调制性能

关键词： 脉冲 激光 调制 无线

调制性能（精选八篇）

调制性能 篇1

1 调制结构分析

1.1 开关键控调制 (OOK)

在OOK调制方式中, 对二进制信息比特进行逐比特的调制。通过激光器的开断来生光脉冲, 当所要发送的信息为“1”时, 激光器在对应时隙内发送一个光脉冲;当所要发送的信息为“0”时, 激光器完全关闭, 在对应的时隙内不发送光脉冲, 利用光信号的通断实现信息传输。

1.2 脉冲位置调制 (PPM)

单脉冲位置调制 (L-PPM) , 是将一个二进制的M位数据组映射为由L=2M个时隙组成的时间段上的某一个时隙处的单个脉冲信号, 其符号间隔为:T=log2L/Rb, 被分为L个时隙。如果将M位数据组写成K= (m1, m2, …, mM) , 将时隙位置记为k, 则L-P P M调制方式的映射编码关系可表示为[1]:

其中, S k (0≤k≤2M-1) 为脉冲时隙在第k个位置。

差分脉冲位置调制 (DPPM) 是一种在L-PPM调制基础上改进的调制方式。对于一个L-P P M符号, 它的时隙数是固定的L位, 其中一位为1, 其余位为0。而DPPM的时隙数不定, 它由一串低电平跟着一位高电平构成。D P P M与L-P P M相比, D P P M不仅对符号级的同步没有那么严格的要求, 它还能提供较高的功率利用率和频带利用率。

1.3 脉冲间隔调制 (DPIM)

数字脉冲间隔调制 (D P I M) 与P P M类似, 也是一种脉冲位置调制方式。但是DPIM调制每个符号所包含的时隙数不是固定的:分为无保护时隙和有保护时隙两种。有保护时隙的DPIM调制方式通常采用一个保护时隙, 这样可以有效地减少码间串扰的影响, 该调制方式的符号Sk (k是符号所表示的十进制数) 的时隙个数为k+2, 脉冲在每个符号的起始时隙上, 后加一个保护空时隙, 再加上k个空时隙来表示信息。当接收端解调时, 判断接收到脉冲时隙后, 只需数脉冲时隙后的空时隙数, 再减1就行了。因此, DPIM在接收端只需时钟同步而不需符号同步, 简化了系统结构。

双头脉冲间隔调制 (DH-PIM) 方式比较复杂, 每个符号所包含的时隙数也不是固定的, 但是它采用两种起始脉冲。符号S k由头部时隙和后续的m个空时隙所组成, 其中:

头部时隙数为α+1个 (α为整数) , 假设两种头部形式H1和H2。H1起始脉冲宽度是α/2个时隙, 其后是α/2+1个保护时隙;H2脉冲宽度为α个时隙, 其后为1个保护时隙。当k<2M-1时, Sk符号的头部时隙为H1, 反之则为H2。

2 调制性能比较

本文在码速率相同的条件下, 分析比较了五种调制方式的平均发射功率、带宽需求和误时隙率。

2.1 平均发射功率

假设峰值功率为Ps, 在二进制信息比特“0”、“1”等概出现的情况下, 则OOK (非归零码) 的平均发射功率为:POOK=Ps/2;由于在一个PPM符号所包含的2M个时隙中, 只发射一个时隙的光脉冲, 则L-PPM的平均发射功率为:PPPM=Ps/2M;一个DPPM符号包含 (2M+1) /2个时隙, 则PDPPM=2Ps (2M+1) ;同理, PDPIM=2Ps/ (2M+3) ;在DH-PIM调制方式下, 其头部脉冲的平均宽度为1.5个脉冲 (假设两种头部等概出现) , 每个脉冲占用α/2个时隙, 因此, 头部脉冲的平均时隙数为3α/4, 则其平均发射功率为:PDH-PIM= (3αPs) /2 (2M-1+2α+1) 。

分析可知, 当M一定时, P P M、D P P M、DPIM和DH-PIM的功率利用率都比OOK的高。除OOK随M的增大平均发射功率不变以外, 其它的调制方式随M的增大, 平均发射功率均逐渐下降。

2.2 带宽需求

设激光通信系统的传输比特率为Rb, 则O O K所占带宽为BO O K=Rb;P P M相对于O O K的归一化带宽BP P M=2 MRb/M;D P P M的平均时隙数为 (1+2 n) /2, 则BDPPM= (2M+1) Rb/2M;同理, DPIM平均时隙数为 (3+2n) /2, 则BDPIM= (2M+3) Rb/2M;DH-PIM的平均时隙数为α+2M-2+1/2, 则BDH-PIM= (2M-1+2α+1) Rb/2M。

由分析可知, 当M一定时, PPM、DPPM、D P I M和D H-P I M所需的带宽都比O O K的高, 其中PPM所需的带宽最高。

2.3 误时隙率

本文采用强度调制/直接检测 (IM/DD) 的无线激光通信系统的等价基带信道模型, 假定只有噪声均值为0, 方差为σn2的加性高斯白噪声存在。

由各种调制方式相对于信噪比的误时隙率曲线可知, 信噪比一定时, PPM、DPPM、D P I M和D H-P I M的误时隙率比OOK的低, 其中PPM的误时隙率最低。

3 结语

本文从平均发射功率、带宽需求以及误时隙率三方面对各种调制方式进行分析, 通过分析可知, 各种调制方式各有优势也存在不足, 但在通信系统, 主要考虑带宽利用率和误时隙率。因此D P P M、D P I M和D H-P I M更具有优势, 更适用于未来无线激光通信系统。

参考文献

[1]David JT, David R Wisely, lan Neild etOPtieal wlreless:the story so far[J].IEEE Communication Magazine, 1998:72～82.

[2]柯熙政, 席晓莉.无线激光通信概论[M].北京:北京邮电大学出版社, 2004:148～150.

[3]毛昕蓉, 李荣.无线光通信调制技术的性能分析[J].通信技术, 2009, 3 (42) :54～59.

