高压直流电场（精选八篇）
高压直流电场 篇1
我国电力需求急剧增加以及能源分布与电力负荷不平衡的国情,决定了我国长距离的“西电东送”政策。对于这种大容量、长距离的电力输送,高压直流HVDC(High Voltage Direct Current)输电较传统的交流输电更具优势,有着广阔的应用前景[1]。
同时,高压直流输电线路电磁环境越来越受到关注。高压直流输电线路下地面电场和离子流场是电磁环境测评的重要参数,电晕不仅是影响线路下地面电场和离子流场的决定因素,而且还会产生能量损耗。由于直流线路的电压极性是恒定的,当输电线路导线表面的电场强度超过电晕起始场强时,电晕放电会在电离区和极间区产生与导线同极性的电荷,电荷在电场作用下不断向地面运动,形成稳定的离子流。离子流场的计算和实验分析,对已运行线路的性能评价及计划线路的设计均具有重要意义[2]。
高压直流线路的电晕损耗、电磁环境[3]等问题的计算分析都以线路周围空间电场及离子流场计算的结果为基础。直流离子流场的严格解析解只有在求解区域规则对称时才能获得,如同轴圆筒电极[4]和同心球壳电极[5]。Sarma等人首先提出用解析法计算直流输电线路下的离子流场,但其中采用了Deutsch假设,即认为空间电荷仅影响电场的大小而不影响其方向,这样虽把二维问题转化为一维问题[6],但也引入了误差。Sunaga等人通过有限差分法,发现引入Deutsch假设会导致地面电场10%的误差和地面电流密度40%的误差[7]。Janischewskyj等人的研究[4]首次将有限元法引入对直流离子流场的分析,舍弃了Deutsch假设,仅需Kaptzov假设(导线起晕后表面场强维持在起晕场强不变)。相继提出的数值方法,除了有限元方法[8,9]外,还有模拟电荷法与加权余量法结合[10]、边界元法[11]、有限差分法[12]、最优化方法与有限元法结合[13]、有限元与有限体积法结合[14]等。
本文借鉴交流线路计算电晕时用到的发射电荷的思想[15],提出一种简单的方法,舍弃了Deutsch假设,仅需Kaptzov假设,避开求解复杂的离子流非线性微分方程这一传统的途径。该方法不仅可以计算单根导线,而且适用于分裂导线。
1 计算方法
直流线路离子流场求解的关键是确定空间电荷。本文基于模拟电荷法对高压直流线路离子流场进行计算仿真。从电晕建立的过程考虑,来确定空间电荷。电晕情况下认为导线对地电压由导线上电荷产生的电压和空间电荷在导线上产生的电压两部分构成。首先在不存在空间电荷时根据Kaptzov假设计算导线起晕电荷,当导线电压(由导线上电荷产生的电压)超过起晕电压时,即导线模拟电荷大于其起晕电荷时,令一定量的电荷从导线表面发射到空间形成空间电荷,空间电荷在电场的作用下迁移,进一步考虑空间电荷的影响,重新计算导线电压。当空间电荷背离导线超出一定范围后即认为消失。每隔一小段时间重复上述行为,直到导线每次发射的电荷不变、电晕达到稳定状态时停止计算。计算流程见图1。
1.1 起晕电荷的计算
Salam最早在研究交流线路电晕时引入起晕电荷的概念[16],在导线内表面附近一周均匀设置模拟电荷,用标称场计算导线表面达到起晕场强时模拟电荷的总电荷量,将其定义为导线起晕电荷。假设导线起晕电荷在各个时刻不变,只计算一次,然后在每一时刻考虑当时的导线电位和空间电荷分布,计算导线的模拟电荷。当导线模拟电荷总量超过起晕电荷时认为导线起晕,将超出的部分均匀分配在导线表面各点发射到空间中。
事实上,导线表面分布的空间电荷会影响导线表面的电场分布,用标称场计算出的起晕电荷在存在空间电荷时不能保证符合Kaptzov假设;另外在不对称结构或分裂导线中导线表面各处电场分布不均匀,特别在分裂导线时更是如此,用导线总电荷量作为起晕判据,认为电晕在导线表面均匀发生显然不合理。本文仍将导线离散为模拟线电荷,如图2所示,但重新定义导线起晕电荷,认为起晕电荷的值在导线表面各点不同,当导线电压达到使其表面某点达到起晕场强的水平时,该点附近的模拟电荷量即为该点处的起晕电荷。计算起晕电荷时考虑空间电荷的作用,导线起晕电荷在每一时刻的开始都要重新计算。
以单根导线为例,导线内模拟电荷、导线表面匹配点、空间电荷及电荷的发射过程见图2。匹配点在与模拟电荷相同径向方向上的导线表面处。若导体内表面附近模拟电荷数为M,空间电荷数为N(不同时刻N值不同),导线表面点r的起晕电荷计算如下:
其中,Qsimu、Qspace分别为导线内模拟电荷和空间电荷,Psimu为导线模拟电荷对导线表面的电位系数矩阵,Pspace为空间电荷对导线表面的电位系数矩阵,Rsimu,r为导线模拟电荷对导线表面点r的电场系数矩阵,Rspace,r为空间电荷对导线表面点r的电场系数矩阵,E0 r为点r的起晕电场,U0为当点r达到起晕电场时导线上的电压。Qspace使用上一时间步结果,则可求出Qsimu和U0,Qsimu中第r行元素为点r处起晕电荷。
1.2 模拟电荷的计算和发射电荷的计算
导线对地电压由导线上电荷产生的电压和空间电荷在导线上产生的电压两部分构成,导线电压由导线上的模拟电荷产生。故模拟电荷Qsimu满足下式:
其中,U为导线对地电压。
当模拟电荷大于起晕电荷时,令一定量的电荷从导线表面发射到空间。某时刻的发射电荷为该时刻模拟电荷与起晕电荷之差:
其中,Qemit、Qonset分别为发射电荷和起晕电荷。
1.3 空间电荷的迁移和终止判据
空间电荷会在电场力的作用下迁移,电荷的迁移率k(m2/(V·s))恒定,不受电场强度的影响。在一个时间步长Δt,电荷迁移的距离为Δd,方向沿该电荷所在处的电场方向。
其中,E为电荷所在处的电场,由导线上电荷和所有的空间电荷共同产生,Ex、Ey为E在直角坐标系中沿x轴、y轴方向的分量,ex,i、ex,j、ey,i、ey,j分别为空间电荷和模拟电荷产生的电场在x轴、y轴方向的单位向量,qspace,i为第i个空间电荷,qsimu,j为第j个模拟电荷。
设某时刻一空间电荷的坐标为(xn,yn),下一时刻该空间电荷的坐标为(xn+1,yn+1),则有:
在电场作用下发射到空间的电荷不断迁移,当远离导线超出一定范围即认为消失,从计算中删除。
由于空间电荷是在电场力的作用下沿电场方向运动,空间电荷的分布规律和电场线的趋势相一致,图3给出了空间电荷的分布图。
各时刻导线不断从表面向空间发射电荷,空间电荷在电场力的作用远离导线最后消失,经足够长的时间,该过程会趋于稳定,所有的空间电荷之和为:
当相邻2个时刻qsum的相对变化小于误差容忍度ε时,终止计算,即:
1.4 地面电场的计算和电晕损耗的计算
计算稳定后,根据导线内模拟电荷和空间电荷的分布,用下式计算导线地面附近任意一点r的电场:
其中,er,i、er,j分别为空间电荷和模拟电荷在点r产生的电场的单位向量。
空间电荷在电场力的作用下运动,将空间电荷视为整体,其运动所需的能量由导线提供,即为电晕损失。式(13)—(15)分别为空间电荷受到的电场力、空间电荷运动速度及功率:
电晕损耗P即为每个空间电荷的功率之和:
其中,k为离子迁移率,Ei为第i个空间电荷处的电场强度。
2 算法的验证
Hara等人对户外高压直流线路模型进行了一系列离子流场的测量实验,在文献[17]中给出了实验结果和分析。其中正极性线路实验模型的原始参数为:导线半径0.25 cm,距地高度2 m;离子迁移率k=1.4×10-4m2/(V·s),起始电晕场强45.05 k V/cm,起始电晕电压83 k V(实验测得),外加电压200 k V。
本文方法得到的地面合成电场结果与文献[17]进行比较,如图4所示,本文所得地面电场强度最大值为121.3 k V/m,实验数据约为110 k V/m,本文结果比其偏大10.3%;但总体趋势吻合较好,说明本文所提方法是合理的。
文献[18]模型1,导线半径为0.75 mm,分裂间距为0.04 m,导线距地面高度为0.3 m。实验测得起晕电压U0=45 k V,离子迁移率k=1.7×10-4 m2/(V·s)。电晕损耗计算结果见图5。
文献[18]模型2,导线半径为1.0 mm,分裂间距为0.04 m,导线距地面高度为0.2 m。实验测得起晕电压U0=48 k V,离子迁移率k=1.7×10-4 m2/(V·s)。电晕损耗计算结果见图6。
从图5、6可以看出,计算结果与实测值吻合较好,进一步说明了本文方法的正确性。
3 算例分析
用本文方法对我国第一条±500 k V葛洲坝—上海直流线路进行分析。
根据文献[19],取子导线直径为2.37 cm,导线高度为12.5 m,离子迁移率k=1.5×10-4 m2/(V·s),起晕场强E0=14 k V/cm。距地面1 m处的合成电场强度如图7所示,电晕损耗为1.006 W/m,根据文献[20],1985年10月能源部电科院在葛南线路的模拟试验线路测得(+)500 k V单极单线对地电晕损耗为1.06 W/m,二者仅有误差5.1%。本文算得地面最大电场强度为37.314 k V/m,比文献[19]中34.82 k V/m大7.15%,这是因为本文采用的是单极模型,根据经验,单极运行时地面合成电场强度大于双极[1]。
4 结论
a.计算直流离子流场的最大困难是对高阶非线性离子流控制方程的求解。本文提出了一种简单方法,与已有的计算离子流场的方法相比,该方法无需求解复杂的电磁场微分方程,计算过程简单。
b.本文方法不需要Deutsch假设,每发射完一次电荷,空间电场更新一次。为研究直流线路离子流场及电晕损耗提供了简单的途径。
c.本文方法可以针对导线表面电场分布不均匀(特别是分裂导线)而导致其表面电晕程度不同的情况进行区别对待,使计算更加准确。
怎样用电场分析直流电路? 篇2
一、电场的分析之一:是什么原因使灯泡变亮的?
