模板的DFD:根据输入的随机模板UM (k, l) , 执行算法2, 得到其离散菲涅耳变换ULM (m, n) ;

3) 根据式 (6) , 计算复振幅透过率函数的离散值t (m, n;f) ;

4) 根据式 (7) , 计算密文UL2 (m, n) ;

5) 输出信息平面的加密密文UL2 (m, n) ;

算法4:基于虚拟光学系统的解密算法

输入:加密密文UL2 (m, n) , 随机模板UM (k, l) , 波长λ, 衍射距离d0和d, 透镜焦距f, 整数N;

输出:信息平面U0 (m, n) ;

1) 计算随机模板的DFD:根据输入的随机模板UM (k, l) , 执行算法2, 得到其离散菲涅耳变换ULM (mn) ;

2) 根据式 (6) , 计算复振幅透过率函数的离散值t (m, n;f) ;

3) 根据式 (9) , 计算中间变量U* (m, n) ;

4) 根据式 (8) , 计算中间变量U* (m, n) 的逆离散菲涅耳变换IDFD[U* (m, n) ;λ, d0], 得到信息平面U0 (k, l) ;

5) 输出信息平面的解密明文U0 (k, l) 。

2 仿真实验及结果分析

为了分析基于虚拟光学加密系统的性能, 基于上节描述的算法, 利用Matlab软件和开发的系统对二维码标识图进行了仿真实验。

图3是基于虚拟成像的密码系统对于二维码的加密和解密的仿真实验结果, 所用的图像信息为132×132的二维码。图3 (a) 是原始二维码, 该二维码经系统加密后的结果如图3 (b) 所示。图3 (c) 给出了随机模板的选取, 它是利用Matlab中rand () 函数生成的 (132×132) 二维伪随机阵列。图3 (d) 显示了在解密过程中, 如果没有加密时所用的随机模板密钥, 解密得到的图像还是可以看到原始图像的大概轮廓, 尤其对于二维码而言, 这样就会得出隐藏其中的信息。只有当所有的密钥参数全部正确, 又知道随机模板密钥, 才可以得到清晰的解密结果 (如图3 (e) 所示) 。

通过仿真可以看出, 在多维的密钥参数中, 除随机模板, 其它参数信息 (包括信息平面和随机模板到透镜前表面的衍射距离d0和d, 透镜焦距f, 光波波长λ) 对加密信息的安全性都有直接的影响, 通过这些参数对安全的影响分析, 可以寻求有效的参数选择方法。图4显示了衍射距离d0对信息加密的影响, 当d0与其实际值只有0.000 001 cm偏差时, 解密的结果已接近于明文。

图5显示了随机模板对信息加密安全性的影响。图5 (a) 图5 (d) 中使用的随机模板是满足0到1范围内平均分布的伪随机序列, 而图5 (e) 图5 (h) 使用的随机模板是只有0和1组成的二维伪随机阵列。

图6给出了随机模板到透镜前表面的衍射距离d在偏差不同精度时得到的解密结果, 图中可以看出, 当d存在0.01 cm偏差, 解密的二维码已具有原图的轮廊, 而偏差为0.001 cm时, 解密结果更差, 说明密钥d同解密结果不是一个线性关系, 非线性关系的存在对进一步研究虚拟光学加密系统的安全有重要意义。

图7显示了透镜焦距f对原图像的解密影响, 仿真结果表明, 在f值偏差较大的情况下, 同样可以得到大致清晰的解密图像, 因此, 透镜焦距f的值对解密过程影响不大, 在参数的设计过程中要充分利用其他参数的作用。

图8为光波波长λ对加密信息还原的影响, 仿真结果表明, 即使在偏差0.000 01 cm的情况下, 解密后的结果与原图相差较大, 因此, 光波波长λ的机密性对加密系统的安全性具有较重要的影响, 也是参数设计中需要进一步研究的关键之一。

3 结论

基于光学理论与方法的密码技术近年来引起了人们的高度重视, 与传统基于数学的计算机密码学相比, 光学密码技术具有多维、大信息量、多自由度、固有的并行数据处理能力等特点, 特别是在光学二维码等方面的应用, 为光学加密技术提出了新的挑战, 如光学加密参数的选择、传输、更新等问题, 以及基于虚拟光学加密系统的实现等。