调制性能 篇2

网今后发展的必然方向，但由于光纤用户网的成本过高，在今后的十几年至几十年内大多数用户网仍将继续使用现有的铜线环路，近年来人们提出了多项过渡性的宽带接入网技术，其中ADSL宽带接入网(不对称数字用户环路)和HFC(光纤同轴 混合网)是最具有竞争力的两种。

ADSL宽带接入网技术能利用现有的市话铜线进行信号传输，其最高速率：下行信号(从端局到用户)为9Mbps，上行信号(从用户到端局)为1Mbps。现有的市话铜线网的用户数目十分庞大，而ADSL宽带接入网能对现有的市话铜线进行充分的利用。

近年来，Internet以惊人的速度发展，Internet的用户众多，分布广泛，但现有的用户网所能提供的用户接入速率太低，难以满足Internet飞速发展的需要，这正为ADSL宽带接入网的发展提供了一个机遇。由于市话铜线现在已与所有的Internet用户相连接，一旦ADSL宽带接入网技术发展成熟，必将成为各电话公司和Internet用户的首选方案。

1. 技术性能分析

现存的用户环路主要由UTP(非屏蔽双绞线)组成。UTP对信号的衰减主要与传输距离和信号的频率有关，如果信号传输超过一定距离，信号的传输质量将难以保证。此外，线路上的桥接抽头也将增加对信号的衰减。 因此，线路衰减是影响ADSL宽带接入网能的主要因素。ADSL宽带接入网通过不对称传输，利用频分复用技术(或回波抵消技术)使上、下行信道分开来减小串音的影响，从而实现信号的高速传送。

衰减和串音是决定ADSL宽带接入网性能的两项标准损伤。传输速率越高，它们对信号的影响也越大，因此ADSL的有效传输距离随着传输速率的提高而缩短。附表列出了正常情况下24号线规UTP的下行速率和有效传输距离的关系。 表中的VDSL是甚高速ADSL宽带接入网。虽然VDSL的有效传输距离比ADSL更短，但是在VDSL光纤到路边(FTTC)或光纤到大楼(FTTB)后，VDSL可用于大楼内部办公室或家庭间的连接。

ADSL宽带接入网接入网线路长度若为5.5km，则可覆盖80%以上的现有电话用户;线路长度若为3.7km，则可覆盖50%以上的现有用户，用户小区以外的分散用户可通过基于光纤的集线器节点接入到网络中。串音噪声通常是稳定的，因此比较容易对其进行研究并加以克服;而冲击噪声在频率、周期、相位等方面都是随机的，对期难以建模和研究，

2. 调制技术

目前被广泛采用的ADSL宽带接入网调制技术有3种：QAM(quadature ampli-tude modulation)、CAP(carrierless amplitude-phase modulation) 、DMT(discrete multitone)，其中DMT调制技术被ANSI标准化小组T1E1.4制订的国家标准所采用。但由于此项标准推出时间不长,目前仍有相当数量的ADSL产品采用QAM或CAP调制技术。

2.1 QAM调制技术

QAM调制器的原理图如图1所示，发送数据在比特/符号编码器内被分成两路(速率各为原来的1/2)，分别与一对正交调制分量相乘，求和后输出。与其它调制技术相比,QAM编码具有能充分利用带宽、抗噪声能力强等优点。

QAM 用于ADSL宽带接入网的主要问题是如何适应不同电话线路之间性能较大的差异性。要取得较为理想的工作特性,QAM接收器需要一个和发送端具有相同的频谱和相位特性的输入信号用于解码,QAM接收器利用自适应均衡器来补偿传输过程中信号产生的失真,因此采用QAM的ADSL宽带接入网系统的复杂性主要来自于它的自适应均衡器。

2.2 CAP调制技术

CAP调制技术是以QAM调制技术为基础发展而来的,可以说它是QAM技术的一个变种,其调制器原理如图2所示。输入数据被送入编码器，在编码器内，m位输入比特被映射为k=2m个不同的复数符号An=an+jbn由K个不同的复数符号构成k-CAP线路编码。

编码后an和bn被分别送入同相和正交数字整形滤波器，求和后送入D/A转换器，最后经低通滤波器信号发送出去。CAP技术用于ADSL宽带接入网的主要技术难点是要克服近端串音对信号的干扰.一般可通过使用近端音串音抵消器或近端串音均衡器来解决这一问题。

2.3 DMT调制技术

DMT调制技术的主要原理是将频带(0-1.104MHZ)分割为256个由频率指示的正交子信道(每个子信道占用4KHZ带宽)，输入信号经过比特分配和缓存，将输入数据划分为比特块，经TCM编码后再进行512点离散傅利叶反变换(IDFT)将信号变换到时域，这时比特块将转换成256个QAM子字符.随后对每个比特块加上循环前缀(用于消除码间干扰)，经数据模变换(DA)和发送滤波器将信号送上信道.DMT发送器的原理图如图3所示。在接收端则按相反的次序进行接收解码。

MSK调制技术分析与性能仿真 篇3

当今社会, 随着通信系统的快速发展, 通信容量也迅速增加, 使得射频频谱资源非常紧张, 为了改善这一问题, 可以在调制体制上做突破性改变, 采用最小频移键控 (MSK) 调制解调技术。MSK信号具有包络恒定、相位连续、带宽小且频谱利用率高等优良特性, 这样不仅能节省传输带宽, 而且能降低噪声对信息干扰的影响[1,2]。目前, MSK在实际的通信系统中已经得到了较为广泛的应用。

本文将MSK调制技术应用于窄带通信系统中, 对MSK的调制解调过程做了详细介绍, 采用了改进的Gardner算法和载波恢复算法对接收到的MSK信号分别做时钟同步和频偏恢复, 并用Matlab软件对其进行了仿真[3], 最后与二进制相位键控调制 (BPSK) 进行比较, 对其性能进行了分析验证。

1 MSK信号模型

MSK信号是一种相位连续、包络恒定并且占用带宽最小的二进制正交2FSK信号。MSK信号的表达式为:

式中, wc=2πfc为载波角频率;am=±1为输入码元;Ts为码元宽度;φm为第m个码元的初始相位, 它在一个码元宽度中是不变的[4]。根据相位的连续性, 即上一个码元终端总相位等于下一码元初始总相位, 可得φm必须满足:

从而

令, θm (t) 称作第m个码元的附加相位, 在一个码元持续时间内它是线性变化的, 即每经过一个码元周期, 附加相位就改变±π/2, 并且附加相位是连续变化的[5]。

MSK信号调制解调方法有很多种, 本文采用正交调制法[6], 首先将数据进行差分编码、串并转换, 然后再每一路分别乘以加权函数、载波cos wct和sin wct, 最后2路再相加求和就可以得到了一个完整的MSK信号[7]。由于相干解调的误码率要比非相干解调低很多, 因此MSK信号的解调采用相干解调。本文的调制解调框图如图1所示。