图1是一个典型的照明电路图,当开关K合上时,灯泡会发光,这是众所周知的事实了,在开始学习这个电路时,是采用水泵从低处向高处抽水来类比的,现在学完电工的基本内容以后,重新用学过的理论对电路进行分析。为了达到好的教学效果,笔者以小组讨论的形式向学生提出两个问题:第一,为什么开关接通灯泡就会亮?第二,回答电路中电流的形成过程?学生讨论的结果:A.电路接通了,电荷就流动起来,所以灯泡会亮;B.电流形成需要有自由移动的电荷,电位差及闭合的电路,图中满足三个条件,所以灯泡会亮。还有很多种回答,但基本都是同一个思考思路。
于是笔者又要求学生用电场的观点回答。对电路分析如下:一是电路在未接通前,电源把电压加在开关的两端,在开关a、b两端形成电场。当开关在闭合的过程中相当于一个电容器,开关的闭合过程就相当与电容器两极板逐渐靠近的过程,由电容和极板间的距离成反比可知,当距离靠近时电容增大,而两极板间的电量不变,由公式U=Q/C可知电压要下降,原来的电场的平衡状态就要打破,电荷开始移动。二是当开关合上时,两极板之间的距离为零,电容C无限大,开关两端的电压降为零,整个开关变为一个等势体,这时的外加电压就由开关的两端转移到灯泡上,在电场的作用下,灯泡里的自由电子就发生定向的移动,由于电源的非电场力将电子从电源的正极不断地移到负极维持电动势的稳定,就使电灯中形成稳定的电场,电荷能够持续流动从而保持灯泡发光。
用上电场以后,灯泡为什么会发光就显得有理有据了。学生从根本上理解了电流形成的原因,同时对电压的形成,电场力和非电场力做功都有了更深入的理解。如果学生能根据电场的理论分析电路的现象,对于学习电学将会有很大的帮助。
二、电场的分析之二:电的传播为什么这么快?
由于电流是电荷的定向移动形成的,很多学生会形成一个概念,电的传播是电流的移动,所以电的传播速度等于电荷移动的速度。其实这是个错误的观点,电的传播速度是电场的传播速度,不是电子移动的速度,对此,我们以图1为例来作个解释。在图1中,只要有电源,在电源的周围就是电场存在的空间,和导线、电阻、开关联不联入电路没有关系。电源周围的电场是客观存在的,用两个点电荷表示电源的正负极,电场分布就如图2所示充满电源周围的空间。
这样电的流动就变得很清楚了,开关合上以前,导线电阻等元件已经处在电场中了,由于静电感应,其中的电荷发生了重新分布,但由于开关没有合上,电荷在经过了短暂的分布,到内外电场平衡时,E=0,电荷就停止了流动。当开关合上后,开关两端的正负电荷发生中和,电场的平衡被打破,电荷在电场力的作用下再次运动,整个电路中由于电荷的不断中和,就有源源不断的电流产生。灯泡之所以亮得快,是因为灯泡上的电荷和其他电荷一样处在电场中,受到电场力作用一起运动,而不是等到电荷从电源跑到灯泡灯才会亮,换句话说,电场传播有多快,电荷受到电场力的作用就有多快,电流的形成也就有多快。所以电的传播是电场传播的结果。通过实验总结出,电场的传播速度等于光的传播速度,所以,电荷放入空间和它形成的电场在空间的传播几乎是同步的。
三、电场的分析之三:为什么串联电容能带上等量异种电荷?
看图3,电源、开关和C1 、C2组成电容的串联电路,当开关K合上后,各电容上的电荷是如何分布的呢?
通用教材一般都是直接给出各电容上的电量和总的电量相等的结论,对中间的分析过程没有提及。现用电场的观念加以分析
当开关接通后,电源产生的电场使线路中的电荷发生移动,使C1 的上极板带上正电,C2的下极板带上负电,这样在C1 的上极板与C2的下极板之间就形成了一个电场E1,这个电场将使得中间两块极板(即C1的下极板和C2的上极板)上的电荷发生定向移动,直到它们产生的附加电场E2和E1相等为止,这样不仅电容器的上下极板带上电荷,中间的两个极板也会带上等量的异种电荷。这样就分清了个极板上电荷的来源。
如果不从电场出发,学生很可能会认为电荷数量无缘无故地增加了,或者认为中间的两块极板是不带电的,从而导致对电容性质的曲解。而对这个问题要是能够理解得较好的话,那电容器的“通交流、隔直流”,“通高频,阻低频”的性质就会得到很好的掌握。
四、电场的分析之四:导线的粗细会不会改变?