本文针对基于光学成像系统的加密机制, 给出了虚拟加密系统的具体算法, 通过实现仿真系统对二维码的加密过程进行了分析, 仿真结果表明, 光学参数对系统的安全性影响程度不同, 透镜焦距f对信息的加密解密结果影响最小, 其对加密系统的安全性影响不大。光波波长λ对系统的安全性影响最大, 在偏差0.000 01 cm的情况下, 解密后的结果与原图相差仍较大, 也表明该参数对机密性的要求最高, 其他参数对安全性的影响程度处于上述两个参数中间。另一方面, 仿真显示参数对加密的影响具有非线性关系, 而这样关系的进一步确定对参数的设计、系统安全的证明将是很有意义的工作。由于目前的光学加密系统多以对称加密形式实现, 因此, 用来进行加密的光学参数就必须以一个极其安全的传输渠道发送给对方, 以保证加密信息的安全, 一个安全可靠有效的密钥管理系统将是系统能实际应用的关键之一。另外寻求该方法在实际中的应用, 特别是在物联网中的应用也是需要进一步讨论的问题。

参考文献

[1]Refregier P, Javidi B.Optical image encryption based on input plane and Fourier plane random encoding[J].Optical Letter (S0146-9592) , 1995, 20 (7) :767-769.

[2]张鹏, 彭翔, 牛憨笨.一种虚拟光学数据加密的系统实现[J].电子学报, 2004, 32 (10) :1585-1588.ZHANG Peng, PENG Xiang, NIU Han-ben.An Implementation Scheme of Virtual-Optics Based Data Encryption System[J].Acta Electronica Sinica, 2004, 32 (10) :1585-1588.

[3]高丽娟, 杨晓苹, 李智磊, 等.一种单通道彩色图像加密方法[J].物理学报, 2009, 58 (2) :1053-1056.GAO Li-juan, YANG Xiao-ping, LI Zhi-lei, et al.A method of color image single-channel encryption[J].Acta Physica Sinica, 2009, 58 (2) :1053-1056.

[4]袁建国, 梁天宇, 李柚, 等.基于双密钥分割合成滤波的相位编码的密钥恢复算法[J].光电子.激光, 2011, 22 (4) :607-611.YUAN Jian-guo, LIANG Tian-yu, LI You, et al.A key retrieval algorithm for the phase-coding based on segmented composite filtering[J].Journal of Optoelectronics?Laser, 2011, 22 (4) :607-611.

[5]张鹏, 彭翔.基于公钥的虚拟光学信息安全系统[J].系统仿真学报, 2006, 18 (1) :176-180.ZHANG Peng, PENG Xiang.Information security system based on public key and virtual-optics encryption[J].Journal of System Simulation, 2006, 18 (1) :176-180.

[6]吴克难, 胡家升, 乌旭.信息安全中的光学加密技术[J].激光与光电子学进展, 2008, 45 (7) :30-38.WU Ke-nan, HU Jia-sheng, WU Xu.Optical Encryption for Information Security[J].Laser&Optoelectronics Progress, 2008, 45 (7) :30-38.

[7]Chen W, Chen X D.Space-based optical image encryption[J].Optics Express (S1094-4087) , 2010, 18 (26) :27095-27104.

[8]Han Y J, Zhang Y H, Optical image encryption based on two beams’interference[J].Optics Communications (S0030-4018) , 2010, 283 (9) :1690-1692.

[9]Islam M M, Karim M A.Optical encryption system employing orthogonal code and multiple reference-based joint transform correlation[C]//201013th International Conference on Computer and Information Technology (ICCIT) , Dhaka, Dec23-25, 2010:470-475.

[10]张鹏.基于信息光学的多维数据加密及数字水印[D].天津:天津大学, 2006.ZHANG Peng.Multidimensional data encryption and digital watermarking based on information optics[D].Tianjin:Tianjin University, 2006.

[11]程灵丽, 邓显耀, 黄兵, 等.基于光学变换和经典置乱变换的图像复合加密方法[J].西安邮电学院学报, 2008, 13 (3) :86-87.CHENG Ling-li, DENG Xian-yao, HUANG Bing, et al.Digital image combining encryption method based on optical transformation and classical scrambling transformation[J].Journal of Xi’an University of Post and Telecommunications, 2008, 13 (3) :86-87.

本文来自古文书网(www.gwbook.cn)，转载请保留网址和出处

施工仿真分析02-20

工资薪金核算02-20

有限元仿真分析02-20

三维仿真分析02-20

仿真程度分析02-20

几款仿真软件的分析02-20

MATLAB仿真分析02-20

Fluent仿真分析02-20

医学仿真模型02-20

九江学院仪器分析仿真实验-教案02-20

注：本文为网友上传，旨在传播知识，不代表本站观点，与本站立场无关。若有侵权等问题请及时与本网联系，我们将在第一时间删除处理。E-MAIL：66553826@qq.com