2 算法分析

2.1 时钟同步算法

对于解调端来说, 信号的同步是至关重要的, 许多载波和相位同步算法都需要定时信息的辅助, 因此提高定时误差的估计精度就显得十分重要[8]。在信号接收时, 为了求得码元的能量以及对每个接收码元抽样判决, 需对信号进行积分运算, 这样就必须知道每个码元准确的起始时刻。Gardner算法是一种经典的基于反馈的时钟恢复方法, 是基于过零检测的无数据辅助的定时误差算法。由于Gardner算法实现结构简单, 独立于调制方式, 在进行位同步时对载波相位不敏感, 所以在时钟同步方法中, Gardner算法在数字接收机的定时恢复环路中应用很广泛[9]。

本节将针对MSK调制信号的特殊性, 采用了一种改进的Gardner算法实现时钟同步, 首先选择4倍时钟速率采样, 对接收到的连续3个采样点计算时钟误差τ={Sm (k+1) Ts-Sm (k-1) Ts}*Sm (k Ts) , 然后经环路滤波后, 通过判断τ值的大小做内插控制, 如果τ>1, 则取τ=|ι-τ|, ι是τ的整数部分。最后利用估计的τ值进行时钟调整从而可以准确恢复MSK信号。通过Matlab仿真得到的时钟环路滤波曲线如图2所示。

2.2 载波恢复算法

对于相位键控信号而言, 载波同步不良引起的相位误差直接影响着接收信号的误码率[10]。希望提取的载频和接收信号的载频尽量保持同频同相, 但是实际上无论采用何种方法提取的载波相位总是存在一定的误差[11]。本文载波同步采用载波频偏和相位偏差联合恢复算法[12,13]对接收信号进行调整, 其原理是先对同步后的数据先进行预旋转消除载频, 然后利用以下公式来估计相偏:

式中, sin (ωt+φ+Δφ) 和cos (ωt+φ+Δφ) 为实际采样数据对应的I路和Q路相位余弦值, sin (ωt+φ) 和cos (ωt+φ) 为理想无相位偏移时I路和Q路所对应的相位余弦值。再经过查余弦表, 从而能估算出Δφ, 对应Matlab代码为:

当检测误差为零时, 输出最终数据, 即为解调出的信号, 通过Matlab仿真得到载波环路滤波曲线, 经一段时间后环路收敛输出趋于稳定如图3所示。

3 性能分析

3.1 MSK信号的Matlab仿真

MSK信号是一种包络恒定、相位连续的信号, 与PSK信号一样, 信息体现在相位变化中, 相位承载所有有效信息, MSK信号与PSK信号仿真如图4所示。

通过Matlab仿真结果可知, 经MSK调制的信号波形相比于PSK信号, 其相邻码元波形相位连续不存在相位突变, 去除了干扰对幅度的影响, 有助于减少非线性失真带来的问题, 克服了一般PSK信号相位突变所带来的频谱泄露等缺点, 这样可以最大程度的降低频谱宽度, 提高频带利用率, 减小误码传输, 提高了传信效率。

3.2 功率谱密度比较

MSK信号的归一化单边功率谱密度的计算结果为:

式中, fc为信号载波;Ts为码元持续时间。

PSK信号的功率谱密度为:

这2种调制信号的功率谱密度曲线如图5所示。与2PSK相比, MSK信号占用带宽小, 旁瓣衰减的幅度和速率要比BPSK快, 功率谱密度更为集中, 带外功率下降非常快。因此它对于相邻频道的干扰更小, MSK调制方式更加有优势。

3.3 误码率性能分析

根据已知的MSK信号调制模型可知, MSK信号还可以用2个正交的分量表示[14]:

由此可见, 与QPSK类似, MSK也是用极性相反的半个正弦波形去调制2个正交的载波。通过窄带高斯信道后, 采用相干解调, 在满足最佳接收条件时, 其误比特率性能略优于PSK, 具有良好的抗噪声性能, 实际仿真曲线如图6所示。

4 结束语

本文对基于MSK的通信系统调制解调做了Matlab仿真, 仿真结果表明, MSK信号具有包络恒定、相位连续等特性。介绍了解调过程中所采用的时钟载波同步算法。通过与BPSK进行对比, 说明MSK信号具有较高的频带利用率和良好的抗噪声性能, 适于窄带系统传输。

卫星通信中调制解调性能的研究 篇4

卫星移动 通信系统 能够支持 用户通信 终端在任 何地方任何时间 实现相互通信, 它是移动通 信和卫星 通信技术相互结合、促进、发展的一个产物[1]。 由于陆地移动通信系统是不可能覆盖到地球上所有区域的[2],卫星移动通信系统以 其独特的通信方式和 技术特点,为偏远、人烟稀少地区用户和应急救灾通信等领域提供良好的服务。

GEO ( Geostationary Earth Orbit ) Mobile Radio interface是利用地 球同步轨 道卫星来 完成移动 卫星服务 的 。 该系统是 地面上GMS蜂窝系统 的扩展 , 能够提供 与GSM相似的服 务 ,是地面蜂 窝系统的 补充[3]。

卫星通信 系统中常 用PSK (Phase -Shift Keying ) 及其改进 的调制方 式来提高 频谱利用 率和数据 传输速率 。 为了降低 调制信号 的峰均比 , 选择在下 行链路调 制之前 , 用复扰码 对扩频后 基带信号 进行加扰 , 这种复扰 码加QPSK的调制方 法被称为CQPSK调制 。

1常用的QPSK调制解调

通常说的 数字调相 (PSK)是利用数 字基带信 号来完成对载波 的相位控 制 ,是一种恒 包络的调 制方式 。 利用PSK调制主要 是为了节 省频谱资 源 , 达到频率 高效利用 的目的[4]。 对于一个 已调波而 言 , 其相位路 径起着决 定性的作 用 ,决定着已 调波的频 谱特性 。 通过对已 调波相位 路径的改 善可以推 动相位调 制技术的 不断发展 。 从最初的 二相相移 键控 (BPSK)到四相相 移键控 (QPSK)以及许多PSK的演进方 式的出现 ,它们的目 的都是为 了提高信 道频带利 用率 , 使高频谱 快速滚降 , 避免频带 外面噪声 的干扰 。 QPSK调制的实 现方法有 相位选择 和正交调 制法 。