在教学中,要引导学生提问,要培养学生灵活应变的能力,同时,要对学生的提问作出妥善处理的方法,包括解答、反问、小组讨论、实验分析、合作学习等。 如有学生提问,“电子定向移动,那导体里的电子会流出导体吗?导体里的电子会越流越少吗?”有这样想法的学生很多,为此,本人在班里举行小组讨论,在讨论前一天,让学生上网收集相关资料先作分析。经过充分准备,在班级列举了学生提供的两种观点;一是导体中的电子确实是流出了导体的,如铜线和铝线串联,当有电流时,铜线上的电子会跑到铝线上去,长久下去,铝导线就会变为铜导线;二是电子是会减少的,如显象管的灯丝不断发射电子使显示屏发亮,发出去的电子要回到灯丝中去是不可能的。
对这样的问题,要搞清楚物质的结构和电场的传播过程才能分析清楚,我们看看其中电子和原子核的运动情况:金属材料中有大量的电子,在电场的作用下它们发生定向移动,电源在移动的过程中对外电路的电子进行及时补充,虽然导线中的电子发生了定向移动,但电源形成的电场对电子进行补充,补充进来的电子和金属中流失掉的电子性质是一模一样的,而组成金属的原子核只在平衡位置附近振动,也就是说,物质的质子没有发生定向的运动,而质子是决定物质质量及性质的成分,所以说物质在导电的过程中性质不会发生改变,也就解答了学生说的电荷会因流动而变少,导线会由粗变细,甚至铝线用久了会变为铜线的问题。第二个观点,也是类似的,显像管的灯丝是不断发射电子,但显像管通过公共接地等也构成闭合回路,电子很快从电源中得到补充,灯丝的性质并没有发生改变,从而解答了电子不断运动的原因。
在教学中,遇到的电场相关问题很多,当学生提出相应的质疑时,老师一定要灵活运用电场的概念,让学生在思考的过程中发挥自己的想象力,努力培养学生独立思考的能力,并在教与学的过程中和学生共同进行有效的探讨,从中找出更合乎逻辑的解释过程。
高压直流电场 篇3
随着我国风电场开发规模日益扩大，大规模风电场的稳定接入成为电力系统面临的一个重要问题。风电场采用柔性高压直流输电VSC-HVDC(Voltage Source Converter-High Voltage Direct Current)的接入方式[1,2]，相较于传统高压直流晶闸管的在线换流LCC-HVDC(Line Commutate ConverterHigh Voltage Direct Current)[3]的接入方式更适合大规模风电场远距离大功率的运行传输[4]，这使得VSC-HVDC方式成为当前关注的热点，世界各国都做了相应的工程探索[5]，而我国的上海南汇风电场VSC-HVDC接入是国内首条VSC-HVDC示范工程，同时大连跨海VSC-HVDC输电重大科技示范工程也处于论证实施过程。
风电场VSC-HVDC接入结构是一个多变量的耦合非线性系统，VSC-HVDC的控制性能直接影响到风电场运行状况和电力系统的潮流分配。对于该接入结构下的控制设计，通常控制风电场侧的电压源换流器WFVSC(Wind Farm side VSC)为风电场提供一个恒定的交流电压，使其作为一个松弛节点(slack point)[6]，收集风电场送出的风电功率;至于电网侧的电压换流器GSVSC(Grid Side VSC)，其首要目标是控制一个稳定的直流链电压[7]，而无功控制部分可以根据实际情况来设定。由于GSVSC在整体系统中起到两方面的作用：一方面，对于VSC-HVDC接入结构而言，其直流电压的控制效果直接影响WFVSC对风电场公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)的电压控制效果进而影响整体结构的运行效果;另一方面，对电力系统而言，它是风电进入电力系统的直接接入点，其控制运行效果将直接影响到电力系统风电接点处的电能质量，对于整个电力系统的稳定运行具有不可忽视的影响。因此，本文着力研究和改进GSVSC的控制策略，以期能够从VSC-HVDC接入结构和电力系统可靠运行2个方面来做进一步的改善。
对于GSVSC的控制策略，通常是双闭环PI调节的矢量控制，该控制结构虽然简单，但是容易受系统参数变动[8]和外界干扰影响导致控制效果变差，而且目前大多数VSC-HVDC工程的PI调节器参数多采用试凑法或经验法来选取，在系统调试过程中要求较高的技巧和经验，且得到的调节器不一定能使系统性能达到最优状态[9]。为了提高控制器应对系统参数变化和外界干扰的能力，文献[8,9,10,11]分别从神经网络滑模控制、粒子群、输入输出反馈线性化以及LMI结构设计的控制角度来做了相应的改进设计，这些控制策略在一定程度上改善了控制性能，但是有关系统直流侧参数和电网电压的波动影响却尚未考虑。近年来，Backstepping控制设计技术已经获得了极大关注[12,13,14,15,16]，其中文献[14]针对VSC-HVDC提出了一种自适应的Backstepping控制策略，但未考虑直流电容参数变动、电网电压波动以及其他不可预测的外部扰动，而这些实际运行中可能发生的情况则会导致控制器运行状态的变化，进而影响到整体系统的稳定运行。
本文以双馈感应发电机DFIG(Doubly-Fed Induction Generator)风电场VSC-HVDC接入结构为例，针对GSVSC设计了改进Backstepping控制策略，该策略是依据充分考虑交直流侧系统参数变化、电网电压波动和外界不确定干扰的GSVSC修正动态方程而设计改进，并将sign函数和有界的集总不确定量引入控制力的迭代设计中。相应的Lyapunov函数稳定性证明和4种不同干扰情况对比仿真分析，验证了所提控制策略的有效性。
1 DFIG风电场VSC-HVDC接入电网的数学模型
图1为双馈风电场通过VSC-HVDC接入电网的结构，该结构包括双馈风电场、风电场滤波器、WFVSC、直流母线、GSVSC、电网侧滤波器以及风电场侧和电网侧的升/降压变压器等部分。
1.1 双馈风力发电机侧模型
假设双馈风力发电机连接无穷大系统，其电压电流正方向规定按电动机惯例，定子电压相量与d轴重合，即ugq=0。依此定向方式，DFIG在dq同步坐标系下的暂态电压和磁链方程可以整理为(q轴超前d轴)[7,17]:
其中，uw、ur分别为定、转子电压空间矢量;ψw、ψr分别为定、转子磁链空间矢量;ig、ir分别为定、转子电流空间矢量;Rs、Rr分别为定、转子电阻;ωw为风电场电压电角频率;ωr为转子电角频率;Ls、Lr分别为定、转子全自感;Lm为定、转子互感;Lsσ、Lrσ分别为定、转子漏感。
1.2 WFVSC模型
WFVSC运行控制中作为一个松弛节点，控制风电场PCC电压的幅值和相位，当风电场接入后，WFVSC自动吸收风电场送过来的功率[20]。WFVSC在dq同步坐标系下的暂态数学模型为：
其中，uwd、uwq分别为风电场母线电压的d、q轴分量;iwd、iwq分别为WFVSC交流侧输入电流的d、q轴分量;u′wd、u′wq分别为WFVSC交流侧基波电压的d、q轴分量;Rw、Lw分别为考虑变压器Ts和平波电抗的等效电阻和电抗;ωw为同步旋转坐标系的角频率，也是风电场电网的角频率。
1.3 GSVSC模型[18]
GSVSC不仅起到控制直流链电压来保障整个VSC-HVDC接入结构的稳定运行的作用;而且作为风电进入电力系统的直接接入点，改善风电进入电网的电能质量。GSVSC在dq同步旋转坐标系下的暂态数学模型为：
其中，usd、usq分别为电网电压的d、q轴分量;isd、isq分别为GSVSC交流侧输入电流的d、q轴分量;u′sd、u′sq分别为GSVSC交流侧基波电压的d、q轴分量;Rs、Ls分别为考虑变压器Ts和平波电抗的等效电阻和电抗;ωs为同步旋转坐标系的角频率，即电网的角频率。
根据功率平衡的关系，GSVSC侧直流链动态方程为：
其中，Udc2、Idc2分别为GSVSC直流链电压和电流;C2为GSVSC直流链的等效电容。
根据数学模型可以得到其相应GSVSC的等效电路如图2所示。
2 考虑各种干扰的GSVSC修正动态方程
实际系统的线路额定阻抗是依据系统短路容量来计算的，而在系统运行过程中，GSVSC交流侧输电线路阻抗参数、升压变压器阻抗参数、平波电抗参数以及直流侧的电容参数会受温度、磁芯饱和、输电电缆老化和风能间歇性等因素影响而变化[8]，此外电力系统的电压波动和外界不确定扰动同样也会直接影响GSVSC的控制性能。因此为了充分考虑这些干扰因素，需要对GSVSC的动态方程做进一步的修正。
首先将GSVSC的动态方程式(3)重新整理为：
其中，分别代表Rs、Ls、usd和usq的额定值。