( 1 ) 相位选择 法

图1是QPSK信号的产 生原理框 图[5]。 四路载波 同时送入 逻辑选相 电路中 ,然后通过 带通滤波 器输出相 应信号 。

( 2 ) 正交调制 法

图2是 π/4-QPSK的产生原理框图。 其中a、b都是单极性 ,两路脉冲 信号通过 极性变换 ,0对应1、1对应-1, 变成双极 性二电平 信号I(t)和Q(t)后进入两 个平衡调 制器 , 同相支路 和正交支 路分别独 立地进行 调制 , 然后把两 路信号加 起来得到 已调信号 。

2π/4-CQPSK调制与解调原理

为了在PSK的基础上 进一步提 高系统的 抗干扰能 力[6,7], 在卫星通 信中引入 π / 4 - CQPSK , 它采用复 扰码加扰 和差分解 调 。

2.1复扰码加扰原理

加扰过程 如图3所示 。

根据图3可知 :

其中 ,Im( n ) 、 Qm( n ) 为扰码器 输出的信 号 , I ( n ) 、 Q ( n ) 为经过扩 频后的扰 码器输入 信号 ,PNi( n ) 、 PNq( n ) 为扰码序 列 。 由式(1)可得 :

由式(3)可得加扰 电路如图4所示 。

由图5,解扰过程 可以表示 为 :

其中I′(n)、Q′(n) 分别代表 解扰以后I 、Q两路的信 号 , PNi L( n ) 、 PNq L( n ) 分别代表 接收端本 地产生的 扰码序列 , Imr( n ) 、 Qmr( n ) 分别代表I 、 Q两路的解 扰器输入 信号 。 由式 ( 4 ) 可得 :

假设此时 无失真传 输 ,Imr( n ) = Im( n ) , Qmr( n ) = Qm( n ) , 式 ( 2 ) 、 式 ( 3 ) 带入式 ( 5 ) 、 式 ( 6 ) 得 :

同样将式(2)、式(3)带入式(7)可得 :

由式 (5)、 式 (6) 可以得到 复扰码的 解扰电路 如图5所示 。

2.2差分解调

对于 π/4-CQPSK , 通常采用 的解调方 式是相干 解调 , 但在复杂 多变的卫 星信道下 , 存在各种 各样的多 径衰落和 噪声 , 相干解调 的性能会 大大降低 。 同时 , 相干解调 搜索载波 需要的时 间较长 , 不适用于 解调效率 要求高的 系统 。

差分解调 是非相干 解调中的 一种 , 在普通信 道下误码 率性能不 如相干解 调 ,但差分解 调对于衰 落型信道 特别适用[8], 在衰落信 道下它具 有很好的 抗衰落特 性 , 其误码性 能反而比 相干解调 好很多 。 差分解调 能够快速 地恢复载 波数据 , 而且实现 简单 , 为系统节 约了很多 不必要的 开销 。

3仿真设计与结果分析

3.1仿真场景设置

仿真参数 如表1所示 。 在仿真中 , 由于针对 地球同步 轨道卫星 , 对于相对 移动速度 较小的地 面终端 , 忽略多普 勒频移的 影响 。

3.2仿真结果与分析

这里主要 对比不同 调制方法 对系统误 码率 (BER)的影响大 小 。 因为卫星 信号在传 播过程中 ,在大气层 以外的外 层空间中 ,传输信道 与高斯 (AWGN)信道近似 , 而在大气层以内会受到很多干扰, 所以选取卫星信道Lutz。 本文分别 在AWGN信道和Lutz信道下 , 对 π/4 -BPSK 、 π/4-QPSK和 π/4-CQPSK进行对比 , 分析出这 几种调制 方式对系 统误码率 的影响 ,解调方式 采用差分 解调 。

由图6,可以发现 π/4-CQPSK在信号调 制前加入 复扰码进 行加扰之 后 ,解调端得 到的解调 信号误码 率明显下 降 。 在相同的 误码率情 况下 ,同 π/4-QPSK相比 ,π/4CQPSK的增益为3 d B左右 。

由图7可以看出,在系统信噪比超过5.5 d B时 ,π/4CQPSK的误码率 已经比 π / 4 - BPSK要小 , 而且频带 利用率是 其2倍 。

图8是在卫星 信道Lutz下对 π/4 -BPSK与 π/4 CQPSK误码率进 行比较 , 如图所示 , 两种调制 方式的误 码率都随 着信噪比 的增大而 减小 ,π/4 -CQPSK的减小趋 势更为明 显 ,在信噪比 大于7 d B时 ,π/4-CQPSK误码率性 能优于 π/4-BPSK。

最后 , 在Lutz卫星信道 下 , 对比 π/4-QPSK与 π/4CQPSK的误码率 性能 。 由图9可以看出 , 随着信噪 比的增大 , 两种调制 方式的系 统误码率 都呈下降 趋势 。 信噪比较 小时 , 它们的误 码率相差 不大 , 随着信噪 比增大 ,π/4-QPSK误码率平 稳下降 , 而 π/4-CQPSK下降趋势 明显 。

4结束语

本文以GEO卫星通信 系统为基 础 ,在高斯信 道模型和 卫星信道 模型Lutz下对适用 于卫星通 信的调制 解调方式 做了仿真 分析 。 分析表明 ,π/4-cqpsk以其独有 的复扰码 加扰技术 可以减小 系统误码 率 。

摘要：卫星通信系统中常用的调制方式主要是PSK及其改进方式,解调采用相干解调。针对复杂多变的卫星信道环境,在对π/4-BPSK、π/4-QPSK原理分析的基础上,引入一种新的调制方式π/4-CQPSK,并对这些调制方式进行比较分析。在解调时采用差分解调而不是传统的相干解调。最后,在特有的卫星信道条件下,仿真分析了上述调制解调方式性能。

调制性能 篇5

Link22是北约国家的新一代战术数据链。由于其工作频段为HF和UHF,因此,频率资源是极其有限的。为了提高频带的利用率,Link22使用了8PSK、16QAM、32QAM及64QAM的调制方式,达到了提高信息速率的目的。8PSK及星座点为矩形分布的16QAM、32QAM、64QAM性能分析在有关文献中已有介绍,而Link22的16QAM、32QAM、64QAM的星座点采用的是环形结构,有关文献中的误符号率边界是较松疏的。本文通过计算Link22的环形星座16QAM的比特误符号率,给出了Link22的环形星座QAM的比特误符号率的计算方法。

1 Link22数据链

Link22数据链是北约对Link11的改进型。Link22的设计目标是取代Link11并且与Link16兼容。Link22对Link11的改进主要表现在:

a) Link22使用单音调制解调器,代替了Link11中使用的并行多音调制解调器;

b) Link22使用TDMA网络协议,代替了Link11中使用的点名呼叫协议;

c) Link22使用72bit F系列报文,而Link11使用48bit M系列报文;

d) Link22的改进型方案还考虑将每个时隙的最快F系列报文速率从6个增加到16个;

e) 通过将Link11的PAM(脉冲振幅调制)调制方式改为QAM(正交调幅)调制方式来实现的。

2 QAM工作原理

Link22将调制方式由Link11的PAM改为QAM,提高了比特率,使得将每个时隙的最快F系列报文速率从6个增加到16个成为可能。

QAM是一种矢量调制,将信息序列{an}形成的两个分离的k比特符号先映射(一般采用格雷码)到一个复平面(星座)上,形成复数调制符号,然后将符号的I、Q分量(对应复平面的实部和虚部,也就是水平和垂直方向)采用幅度调制,分别对应调制在两个相互正交的载波上。调制信号的数学表达式为:

undefined

式中:fc为载波的频率;Amc和Ams为承载信息的正交载波的信号幅度;g(t)是信号脉冲;m=1,2,…,M;0≤t≤T。

星座点的表达式为:

undefined

式中:εg为信号脉冲g(t)的能量。

QAM是幅度、相位联合调制的技术,它同时利用了载波的幅度和相位来传递信息比特,因此在最小距离相同的条件下可实现更高的频带利用率。目前QAM最高已达到1024QAM。

3 Link 22的调制方式

Link 22的调制方式采用了8PSK或者16QAM、32QAM、64QAM,其中16QAM、32QAM、64QAM的星座图如图1所示。

下面以分析16QAM星座图的误符号率为例,介绍环形星座图的比特误符号率分析方法。

4 16QAM比特误符号率的计算

4.1 A、B、C、M各点的误符号率

图2为16QAM同相分量星座点分布图。

设环形的半径为b、矩形的边长为a,则信号的部分同相分量星座点分别如下:

undefined

信号的部分正交分量星座点分别如下:

undefined

如果发送的是A信号,接收信号的同相分量为undefined,接收信号的正交分量为undefined,则A被误判。其他信号点误判方法的分析相同。

在噪声为高斯白噪声时,16QAM环形星座的A、B、C、M各点的误符号率分别为:

undefined

式中:Q(x)为高斯概率密度函数尾部曲线下的面积的函数。

每个符号的能量εm为:

undefined

因此,平均每个符号的能量εav为:

undefined

由于是十六进制,因此,εav=4εbav,其中εbav为平均每比特能量,因此有:

undefined

在计算误符号率时,还须将式(9)及关系undefined代入到式(3)～式(6)中。

4.2 16QAM的平均误符号率

A、B、C、M各点的平均误符号率为:

undefined

由于16QAM星座点的分布在4个象限内完全对称,因此,Pav即为16QAM的平均误符号率。

4.3 16QAM的比特性噪比与误符号率曲线图

将上述分析过程转换为MATLAB语言,可绘制出图3。

对于环形32QAM、64QAM的误符号率分析可用同样的方法得到。

5 结束语

图3的曲线与相关资料相比具有一致性,表明分析方法是正确可行的。

对于QAM调制,星座点数越多,其传输效率越高。但是,星座点数越多,在星座图的平均能量保持不变的情况下,会使星座点之间的欧氏距离变小,误符号率上升。因此,高阶星座图的可靠性比低阶要差。

为了提高频带利用率,Link22的调制方式不仅采用了QAM的调制方式,在要求的数据传输速率较低时,还采用了8PSK调制方式。因为QAM星座点是分等幅的,解调时须同时对相位和幅度进行检测,而PSK只需检测相位,因此,PSK解调设备较QAM简单。

摘要：Link22工作频段的频率资源是有限的,为了提高信息速率,Link22使用了环形星座的QAM(正交调幅)及8PSK的调制方式。在加性高斯白噪声环境下,8PSK调制方式的误符号率计算方法已相当成熟,而环形星座的QAM调制方式的误符号率只有边界较为松疏的计算公式。文中采取将QAM环形星座上的星座点分解成两个相互正交的非均匀的PAM(脉冲振幅调制)信号的方法,计算出Link22在加性高斯白噪声环境下的16QAM环形星座误符号率。计算结果与相关资料相比具有很好的一致性,表明此分析方法是正确可行的。此方法也适于Link22的32QAM及64QAM的调制方式。

关键词：Link22,数据链,QAM,误符号率

参考文献

[1]孙义明,杨丽萍.信息化战争中的战术数据链[M].北京:北京邮电大学出版社,2005.

[2]PROAKIS J G.数字通信[M].4版.张力军,张宗橙,郑宝玉,等译.北京:电子工业出版社,2003.

调制性能 篇6

IFOG是一种基于Sagnac效应的角速度传感器,具有启动时间短,动态范围大,灵敏度高,耐冲击等优点[1],并以其潜在诸多优势成为惯性测量与制导领域的新一代主导仪表[2]。而Y波导以其较大的电光系数和良好的光电特性成为IFOG中相位调制器的首选[3],它在施加电压信号是使光波发生频移,可以抵消因光纤环旋转引起的Sagnac相移[4],但是,在IFOG中,通过Y波导的光波除受到相位调制外,还受到微小的强度调制[5],这是不被期待的,但却无法完全消除,称其为残余强度调制(RIM),它归因于铌酸锂导波特性的扰动,即在光波进行相位调制的同时,由于折射率虚部调制效应[6],还存在残余的强度调制,引起光纤陀螺性能参数的变化[7]。为进一步确定Y波导残余强度调制对IFOG性能的影响,本文重点理论分析残余强度调制对IFOG输出信号的影响,另外,推导得出数字闭环光纤陀螺中RIM对标度因数稳定性和零偏的影响关系式,并对其影响关系进行了Matlab仿真,更形象具体的说明残余强度调制系数对光纤陀螺性能的影响。

1 残余强度调制对开环IFOG输出信号的影响

IFOG开环工作原理如图1所示,此处采用的调制信号为正弦波信号,并且其频率与IFOG的本征频率ω0相同。正弦波对进入Y波导的光波进行相位调制,t时刻调制相位可为ϕm(t)=ϕ0sin(ω0t)。经过调制的两束光波在光纤环中逆向传播,回到调制器发生干涉,干涉信号光强可表示为[3]