引入系统参数的变化和其他外部干扰因素，得到新的动态方程为：
其中，f0为其他外部扰动量，Δu=[ΔusdΔusq]T为电网电压幅值的变化量，为系统参数的变化量。
定义为GSVSC交流侧集总不确定量，且‖lv‖<ρs，ρs为给定的正常数。重新整理方程式(6)得到考虑系统参数变化以及其他外界干扰因素下的新的GSVSC的动态方程式：
同样，为考虑电容参数变化对GSVSC控制器设计的影响，对于GSVSC的直流侧动态方程式(4)作同样的整理，得到新的直流侧动态方程：
其中，x3=Udc2;为直流电容额定参数，ΔC2是其参数波动量;定义GSVSC直流侧集总不确定量为，其中fdc为外界扰动量。
3 GSVSC的改进Backstepping控制策略
由于DFIG风电场VSC-HVDC接入方式具有其独特性，这使得GSVSC的控制目标设计上会与传统链接2个独立系统的VSC-HVDC的控制目标不同。通常一个VSC可以独立解耦地控制其有功和无功的输出，本文从提高DFIG风电场VSC-HVDC接入结构的强健性和最大利用变换器工作能力的角度出发，选取的控制目标分别为稳定直流电压Udc2和变换器单位功率因数运行。
为了实现GSVSC的有功、无功的控制解耦，选取电网电压定向的dq同步坐标轴系，相应的电网电压d、q轴分量为：
其中，别为额定电网电压的d、q轴分量;Us为电网电压的额定幅值。
定义直流电压控制误差：edc=x3ref-x3，其中x3ref为直流电压的给定参考值，设计第1个的Lyapunov函数为V1=e2dc/2，结合式(8)和(9)得到V1微分表达式：
选取x为虚拟控制力，定义它的控制偏差为es=[esdesq]T=α-x，其中α=[x1refx2ref]T,x1ref和x2ref分别为各自的控制给定。如果设计x1ref为：
其中，k0是正常数;sgn(·)是sign函数。
用所设计的x1ref重新表达式(10)并整理为：
由于本文选取GSVSC单位功率因数运行来充分利用变换器性能，相应设计x2ref=0。
这样，结合式(7)可以得到虚拟控制力的控制偏差es的微分表达式为：
设计第2个Lyapunov函数为V2=V1+esTMes/2，结合式(12)和(13)可以得到：
根据式(14)，依据Backstepping控制规则设计最终的控制力为：
其中，K1是给定的正常数对角正矩阵。
为了说明所提控制策略的系统稳定性，依据Lyapunov稳定性判别方法，将最终设计的控制力v代入式(14)得到：
由式(16)的证明可以看出V2是一个负函数，可以推断e和es渐近地趋于0。根据Lyapunov稳定理论，如果GSVSC的交直流侧集总不确定量可以分别满足，那么就可以保障所设计控制策略的稳定性。从整体的控制设计过程来看，改进的Backstepping控制策略是通过引入sign函数和定义有界的集总不确定量，使得设计在控制力中的ρdcsgn(edc)和ρssgn(es)分量能够有效应对GSVSC交直流侧系统参数的变动、外界电网电压波动以及其他不确定扰动的影响。图3给出了具体的GSVSC的控制设计框图。lv<ρs和ldc<ρdc
4 GSVSC的Backstepping改进控制策略仿真验证
为了验证本文所提出的风电场电压控制模型的正确性和有效性，以图1所示的DFIG风电场VSC-HVDC接入系统方式为例，采用MATLAB/Simulink仿真验证本文所提的控制策略。仿真中的DFIG风电场总容量为200 MW，采用的DFIG单机容量为2 MW[19]。由于风电场风机数量众多，不便于每一台都有具体仿真模型实现，为了减少仿真负担，本文采用文献[7,20]的单机等效仿真方式来近似模拟整个风电场功率的输出，具体的DFIG等效单机的参数见文献[19]。VSC-HVDC采用三电平中性点箝位的变换器，它比两电平变换器的功率损耗更小[21]。VSC-HVDC的设计容量为200 MW，直流母线电压为±150 kV，直流输电线路长100 km，直流链两端的电容设计为35μF，对应的时间常数ζ为8 ms，满足小纹波近似和快速响应系统功率变化的要求[22]。VSC开关频率取27×50 Hz，这样产生的谐波频率主要在2.7 kHz及其倍数上，对应的两端滤波器滤除这些高频谐波。风电场通过690 V/35 kV、35 kV/110 kV的两级变压器T1-1、T1-2连接到VSC-HVDC的WFVSC，而GSVSC通过110 kV/230 kV的一级变压器T2连接到受端系统。
对于DFIG的控制策略，本文采用传统的矢量控制，采用定子电压定向[17]的方式，通过解耦控制转子电流的有功和无功分量来实现定子侧输出有功和无功的控制。对于WFVSC的控制设计，本文选取传统的幅相控制[6]方式来为风电场提供一个稳定的交流电压，而风电场的频率由外界直接给定。
4.1 干扰模式设计
为了验证所提改进Backstepping控制策略在改善DFIG风电场VSC-HVDC接入系统下的改进效果，本文从电压波动干扰、交流传输线路参数波动干扰、直流线路电容参数变动干扰以及电网电压外界谐波干扰这几种不确定的扰动因素出发，相应地设计了如下3种干扰仿真对比。
a.干扰模式1：电网电压在1 s时跌落20%，并在3 s时恢复。
b.干扰模式2：在干扰模式1的基础上，交流线路阻抗参数及直流电容参数都增加20%。
c.干扰模式3：风电场的风速在1 s时由11 m/s降为8 m/s，并在4 s时上升到12 m/s;此外，电网电压在5 s时出现0.2 p.u.幅值的3次谐波干扰。
4.2 干扰模式1下的对比仿真及分析讨论
图4和图5分别为GSVSC采用传统双闭环PI控制策略和采用本文提出的改进Backstepping控制策略在电网电压出现突变情况下的对比仿真结果(图中纵轴变量均为标幺值)。从仿真过程可见，在风电场风速一定(vwind=11 m/s)的情况下，电网电压在出现一定程度的跌落和恢复过程的时候，传统PI控制方式(图4)下的直流母线电压、GSVSC的有功和无功出现明显的过渡过程，这是因为在系统工作状态变化的情况下，系统运行工作点发生变动，这时的PI参数不再是最优的控制参数整定。此外，图4(f)给出了电网侧a相电压、电流的相位情况(后2个图是第1个图的局部放大图，下同)，在电网电压变动的1 s和3 s，电压、电流的相位会出现偏差，这也验证了GSVSC的无功(图4(d))在这2个时间点的变动。而本文提出的改进Backstepping控制策略能够很好地应对电网电压变动的干扰，从图5(b)—(d)可以看出，所提控制策略在直流母线电压控制、GSVSC的有功和无功控制方面都有很好的表现，图5(f)给出的电网侧a相电压、电流的相位情况也说明了所提控制策略对于改善电网侧电能质量的贡献。
4.3 干扰模式2下的对比仿真及分析讨论
图6和图7分别为GSVSC采用传统双闭环PI控制策略和本文提出的改进Backstepping控制策略在系统交、直流参数出现变动下的对比仿真结果。从仿真过程来看，在风电场风速一定(vwind=11 m/s)的情况下，如果系统交流阻抗参数和直流电容参数出现变动后，对比图6和图4可见，在稳态运行下，系统参数的变动会引起直流母线电压、GSVSC的有功和无功出现一定幅度的抖动，而同样在电网电压变动过程中，系统控制的过渡过程非常明显，这些都说明PI控制策略容易受参数及系统工作状态而不能达到最优的控制效果。而从图7的仿真结果来看，本文所提出的改进Backstepping控制策略能够很好地应对系统参数的变动，保障直流母线电压控制、GSVSC的有功和无功控制的平稳控制效果，改善电力系统风电接入点的电能质量。
4.4 干扰模式3下的对比仿真及分析讨论
图8和图9分别为GSVSC采用传统双闭环PI控制策略和采用本文提出的改进Backstepping控制策略在风电场风速变动以及电网出现谐波干扰情况下的对比仿真结果。从图8(b)—(d)可以看出在风电场风速变动以及电网出现谐波干扰的情况下，传统PI控制会出现不同程度的过渡过程，从而使得直流母线电压、GSVSC的有功和无功控制效果变差;从图8(a)可以看到WFVSC输入到直流系统的有功由于直流母线电压控制的波动而出现有功的波动，这说明GSVSC的控制性能也间接影响到WFVSC的控制性能。而从图9(b)—(d)可以看出，本文所提出的改进Backstepping控制策略依旧能够很好地应对风电场风速的变动以及外界电网电压的不确定干扰影响，直流母线电压、GSVSC的有功和无功依旧可以达到令人满意的控制效果。此外，从图9(a)也可以看到，WFVSC输入到直流系统的有功相较于图8(a)更加平滑和稳定，这也是GSVSC控制效果改善的印证。