其中:

将式(1)按贝塞尔函数展开,则有[3]:

其中:n取整数;Jn为ϕη的第一类n阶贝塞尔函数;ηϕ=2ϕ0sin(ω0τ/2)。

通过探测器将干涉光强转换为电信号返回到锁相放大器,解调出陀螺的输出信号Sω0,当不考虑残余强度调制时,陀螺的输出信号正比于Sagnac相移的正弦值,如下式[3]:

其中:J1是一阶贝塞尔函数,ηϕ=2ϕ0sin(ω0τ/2),τ为光在光纤环中的渡越时间,ϕ0是相位调制深度。

若假设调制电压为π时残余强度的调制深度为ε12,则光纤环中顺、逆两束光的振幅变化分别为[8]

因此,干涉光强的基频解调分量为[6]

其中:ε′2=2A2ε1cosθ,θ=ω0t/2。

考虑RIM时,解调出的陀螺信号包含由其引入的误差ε′。当θ=π/2时,ε′=0,此时式(6)与式(3)同,RIM对陀螺信号的影响可以消除。但是,由于温度变化等因素的影响,使误差项ε′不再为零,其变化为

其中δ表示外界因素变化

若近似认为sinθ≈1,ϕs为微小量,基频解调信号的相对变化为

由此式可知,当RIM(ε1)与外界因素变化量(dδ)成反比时,可以保持基频信号的相对变化量恒定,即陀螺输出正常。对于中低精度光纤陀螺,为保证陀螺零偏稳定在0.1(°/h)范围内,最大调制电压下RIM应小于81 ppm。而对于高精度光纤陀螺,当ε1<0.003 6时,才可保证陀螺零偏稳定在0.01(°/h)范围内,此时最大调制电压下RIM应小于13 ppm。由此可知,高精度光纤陀螺要求比中低精度陀螺提高了约6倍[6]。

在高精度光纤陀螺中,RIM大小主要受调制频率漂移的影响,而中低精度光纤陀螺中,RIM大小则主要由温度变化导致的光纤环渡越时间改变引起的,也就是说,铌酸锂相位调制器的RIM对光纤陀螺的影响因陀螺精度和工作环境而不同[9],对于中低精度光纤陀螺,RIM小于81 ppm的条件比较容易实现,因此RIM对其性能的影响可以忽略,但对于高精度陀螺,RIM小于13 ppm的条件较难达到,又由于其应用场合的原因,RIM对其性能的影响是不可忽视的,因此,分析残余强度调制的影响可以为消除其影响奠定理论基础。

2 残余强度调制对数字闭环IFOG性能的影响

数字闭环IFOG的工作原理如图2所示,在此采用方波偏置、阶梯波调制,且D/A转换器为16位。

因此,从t=0时刻开始加在Y波导调制器上的调制电压可表示为[7]

其中:Vmax为最大调制电压,N0满足kp216Vmax×N0=4π,对应±π/2调制相位,NΩ为数字阶梯高度。

因此

假设光源的输出功率为2P0,则经过耦合器进入Y波导的光功率为P0,若不计Sagnac相移外的其他非互易相移,并将分束比理想化为1:1,考虑RIM对耦合光强度的影响,顺、逆两束光合波时的光场为[3]

其中:kL为光纤插入损耗,kp为调制器电光系数,ϕR(t)为Sagnac相移,α1,α2为残余强度调制系数。

因此,经耦合器返回到光电检测器的干涉光功率为P(t)=|E1(t)+E2(t)|2/2,若近似认为e-α1Vm(t)≈1-α1Vm(t),代入上式得干涉光功率:

将式(11)和式(10)代入式(13)得干涉光经光电检测器、放大器后输出电压信号为

其中:A为幅值系数,且A=kkpinkLP0。

又因为,光纤陀螺的Sagnac相移变化缓慢,所以有ϕR(t)≈ϕR(t-τ)[2],并且在数字闭环状态下可近似认为ϕR(t)-kpNΩVmax/2≈0,即可近似认为ϕR(t)-kpNΩVmax/2=sin[ϕR(t)-kpNΩVmax/]2,由此可得:在非2π复位期间,当t时刻调制相位为π/2时,解调的输出电压为[7]

若无其它噪声影响,陀螺稳态工作时,解调输出电压信号应为零,因为α2-α1<<%1,所以根据式(15)可以得出陀螺输出的数字阶梯高度为[7]

由此表明,残余强度调制不影响数字闭环光纤陀螺的零偏,但由于其调制系数的变化,影响光纤陀螺标度因数稳定性,其影响关系可表示为

同理可得,当t时刻调制相位为-π/2时刻,残余强度调制系数对光纤陀螺标度因数稳定性的影响关系为

比较(17)式可得残余强度调制对标度因数稳定性的影响与t时刻对应π/2调制时相反,并且此种情况下残余强度调制对零偏仍没有影响

3 仿真

根据上述分析可知,对于中低精度光纤陀螺,RIM对其性能的影响可以忽略,但对于高精度陀螺,由于其应用场合的原因,RIM对其性能的影响是不可忽视的。因此,在这里针对数字闭环光纤陀螺用Matlab仿真分析Y波导的RIM对其性能参数的影响。

残余强度调制对数字闭环光纤陀螺的零偏没有影响,但却限制其标度因数稳定性。根据前面所推导的残余强度调制系数与光纤陀螺标度因数的关系式,对残余强度调制系数与标度因数间的影响关系进行Matlab仿真。当t时刻对应的调制相位为π/2时,根据式(17)所示,数字闭环光纤陀螺的标度因数受到残余强度调制系数的影响,若取最大调制电压为3.2 V,光电检测器的光电转换系数为1.2 V/μW,其结果如图3所示。由仿真图可以看出,当Y波导两分支的残余强度调制系数α1,α2的变化共同影响光纤陀螺标度因数的稳定性,它们每增加一个很小的值,会导致光纤陀螺的标度因数K增大一个比较大的值,这种影响对于数字闭环光纤陀螺来说是不可忽略的。

同理,当t时刻对应的调制相位为-π/2时,根据式(18)所示,数字闭环光纤陀螺的标度因数受到残余强度调制系数的影响与t时刻对应的调制相位为π/2时相反,同样取最大调制电压为3.2 V,光电检测器的光电转换系数为1.2 V/μW,其结果如图4所示。