5 结论
高压静电场可保鲜鸡蛋 篇4
鸡蛋由于富含高蛋白质以及大量的维生素、矿物质等其他营养物质, 深受人们的喜爱, 但鸡蛋在贮存过程中, 往往会受到外界温度、湿度以及贮存方法或贮存时间的影响, 易腐败变质。
利用适宜剂量的高压静电场对鸡蛋进行处理, 可以延长保鲜期30%。天津农学院孙贵宝等专家在国内外首次提出利用高压静电场物理保鲜鸡蛋的方法。该方法具有无污染、设备简单、成本低廉、能耗少及保鲜效果好等优点, 具有极好的应用前景。
孙贵宝副教授2006年从事高压静电场保鲜鸡蛋的研究。试验结果表明:适宜剂量的高压静电场处理可延长鸡蛋30%的保存时间。该项研究对于短时间内保鲜鸡蛋, 延长鸡蛋的货架期有重要意义。●
高压直流电场 篇5
近几年来,海上风电场技术发展迅猛,由于海上风能资源比陆地上丰富,风速比陆地上大20%,发电量相应地大70%,而且由于不受到噪音标准的限制,海上风机的风轮转速比陆地上大10%,因而风机利用效率约提高5%～6%[1,2,3,4]。
基于电压源换流器(VSC)技术的直流输电工程被称为柔性直流输电(HVDC Light),其可以向无源电网供电,且具备灵活地控制潮流和独立调节两端交流电压的能力。将 HVDC Light系统用于大型海上风电场,它允许海上风电场的交流网络与电网保持不同步运行,一旦网络发生故障后,可以迅速恢复到故障前的输电能力[5,6,7,8,9,10,11,12,13]。
本文采用带分散风机控制型直流输电并网系统,建立了基于功率控制的 HVDC Light 系统的仿真模型,风机侧换流器采用了基于滞环比较的功率控制算法,而系统侧换流器采用了基于虚拟磁链的直接功率控制算法,分别进行独立控制换流器的运行,仿真结果证明基于功率控制算法的 HVDC Light 系统的分散风机能够在不同的转速下动态地保持直流电压稳定,可以使每台风机运行在最佳状态,多台风机可协调控制有功功率和无功功率以实现能量的传输,同时通过调节系统侧无功功率参考值可以满足系统不同的无功需求。
1海上大型风电场联网方式
海上大型风电场联网方式一般采用2种方法,多台风机并联后连接到一个换流器再并网,如图1(a)所示,或者采用带分散风机控制直接并网,如图1(b)所示。图1(b)采用带分散风机控制同时直流输电并网的方式,每台风力发电机有自己的换流器,通过并联多台风机,提高传输容量,并且可以分别控制单台风机工作在其理想的状态,与图1(a)所示的方法相比,其可靠性大幅提高,不会因为单一换流器故障导致全部风机不能输送电能到电网。
2基于功率控制的算法
本文对基于功率控制的 HVDC Light 系统进行研究,以单台风机控制为例,图2为基于功率控制的HVDC Light系统图。风机换流器采用了基于滞环比较的功率控制算法,而逆变侧换流器采用了基于虚拟磁链的直接功率控制算法。
2.1基于滞环比较的功率控制算法
由于风速随机且不可预测,在系统设计时就必须考虑风速的不确定性;此外,要稳定直流电压并将功率稳定输出到系统侧电网,就必须对电机的输出功率加以控制。功率的物理表现形式为风机的转速。
取有功功率瞬时值 p 和参考值 pref 的差值经过 PI 环节得到 Id 作为反馈调节量,将其经过坐标转换即可得到滞环的比较值,即
其中,坐标变换矩阵为
取:Iq=0;I0=0。
相角 θr 的值为三相电压采样值通过滤波、锁相环后得到。
滞环比较控制的开关频率非常关键,最后输出控制 IGBT 的通断,若开关频率过高,将影响 IGBT 的正常工作;但开关频率越低,滞环量跟踪偏差就越大,从而要选择适合的开关频率的高低。输入单独就一相而言类似于单桥臂电压型整流器(VSR) 滞环。输入值即为有功功率的静差,将功率量作为滞环的输入,即可维持有功功率的稳定。
滞环控制器设置了滞环偏量 h,利用比较器控制 IGBT 的输出。输入的等效电流量 I′a 经过滞环偏量后得到了 I′a+h 和 I′a-h,即为滞环的环宽。当输入的 Ia 满足 I′a-h≤Ia<I′a+h 时,不发出脉冲,但当 Ia持续变大或者变小,并超出范围后,发出脉冲用以触发 IGBT。
2.2基于虚拟磁链的直接功率控制算法
虚拟磁链的概念由假设虚拟电机所引出,可以认为线电压 Uab、Ubc和 Uca是由虚拟磁链所感应产生的,满足φL=∫ULdt[14],其中
同样地,对于电流iL:
通过建立虚拟磁链模型计算系统的瞬时有功功率和无功功率:
对于 HVDC Light 系统,控制功率流向和有功/无功的大小及方向往往是系统能否正常稳定运行的关键。直接功率控制具备了高功率因数、低 THD、算法及控制简单等优点。因此,采用此算法对于 HVDC Light 系统的瞬时有功功率和无功功率分别调节。
直接功率控制策略一般通过采用逻辑开关表,同时对瞬时有功和无功进行调节。将瞬时有功功率 pi 和 prefi±Hp 以及瞬时无功功率 qi 和 qrefi±Hq相比较,送入功率滞环比较器,输出信号 Sp2 及 Sq2,按照下列规则确定[15]:
其中,Hp 为有功功率滞环比较器的环宽;Hq 为无功功率滞环比较器的环宽。Hp 和 Hq 在一定意义上决定了功率控制精度以及开关频率的高低。
为了保证直流电压 Udci 稳定,在逆变侧,prefi 由直流电压控制反馈环决定:
prefi=Udci∫(Udcrefi-Udci)dt (7)
逆变侧 qrefi 的取值可根据逆变侧所连接系统无功需求的大小来决定。
开关表根据 Sp2、Sq2和 θi 来确定基于直接功率控制的 HVDC Light 系统所需要的开关状态,即 sa2、sb2和 sc2 的取值,如图3所示,将 αβ 平面划分为12个区域,其中 (n-2)π/6≤θn≤(n-1)π/6,n=1,2,…,12,利用θi=arctan(φLβ/φLα)计算后,来确定 θi 属于哪个 θn。
根据 Sp2 的值、Sq2 的值和 θi处于哪个 θn这3个信号,则按照表1就可以决定 sa2、 sb2和 sc2的值。
sa2sb2sc2=000 ～ 111,对应于 U0～U7,设置零矢量是为了减少开关通断次数及使负载与电源不进行能量交换。
3带分散风机控制的HVDC Light系统仿真
根据图2的算法原理,建立如图1(b)的基于功率控制的带分散风机的 HVDC Light 仿真系统,其中风电场设有风机3台,其额定功率分别为 P1N=3 MW,P2N=2 MW,P3N=1.5 MW。风机换流器采用了基于滞环比较的功率控制算法,而逆变侧换流器采用了基于虚拟磁链的直接功率控制算法,分别对风机侧及逆变侧的交流电压、电流波形,直流电压波形和传输功率进行研究分析,直流电容两侧电压为10 kV DC。
3.1HVDC Light系统正常运行时波形分析
图4为风机侧三相交流电流波形以及系统侧三相交流电流波形。
图4(a)是风机侧3 MW 风机三相交流电流波形,最大值为490 A;图4(b)是 2 MW 风机三相交流电流波形,最大值为364 A;图4(c)是1.5 MW 风机三相交流电流波形,最大值为336 A;图4(d)是系统侧三相交流电流波形,最大值为1 131 A。从图中可以看出,三相交流电流波形为正弦波,三相平衡,波形情况良好。
图5为直流电压波形,直流电压在10 kV DC处保持稳定。
图6(a)(b)和(c)分别是3台风机输出有功功率波形图,分别为3 MW、2 MW 和1.5 MW,系统侧单相有功输出功率的值为2.15 MW。3台风机的输出总有功功率为6.5 MW,可以证明 HVDC Light 系统可以几乎无损耗地进行功率传输。
3.2风速变化时系统仿真波形分析
若3台风机中1台风机的风速发生变化,电机转速和输出功率也要相应地发生变化,以额定功率为3 MW 的风机在0.8～1.2 s以1.5 MW运行为例分析,其他2台风机仍在额定功率下运行,图7(a)为系统侧单相输出功率波形图,从图中可以看到 t = 0.8 s 单台风机的输出功率改变后,系统侧单相输出功率从2.15 MW 减少为1.66 MW,而 t=1.2 s 风机输出功率恢复后经过很短时间系统很快又稳定在2.15 MW 的输出功率,整个过程可以实现平滑地过渡,动态过程短。
图7(b)是输出功率改变的风机的三相交流电流波形;图7(c)是系统侧三相交流电流波形图;图7(d)是系统侧直流电压波形。可以看出,在风机输出功率变化的过程中,直流电压一直保持恒定,系统侧电流可以实现平滑过渡,而风机侧电流也很快可以达到新的稳定点继续稳定输出。
3.3系统无功需求变化分析
逆变侧 qrefi 的取值根据所连接的系统的无功功率需求而决定,图8(a)为 qrefi=3 Mvar时系统侧交流电压和交流电流波形,电压超前电流22.14°,功率因数为0.926。
若系统无功功率需求上升到4 Mvar,即 qrefi=4 Mvar,图8(b)为逆变侧交流电压和交流电流波形。从图中可见,电压超前电流33.12°,功率因数为0.84。
若系统的无功功率需求下降到2.5 Mvar,即 qrefi=2.5 Mvar,图8(c)为逆变侧交流电压和交流电流波形,电压超前电流16.56°,功率因数为0.96。
4结论
本文研究了带分散风机控制和直流输电的海上风电场并网控制,利用基于滞环比较的功率控制和基于虚拟磁链的直接功率控制,建立了 HVDC Light 系统仿真模型:
a. 基于上述算法的 HVDC Light 系统实现了风机侧和系统侧换流器分别独立控制,风机侧多台换流器协调控制,可以稳定运行实现能量传输的功能,其直流电压稳定于10 kV DC;
b. 根据风速变化风机侧可平滑调整输出功率的大小,并无损耗地输送到系统侧,且能够快速达到新的稳定状态;
c. 系统侧换流器可以根据系统不同的无功需求进行调整以满足系统的要求。
高压直流电场 篇6
关键词：风电,高压直流输电,基于电压源变流器的柔性直流输电,无源性,变流器,控制
0 引言
海上风能的远距离传输是风力发电的关键问题之一。基于电压源变流器的柔性直流输电系统(VSC-HVDC)在大功率远距离输电方面具有诸多不可替代的优势。
无源性是指系统在当前时刻所具有的能量总是小于或等于初始时刻所具有的总能量与系统由初始时刻到目前时刻从外部吸收的能量之和,即该系统的运动总是伴随着能量的损耗[1]。所以,当外部注入的能量为零时起,系统可能会逐渐衰减到能量函数的极小值点,即可能收敛到平衡点。近年来受到普遍关注的无源性设计理论已开始应用于变流器的控制中,文献[2]将其用于单相PWM整流器控制,文献[3]将其用于单相级联H桥逆变器控制,文献[4-7]基于拉格朗日(EL)系统和耗散哈密顿系统的形式提出了三相PWM整流器的控制方法,文献[8]将其用于直流输电变流器的控制,都取得了较好的效果。本文利用EL系统的无源性,将变流器的状态方程写成EL系统形式,根据系统的控制目标,选取误差能量函数作为存储函数,采用适当的阻尼注入方法设计控制器,推导出控制量使系统满足Lyapunov渐近稳定条件。利用Matlab仿真验证,并将结果与传统PI控制器进行比较,证明所设计控制器的有效性及优越性。同时,对电网暂态过程进行仿真,也得到了满意的结果,表明该方法具有一定的理论价值和实际意义。
1 变流器的无源控制设计
1.1 VSC-HVDC结构及其数学模型
风电场并网输电典型结构如图1所示,VSC1、VSC2分别为2台结构相同的电压源型变流器,经长距离直流输电电缆连接;Pc1、Qc1、Pc2、Qc2分别为风场侧和电网侧变流器输入有功功率、无功功率;Ud1≈Ud2为直流侧电压。两端变流器的具体结构如图2所示,此处为简化系统,其中将风电场的输出等效为理想电压源usa、usb、usc。L、R分别为变流器输入电抗及其等效损耗电阻,变流器的输入电压为ura、urb、urc。
由图2在两相同步旋转dq坐标系建立的变流器数学模型如式(1)(2)所示[9],其中d轴定向在电网电压矢量上,id、iq分别为变流器d、q轴电流,Sd、Sq为坐标变换后的开关函数,SduDC、SquDC为变流器输入电压,ω为电网电压矢量同步旋转角速度。
1.2 无源性控制策略
1.2.1 系统的无源性
无源控制的本质是能量控制,通过选择合适的能量存储函数,可以设计出高性能的无源控制器。EL方程的特殊结构能够保证系统的耗散性,利用这种特性可以大幅简化控制器的结构[5,10]。将式(1)(2)写成式(3)所示的EL系统形式:
设系统存储函数为
对式(4)求一阶导数得:
令y=x,Q(x)=x TRx,则
由于Q为正定矩阵,即Q>0,由式(6)可知形如式(3)的系统满足耗散不等式,为严格无源系统[11]。
1.2.2 风场侧变流器控制器设计
对于风场侧变流器(VSC1),选取id、iq为状态变量,将其写成EL形式,根据式(1)(2)可得:
令xe=x-x*,由式(3)可得:
为使系统快速收敛到平衡点,跟踪给定,需注入阻尼,加速系统能量耗散,注入阻尼为
其中,Ra为正定矩阵,Rd为系统阻尼。代入式(7)得:
选取误差能量函数为
若选取控制律为
可以使即系统满足Lyapunov渐近稳定定理。由式(10)得到无源控制规律为
式(11)(12)中的id*、iq*由外环控制器输出确定,风场侧变流器外环采用定直流电压和定无功功率的控制方式,均采用PI调节,实现有功、无功功率独立控制。变流器内环期望平衡点id*、iq*分别为电压和无功功率调节器输出值[12],如图3(a)所示。
1.2.3 电网侧变流器控制策略设计
电网侧变流器采用定有功功率、定无功功率的控制方式,但与风场侧变流器所采用控制不同,由于控制目标为功率,通过数学模型变换,直接选取有功功率p和无功功率q作为状态变量,利用无源性推导系统控制量,以省去外环PI参数的设置和调整,简化控制器结构。假定电网电压平衡,d轴与电网电压矢量重合,ud=Um,uq=0,则有功、无功功率分别可以表示为将其代入式(1)(2)得:
同样将式(13)(14)写成欧拉方程形式得:
利用同上的推导过程得到电网侧变流器(VSC2)无源功率控制规律如式(15)(16)所示,其中pref、qref分别为有功功率、无功功率给定值,Ra1、Ra2为电网侧变流器注入阻尼。控制原理如图3(b)所示。
2 仿真及分析
2.1 仿真模型及结果
采用Matlab,根据图3所示结构搭建仿真模型。由于本文重点在于变流器无源性控制方法研究,为简化系统将风电场简化为理想电压源,设风场输出线电压有效值6.6 k V,变流器等效输入电阻和电感分别为0.2Ω和16 m H,直流侧电容C1=C2=2 000μF,直流线路等效电阻0.5Ω。VSC2侧电网线电压有效值6.6 k V,两端变流器开关频率1 350 Hz。直流电压设定值20 k V,有功功率给定值为5 MW,无功功率给定为0,仿真结果如图4~11所示。图4中2条曲线分别为常规PI双闭环控制方式及无源控制器的直流电压响应曲线,二者均具有较好的稳态精度,但启动过程中本文所采用控制方式(无源控制)明显优于常规控制(PI控制)方式。图5~7分别为无源控制方式下得到的功率及两端变流器电压、电流响应曲线,如图所示,电压、电流同相位,功率因数为1。图8和图9分别为无功功率给定q*=1.5 Mvar时两端电压、电流曲线,系统可以根据需要对电网提供无功支撑。图10和图11分别为电网暂态过程中的系统直流电压和功率响应曲线,仿真中设置电网在0.5 s时发生三相对地短路故障,0.6 s时恢复正常,共持续5个工频周期,暂态过程中,直流电压仅出现小幅波动,变流器可持续并网运行,不会发生过压等故障导致风场离网。故障恢复后,直流电压经大约0.15 s过渡过程即可恢复正常,表明系统有较好的抗干扰性能。
2.2 主要仿真参数选择及分析
风电场侧及电网侧变流器采用无源控制器,相同地注入阻尼,即两端均为Ra1=Ra2=50Ω时,系统输入直流电压如图12所示,有功功率及无功功率如图13所示。
常规PI控制方式,采用电流、电压双闭环解耦控制,该方法可实现dq轴电流解耦控制,使其准确跟踪外环的指令信号,从而实现对VSC变流器的有功、无功功率独立控制与功率的双向流动[17,18]。电流内环解耦控制原理如图14所示,其对应的数学模型如式(17)(18)所示。外环采用PI调节器得到内环d、q轴电流指令信号id*、iq*,两端变流器分别采用定直流电压、定无功功率控制方式(VSC1侧),以及定有功功率、定无功功率控制方式(VSC2侧)[12,13]。整个系统控制原理如图15所示。
仿真中主电路参数与文中前述系统相同,主要控制参数如表1所示。
通过比较无源控制策略及常规PI控制方式的方程式(见式(11)~(18)),可知无源控制系统中注入阻尼Ra1、Ra2(式(11)(12)(15)(16)中)所起作用类似于常规PI双闭环控制中的电流内环PI调节器,只有适当选取阻尼值才能使两端变流器有功功率平衡,保证直流电压跟踪给定。图12为阻尼Ra1=Ra2=50Ω时电压响应曲线,如图电压不能跟踪给定,无功功率也不为0,输出误差未在原点达到平衡,即系统不能达到能量极小值点。原因是两端所采用控制方式不同,导致功率耗散速度不同,两端变流器传输功率不能达到平衡,使直流电压波动。分别调整两端注入阻尼的大小,最后设置风场侧控制器Ra1=500Ω,Ra2=50Ω;电网侧控制器Ra1=100Ω,Ra2=50Ω。