由仿真图可以看出,残余强度调制系数α1,α2对标度因数K的影响与t时刻对应的调制相位为π/2时的影响相反,它们每增加一个很小的值,会导致光纤陀螺的标度因数K减小一个比较大的值,这与前面的理论分析相符合。

4 结论

通过理论分析得出残余强度调制存在的情况下陀螺输出信号的变化情况,同时,通过分析陀螺信号的变化说明残余强度调制对光纤陀螺性能的影响与陀螺精度要求有关,精度越高,其影响越明显。另外,根据残余强度调制的特性,从理论上系统的分析了Y波导残余强度调制对数字闭环光纤陀螺性能参数的影响,分析结果可得,残余强度调制不影响光纤陀螺的零偏,但对于数字闭环光纤陀螺,影响标度因数的稳定性,并且这种影响在t时刻对应π/2调制时和对应-π/2调制时相反。文中对这两种情况分别进行了Matlab仿真,通过仿真结果,可以明确残余强度调制对数字闭环光纤陀螺标度因数稳定性的影响。

参考文献

[1]Leferve H C.The Fiber-optic Gyroscope[M].Boston-London:Artech House,1993.

[2]James A.Hammond scale factor variations due to wavelength dependent optical losses in fiber optic gyros[J].Proc.of SPIE(S0277-786X),1996,2837:239.

[3]张桂才.光纤陀螺原理与技术:第1版[M].北京:国防工业出版社,2008:50-55.ZHANG Gui-cai.The Principles and Technologies of Fiber-Optic Gyroscope:1^st ed[M].Beijing:National Defense Industry,2008:50-55.

[4]SAVATINOVA I,TONCHEV S,TODOROV R,et al.Electro-optic effect in proton exchanged LiNbO3and LiNbO3waveguides[J].Journal of Lightwave Technology(S0091-3286),1996,14(3):403-409.

[5]王巍,张桂才.闭环光纤陀螺中铌酸锂相位调制器的附加强度调制及其影响[J].中国惯性技术学报,1995,3(1):55-58.WANG Wei,ZHANG Gui-cai.The effect of residual intensity modulation of Ti:LiNbO3phase modulator in closed-loop FOG[J].J.Chinese Inertial Technical,1995,3(1):55-58.

[6]王冬云,盛芳.IFOG中相位调制器的残余强度调制及其测量[J].光电工程,2007,34(7):26-29.WANG Dong-yun,SHENG Fang.Residuary intensity modulation of the phase modulator in IFOG and its measurement[J].Opto-Electronic Engineering,2007,34(7):26-29.

[7]胡宗福.光纤陀螺调制器的残余强度调制影响与消除[J].中国激光,2008,35(12):3-4.HU Zong-fu.Effects of Residual Intensity Modulation of Y-Waveguide Modulator on Interferometric Fiber Optic Gyroscope and Elimination Method[J].Chinese Journal of Lasers,2008,35(12):3-4.

[8]陈福深,崔海娟.光纤陀螺用Y分支集成光学调制器的研究[J].电子科技大学学报,2003,32(3):240-244.CHEN Fu-shen,CUI Hai-juan.Research on Integrated Optical Modulator with Y-Branch Type for Fiber-Optic Gyro[J].J.UEST of China,2003,32(3):240-244.

[9]王军龙,王巍.集成光路技术指标对光纤陀螺性能的影响[J].中国惯性技术学报,2005,13(4):52-57.WANG Jun-long,WANG Wei.Influence of index of integrated optic circuit on FOG performance[J].J.Chinese Inertial Technical,2005,13(4):52-57.

调制性能 篇7

目前在IMT-2020新型多载波技术组讨论的主要技术有滤波器组多载波(filter bank multi carrier,FBMC)、通用滤波多载波(universal filtered multi carrier,UFMC)和(filtered OFDM)F-OFDM。其中FMT就是FBMC中一种典型的多载波调制方案。FMT技术于1999年被提出,之后主要应用于高速数字用户环路(VDSL)的接入。近几年,FMT在作为无线传输的物理层调制技术逐渐被人们研究[[2,3,4,5]。FMT对每个子信道采用严格的低通滤波器限制子信道的频带,各子信道频谱相互不重叠但相互正交,这样在实际信道传输中正交性不易被破坏,从而有效地避免了ICI的产生,保证了系统性能。此外,由于FMT各个子信道频谱互相不重叠,频率偏移对于系统正交性的影响极小,因此不需要加循环前缀(CP)等OFDM必须的开销[6]。作为物理层的基础技术,链路仿真可以更加准确的反映技术性能。

本文将从滤波器组的角度出发,在分析FMT系统基本结构的基础上,提出可基于DFT滤波器组来实现FMT的有效结构,并分析二者在结构上的联系与区别。然后在LTE链路中对FMT调制技术的传输性能进行仿真分析并与当前的OFDM技术作对比,主要性能指标为误码率(bit error rate,BER)和可达比特率(achievable bit rate,ABR)。最后指出了FMT作为5G多载波调制技术的可行性。

1 系统模型

1.1 FMT系统结构

滤波多音调制FMT是一种滤波器组调制技术。它通过原型滤波器将整个传输信道划分为若干个频带有限且互不重叠的子信道,将基带信号串并变化并调制到多个子信道上,并在这些子信道上进行传输,其等效基带模型如图1所示。M个并行输入数据Ai(n T),i=0,1,…,M-1首先进行K倍插值(用↑K表示),然后经过低通原型滤波器H(f)进行滤波限带,接着用一组频率间隔相等的子载波进行频率搬移,最后M路信号经过叠加合并进入信道;接收端与此过程相反,首先用对应的子载波从接收信号中解调出各路调制信号,然后通过与发送端低通滤波器H(f)对应的匹配滤波器G(f),接着进行K倍信号抽取(用↓K表示)就恢复出原始的输入信号。

发送端信号可表示为

式(1)中K/MT为相邻子信道之间的频率间隔。令

则式(1)可表示为

则

式(5)中ai(n T)为M路数据的IDFT;为原型滤波器的多相分量。因此FMT可以通过IDFT/DFT加原型滤波器的多相分量网络来实现。

1.2 FMT系统的有效实现

FMT系统若采用图1中的结构实现较为复杂,这是因为系统中的滤波器工作速率为K/T,是输入数据的K倍,这在高速数据传输环境下对于滤波器的要求太高且系统复杂度也太大。因此,必须找到FMT的一种有效实现方式。