3 结论
高压直流电场 篇7
风能等可再生能源日益受到人们的重视,我国海上风能资源蕴藏丰富,海上风电场并网技术已经成为当前研究的热点之一。近年来,随着电力发电技术的发展,基于电压源变流器的高压直流输电(VSC-HVDC)技术是目前国内外业界认同的实施方案,相比于传统直流输电技术,其主要具有以下优点:不需要电网换相电压支撑,可向无源网络供电;连接弱系统时,瞬间电压跌落等暂态过程中不会出现换相失败;可实现有功功率、无功功率独立控制,无需无功补偿装置。
全控器件在小功率场合已得到广泛应用,但因为电压等级有限,其在直流输电等高压大功率场合应用在国内仍处于理论研究阶段,简单的器件串联或并联结构存在均压、均流等难以解决的问题,同时对制造工艺要求也比较高。模块化级联多电平变流器(MMC)的出现解决了上述难题,但电容电压平衡是其关键问题。文献[1]分析了该结构的内部环流机理,指出环流会造成桥臂电压波动。文献[2]已将一种MMC作为直流输电的主电路,根据模块电容电压大小的排序及桥臂电流方向,选择性地投入或切除子模块以达到平衡电容电压的目的。文献[3-5]采用在系统参考波的基础上叠加一系列平衡控制分量以使各模块电容电压维持恒定。
本文所设计的海上风电场柔性直流输电系统,主电路采用MMC,从根本上解决IGBT等全控器件存在的耐压问题。对于器件串联而产生的子模块电容均压问题,采用在参考波中叠加平衡分量的方法,使稳态时模块电容电压保持恒定。最后采用双闭环矢量控制方式,对整个直流输电系统进行仿真,结果验证了系统的正确性。
1 MMC拓扑结构
模块化多电平拓扑结构如图1所示[1],U、V、W三相由6个桥臂组成,每个桥臂由N个半桥子模块(cell)串联构成。每个子模块由2个带反并联二极管的IGBT组成,可根据2个IGBT不同的工作状态输出2种电平。当IGBT1导通、IGBT2关断时,子模块两端电压Ucell等于模块电容电压UC,此时模块为投入状态;当IGBT1关断、IGBT2导通时,子模块两端电压Ucell等于零,此时模块为切除状态。每相上下桥臂间串入电抗器L,主要用于抑制三相桥臂间环流。
2 MMC触发方式
采用移相多载波技术生成各模块触发脉冲。以U相为例,假定U相上、下桥臂分别由4个子模块串联构成,即每相桥臂由8个子模块构成。设n=4,则输出相电压为5电平(n+1),线电压为9电平(2n+1)。上、下桥臂各采用4组高频三角波作为载波,分别与上、下桥臂参考信号比较,生成各模块的触发脉冲。
各组三角波频率幅值均相同(幅值为1),现以上桥臂为例,共需要4组三角波,相位依次错开90°(360°/4),如图2(a)所示。三角波W1~W4分别对应上桥臂模块cell1~cell4,同一子模块中上下2只IGBT互补开通,当参考波大于三角波时,模块中的上部IGBT开通、下部IGBT关断,即为投入状态,反之则模块切换成切除状态。
由于该结构三相桥臂共同并联于直流侧,为避免产生相间环流,任意瞬间三相桥臂投入的模块数应相同并为常数,即一相之中,上桥臂开通一个模块则下桥臂需切除一个模块,反之则上桥臂切除一个模块,下桥臂需投入一个模块,保持一相之中投入或切除子模块的总数不变。根据上述原则,下桥臂相应模块三角波与上桥臂反相位,同时上、下桥臂参考信号也需要反相位,即将控制系统计算得到的参考信号(正弦波)与下桥臂各组三角波比较生成下桥臂触发脉冲,而将其反相位信号作为上桥臂参考信号。以cell1模块为例,如图2(b)所示,将上桥臂cell1模块的三角波反相位即为下桥臂cell1模块三角波W5,三角波W1与上桥臂参考信号Up比较得到上桥臂cell1触发脉冲,三角波W5与下桥臂参考信号Un比较得到下桥臂cell1触发脉冲,可以看出2个子模块互补投入或切除。同理,上桥臂的cell2~cell4模块同样与下桥臂相应模块互补工作,保持在任意时刻一相桥臂投入总模块数恒定。
3 电容电压平衡控制策略
采用文献[6]所提到的方法,电容电压平衡控制包括两部分内容[4,5,6,7]:桥臂电容电压平均值控制和各个子模块电容电压的平衡控制。图3(a)为电压平均值控制结构,图中u軈Cu为U相上、下桥臂电容平均电压,即u軈Cu=188j=鄱1uju,u*Cu为其指令值。由于上、下桥臂参考信号反相位,各相桥臂投入模块数量不变,则任意瞬间有4个子模块投入,因此桥臂电容平均电压指令值取为u*Cu=U*dc/4,其中U*dc为直流侧电压指令值,izu为图1中的直流环流,i*zu为其指令值,Uu*为最终叠加在控制系统参考信号上的平均值调节分量。当u*Cu>u軈Cu,经比例调节器PI1,i*zu增加,在比例调节器PI2作用下叠加在参考信号上的平均值调节分量Uu*增加,从而使izu跟踪给定,流过U相桥臂的电流增加,保持各模块电容电压跟踪给定值。图3(b)为子模块电压平衡结构框图,图中uCju为模块电容电压,u*B ju为电容电压平衡分量,j=1,2,…,8,对于上桥臂,当u*Cu>uCju时,桥臂电容应吸收能量,使该模块电容电压增加,以维持在给定值不变。若桥臂电流ipu>0,则应增加该模块参考波幅值,即增大调制度,使其充电时间加长,电容电压上升,因此叠加在参考波上的平衡分量u*B ju应为正值,即图中±1模块取+1;反之,若桥臂电流ipu<0,则电容为放电过程,应减小调制度,在参考波上叠加一负值平衡分量,以保持电容电压维持在给定值附近。
4 海上风电场并网VSC-HVDC原理
图4为连接海上风场与电网的VSC-HVDC系统原理图[8,9,10],图中变流器VSC1、VSC2分别采用前述的模块化多电平变流器,经长距离直流输电电缆连接,直流侧并联电容器为VSC提供电压支撑,缓冲桥臂关断时的冲击电流。Ps1、Qs1、Ps2、Qs2分别为风场侧和电网侧变流器输入有功功率、无功功率。Ud1≈Ud2为直流侧电压。为简化系统,后续仿真中将风电场的输出等效为理想电压源[11]。
以其中一端变流器为例简述其控制原理,设风场交流母线电压基波相量Us1幅值为Us1,VSC1交流侧电压基波相量Uc1幅值为Uc1,Uc1与Us1间相角差为δ1,换流变压器电抗值为X1=ωL1,L1为变流器交流电抗器,ω为电网角频率。若忽略换流变压器损耗,则VSC1从左端风场吸收的有功及无功功率满足:
若Uc1相位滞后Us1,则VSC工作在整流状态,从左端网络吸收有功功率;若Uc1相位超前Us1,则VSC工作在逆变状态,向左端网络注入有功功率。通常情况下,X1取值为0.1~0.3 p.u.,δ1很小,由式(1)和式(2)可知,Ps1的变化主要受δ1变化的影响,而Qs1的变化主要受Uc1变化的影响,两者耦合很弱。因此可用δ1来控制Ps1,用Uc1来控制Qs1。由于VSC的控制采用自换相技术,可对δ1和Uc1灵活独立控制,因而Ps1和Qs1也能被灵活独立地控制。同理,对于右侧VSC,可用δ2来控制Ps2,用Uc2来控制Qs2。
5 风电场并网VSC-HVDC系统控制方式
本文采用双闭环矢量控制方式控制风场及电网侧变流器协调运行。由风场侧变流器控制直流电压,电网侧变流器控制有功功率,无功功率由两端变流器分别独立控制。外环电压调节器及有功功率、无功功率均采用PI调节,调节器输出为内环有功电流(d轴)、无功电流(q轴)给定值。内环采用前馈解耦控制方式,使d轴和q轴电流能够快速跟踪外环调节器输出。图5为等效多电平变流器主电路结构,在同步旋转dq坐标系下(坐标以电网同步速ω旋转)建立其数学模型[12]。图中将各桥臂等效为可控电压源,其中usa、usb、usc为交流系统三相电压,ura、urb、urc为变流器交流侧电压,ucau、ucbu、uccu为三相上桥臂等效电压源,ucal、ucbl、uccl为三相下桥臂等效电压源,Lau、Lbu、Lcu、Lal、Lbl、Lcl为上下桥臂为了防止三相间的环流所加的电抗器,Ld、R分别为变流器输入电抗器及其等效损耗电阻,Idc为直流电流,C1为系统直流侧稳压电容。忽略三相间及直流侧环流,等效电路可进一步简化为图6[13],图中,uca、ucb、ucc为换流器输出的PWM电压,O为零电位参考点,La为Lau和Lal的并联等效电感(La=L/2,L为图1中环流抑制电抗器电感值),Lb与Lc为另外两相桥臂等效电感,且有La=Lb=Lc=L/2。设Leq=Ld+L/2,由于图中的换流器交流侧的电压Usa、Usb、Usc对称,可得usa+usb+usc=0。
根据基尔霍夫电压定律,可得交流侧的三相VSC电压动态方程为
经过Clarke和Park坐标变换[14],将三相定子abc坐标变换为d轴固定在转子轴线上的dq坐标。变换后,设usd、usq分别为电网电压d、q轴分量,ucd、ucq分别为变流器输入电压d、q轴分量,id、iq分别为变换后的线电流d、q轴分量。以d、q轴电流为状态变量可得:
取电网电压矢量Us的方向为d轴方向,则q轴电压为零。由模型可知,d、q轴之间存在耦合,故引入前馈解耦控制。变流器内环控制结构如图7所示。图中,id*、iq*分别为内环d、q轴电流给定信号,来自外环控制器的输出。内环电流采用2个PI调节器快速跟踪给定值。
6 系统仿真及分析
6.1 仿真参数
利用Matlab根据前述图4搭建系统仿真模型,主要仿真参数如下:系统额定容量40 k V·A,交流电网线电压有效值690 V,直流电压额定值1 400 V,模块电容预充电至额定值350 V(U*dc/4),换流电抗器5.7 m H,变流器直流侧稳压电容1 500μF,变流器主电路采用MMC串联结构,每个桥臂由4个半桥臂子模块串联构成,各模块直流侧电容1.9 m F,各桥臂中环流抑制电抗器3 m H,各组三角载波频率均为2 k Hz,直流线路采用T型等效电路[15],长度设置为5 km,单位长度等效电阻、电感、电容分别为0.013 9Ω/km、0.159 m H/km、0.231 n F/km。
系统中主要调节器参数见表1。
6.2 仿真结果与分析
考虑到仿真模型运算速度,假定每个桥臂只串联4个模块,实际系统可根据电压等级扩展至任意数量的模块串联,本文控制原理与触发方式等仍然适用。例如,西门子公司于2010年投运的项目“trans bay cable project”,其每个桥臂由200个子模块串联,直流电压为±200 k V[3]。
以系统容量40 k V·A、线电压有效值690 V对系统进行标幺化,设置在t=0.4 s时风场侧输出功率由0.5 p.u.阶跃变化至1 p.u.,系统响应过程如图8所示。其中,图8(a)为直流电压响应曲线(标幺值),U*dc为给定值,Udc为系统实际输出值;图8(b)为系统有功功率、无功功率响应曲线(标幺值),P和P*分别为有功功率输出值和给定值,Q和Q*分别为无功功率输出值和给定值;图8(c)和图8(d)分别为电网侧及风场侧交流系统U相电压、电流响应曲线(标幺值),稳态时二者同相位(风场侧)或反相位(电网侧),功率因数为1;图8(e)为一相桥臂8个子模块电容电压,稳态时维持在平衡值(350 V)附近,功率阶跃响应过程,波动稍有增大,但不影响系统运行;图8(f)为变流器UV相间多电平PWM输出波形(标幺值),每相桥臂由8个子模块串联,输出线电压为9电平(n+1,n=8)。
7 结论
应用高压电场干燥芸豆角的试验研究 篇8
关键词：高压电场干燥,芸豆角,热风干燥,干燥速度,复水率
0 引言
干燥是食品贮藏的重要手段,也是一项重要的食品加工技术。水果和蔬菜是农业生产中除谷物之外最重要的农产品,不但味美,而且具有非常丰富的营养,是人们获得维生素、无机物(钙、磷、铁等)、碳水化合物、纤维素、半纤维素的主要来源。但新鲜水果和蔬菜的含水量大都超过90%,在采摘、运输、贮运、销售过程中稍处理不当便会腐烂。蔬菜脱水是近年来发展起来的减少蔬菜损失的好办法。目前的脱水蔬菜主要是日光干燥和常压热风干燥, 它们普遍存在干燥时间长、耗能高、成本高、色泽风味及复水性能差的问题;另外,在较长的热风干燥过程中还会导致细菌的滋生。因此,传统的干燥加工技术远远不能满足国内外市场对其产量和质量的要求。
由于水果和蔬菜的干燥质量在很大程度上取决于干燥温度,在较低温度下对其进行干燥能够保持其原有的色、香、味及营养成分,干燥质量好。
近年来,水果和蔬菜的低温干燥研究受到了普遍关注。比较有代表性的低温干燥方法是真空冷冻干燥法, 该法干燥的蔬菜,色泽品质及复水性能好,但是设备费、运行费都高,生产成本高。
日本的浅川在1976年发现了“浅川效应”,即在高压电场下,水的蒸发变得十分活跃,施加电压后水的蒸发速度加快,并认为电场消耗的能量很小[1]。2001年,T.R.Bajgai 和 F.Hashinaga通过高压电场对菠菜叶干燥的试验研究,结果表明:高压电场干燥时物料不升温,速度快,能够很好地保存叶绿素a和b。有学者用高压电场对其它物料及不同形状的电极进行试验也都取得了比较好的结果[2,3,4,5,6,7,8]。目前,国内有些学者也进行了一些高压电场干燥试验研究[9,10,11],并取得了满意的结果。内蒙古大学的梁运章教授从20世纪80年代开始,经过多年的潜心研究而发明了一项高新实用技术—高压电场干燥技术,并获得了专利,已经实现了产业化[12,13]。该技术通过对各种物料,包括葡萄糖酸钠溶液[14]、西洋参、金霉素等几十种生物物料的高压电场干燥试验,发现高压电场干燥具有能耗低、不污染环境、干燥均匀、物料不升温、杀灭细菌等优点,且能很好的保存生物物料的有效成分[15]。目前,尚未见应用高压电场干燥芸豆角的实验报导,本文利用不同强度的高压电场干燥技术对芸豆角进行干燥试验,并与传统的热风干燥进行了比较。
1 试验装置与方法
1.1 试验装置
DHG-9146A型电热恒温鼓风干燥箱(上海精宏实验设备有限公司),SL2002N型电子天平(上海民桥精密科学仪器有限公司)。
高压电场干燥仪:内蒙古大学研制的GXJ-2型电场干燥机,如图1所示。该装置根据高压电场干燥原理设计,每层之间均设置电晕电场,内设可控温加热装置,从而可实现在不同温度下的高压电场干燥,其有效干燥面积2m2。
1.2 试验方法
1.2.1 预处理
将新鲜的芸豆角清洗干净,放在沸水中烫漂4 min,捞出后立即冲凉水降温,用滤纸吸干表面水。
1.2.2 不同电压下的干燥试验
将同一批芸豆角称量出相同质量(50 g)4份,其中3份先后分别采用0 kV,20 kV和34 kV(50 Hz)的高压电场进行干燥试验,干燥温度都为(40±1)℃,干燥风速为0.5m/s。在试验中,每隔一定时间(75 min)检测芸豆角质量变化,得出芸豆角质量随干燥时间变化曲线。
1.2.3 高压电场干燥与热风干燥对比实验
将另一份芸豆角,放入恒温鼓风干燥箱中干燥(热风干燥温度为(65±1)℃,风速为0.5 m/s)。每隔一定时间(75 min)检测芸豆角质量变化,得出芸豆角质量随干燥时间变化的情况。
1.2.4 芸豆角复水率测定
将干燥后的芸豆角,用冷水浸泡30 min,然后煮沸5 min,用滤纸吸干表面水,称量,即可由下式求得复水率,即
Rf=(mf-mg)/mg×100%
式中 mf—样品复水后质量(g);
mg—干芸豆质量(g)。
1.2.5 芸豆角感官特性
主要根据色泽进行评定。色泽同新鲜芸豆角外观颜色相近的为优,变化较大的为差。
2 结果与分析
2.1 干燥电压对干燥速度的影响
将不同干燥电压下所测得芸豆角质量随干燥时间变化情况绘制成干燥曲线,如图2所示。从图2中可看出,高压电场能够显著地提高芸豆角的干燥速度,在同一温度下,干燥速度与干燥电压成正相关,干燥电压越高,干燥速度越快,在40℃左右34 kV的高压电场干燥速度比同温度下不加电场的干燥速度提高75.12%。
2.2 高压电场干燥与热风干燥速度对比
将40 ℃时34 kV下所测得芸豆角质量随干燥时间变化情况和65 ℃时鼓风干燥箱中所测得芸豆角质量随干燥时间变化情况,如表1所示。
由表1可知,在40 ℃时34 kV高压电场干燥速度与65 ℃左右的热风干燥速度基本相同。
2.3 芸豆角复水率测定结果
高压电场干燥的芸豆角和热风干燥的复水率如表2所示。从表2可看出高压电场干燥的芸豆角在复水率上比热风干燥的高21.41 %。
2.4 感官特性测定结果
将40℃34 kV电压下所干燥的芸豆角与65 ℃鼓风干燥箱中所干燥的芸豆角的表面情况进行比较,可以看到高压电场干燥的芸豆角颜色更绿,更具有新鲜芸豆角的本色。从芸豆角的形状上看,其与热风干燥相差不多。
3 讨论
高压电场干燥技术是20世纪80年代刚刚兴起的一种新兴的干燥技术,其干燥特性属一种新的干燥机制,与被干燥物及其中所含水分的接触是靠高压电场,而不是与电极直接接触。这与通常的加热干燥的“传热传质”的干燥机制截然不同,所以被干燥物不升温。因此,能够实现蔬菜在较低温度范围的干燥(25～40 ℃),在此温度范围内进行干燥,干燥蔬菜的色香味和生物活性成分的保留率得到很大程度的提高,几乎接近冷冻干燥,而干燥和设备成本要比冷冻干燥低得多。
4 结论
1) 高压电场能够提高芸豆角的干燥速度,干燥电压越高,干燥速度越快。
2) 高压电场干燥蔬菜是一种新型的干燥技术。与热风干燥相比高压电场所干燥的芸豆角在复水率及表面颜色方面均有优势。