由1.1节分析可知,FMT可以通过IDFT/DFT加原型滤波器的多相分量网络来实现,这与DFT滤波器组的多相结构非常类似。DFT滤波器组属于复指数调制滤波器组[7],它是在离散傅里叶变换(discrete fourier transform,DFT)的基础上得到的,因此易于实现。由DFT滤波器组构成的多载波调制系统如图2所示。左边虚线框内的称为分析滤波器组,右边虚线框内的称为综合滤波器组。图中

式中WMk=e-j2πk/M。即每一个分析和综合滤波器都是由原型滤波器H(z)依次移位得到的,这种滤波器组的结构是先分析后综合。

从DFT滤波器组的结构来看,FMT调制系统是DFT滤波器组在传输多路复用器中的应用。如果将图2中的DFT滤波器组的有效实现形式用传输多路复用器的形式(即先综合后分析)来表示,即可得到FMT系统的有效实现形式,其结构框图如下图3所示。图中Gk(z)和Hk(z)分别是发送端和接收端第k个子信道滤波器的多相分量,它们是由低通原型滤波器H(z)经频移得到。其中,

为滤波器的第m个多相分量。Gk(z)和Hk(z)的关系为:Gk(z)=Hk*(z),即二者互为共轭转置。M个输入数据xi(n T),i=0,1,…,M-1经过IDFT和多相分量滤波器Gk(z)后就完成了调制和滤波功能,然后进行并串变换得到发送信号x(k)。接收端与此过程相反,接收到的信号先进行串并变换降低速率,然后通过多相分量滤波器Hk(z)行滤波,接着进行DFT解调。

注意到在DFT处理之后还需对每个子信道进行均衡,这是因为在设计时FMT的原型滤波器不满足理想重构的条件

从而在子信道中将会引入码间干扰(ISI)。为了消除由原型滤波器引入的ISI,在接收端必须进行每个子信道的均衡。由文献[8,9]可知,采用最小均方误差判决反馈(MMSE-DFE)结构的均衡器能够有效地消除FMT系统内产生的码间干扰(ISI),因此本文采用MMSE-DFE均衡方式。

2 仿真结构

本文仿真的基本场景为LTE下行链路。首先以MATLAB为仿真工具,采用模块化设计方法,对LTE标准的物理层下行链路进行建模,搭建基本的链路仿真平台。然后根据1.2节所述的FMT系统有效实现模型,在MATLAB环境下编写对应的收发端模块,最后放入LTE物理层下行链路中进行仿真。之所以这样做是为了尽可能地模拟实际的链路,从而对系统性能做出更加准确地评估。

整个程序的基本流程如图4所示。图中信道编码模块包括码块分割、Turbo编码、速率匹配、码块级联,信道解码模块包括码块分割、Turbo解码、解速率匹配、码块级联。整个仿真过程包括两层循环,外层对信噪比SNR循环,内层对设定的仿真比特数。对于一次循环过程,首先产生二进制信源比特,然后进行添加CRC、信道编码、扰码、MQAM调制、资源元素映射、FMT调制操作,最后把已调信号送入信道。至此,发送过程完成。接收过程为发送的逆过程,信号首先通过FMT解调,再进行信道估计及资源元素逆映射操作,接着进行MIMO逆处理,之后进行MQAM解调与解扰,最后是信道译码与CRC检测。接收过程完成之后,判断是否满足终止条件,若满足则分别计算误比特率BER和可达比特率ABR,并依次迭代下去,直至循环结束。

LTE基本链路仿真参数如表1所示,以OFDM技术作为FMT仿真的对比基线。按照表中的参数初始化仿真配置然后分别对FMT和OFDM仿真。仿真终止条件为设定的最大错误比特数,若错误比特数超过这个值时,则终止循环,并计算出在每个SNR值下对应的BER和ABR。对设定的每个SNR值运行8个循环,每8个循环处理5×107个二进制比特。仿真中分别采用理想的加性高斯白噪声(AWGN)、存在多径衰落的3GPP扩展车载A(EVA)和扩展典型城市(ETU)信道模型。

其中多径衰落信道模型EVA和ETU由延迟参数与最大多普勒频移共同确定[10]。信道模型的延迟参数对应于高和低两种延迟扩展环境,对应的最大多普勒频移为300 Hz、70 Hz。每个信道的多径延迟值(ns)和相对功率(d B)表征的延迟参数如表2所示。

3 结果分析

误码率是衡量通信系统传输可靠性的重要参数,图5为FMT调制技术在LTE链路中不同信道下的误码率性能仿真结果。对比基线为OFDM技术,天线配置为2×2MIMO。从图中可以看出在理想的AWGN信道下FMT与OFDM的BER性能曲线几乎一致,这是因为在此信道中只有高斯白噪声,不存在ISI、ICI以及频率偏移等。因此对于FMT和OFDM这两种多载波调制方式,其BER性能几乎没有差别。但是在多径衰落的扩展车载A(EVA)和扩展典型城市(ETU)信道模型中FMT的误码性能要明显好于OFDM,这是因为FMT利用滤波器组将子信道频谱严格划分为相邻但不重叠的频谱,多径衰落信道中存在的频偏对于FMT载波正交性影响较小,但是对于频谱相互重叠的OFDM影响较大,其正交性更易被破坏,BER性能也比较差。并且频率偏移越大二者的误码性能相差越明显,这也从侧面说明了FMT的抗频偏能力较强。

衡量高速数据传输系统的另一个指标是可达比特率。它是指所有能够符合特定比特差错概率的各个子信道的比特速率之和[11]。仍然以OFDM技术为对比基线,仿真得到FMT与OFDM在LTE链路中不同信道下的可达比特率性能如图6所示。从图中可以看出,无论是在理想的AWGN信道中还是在存在多径衰落的EVA和ETU信道模型中,FMT系统的可达比特率均高于OFDM。具体来说,在AWGN信道中FMT和OFDM均达到最高速率且FMT的比特速率明显高于OFDM,在存在多径衰落的EVA和ETU信道下二者的ABR均有所降低,但FMT可达比特率依然高于OFDM。这是由于FMT不需要CP和虚载波等OFDM必须的开销,因此在相同的带宽下能传输更多的数据,可达比特率也相应的更高。另一方面也说明FMT抗多径衰落能力优于OFDM。

4 结论与展望

本文对5G候选波形FBMC中的一种———FMT调制技术的系统结构、有效实现方式进行研究,并对其在LTE链路中的性能做了仿真分析。分别在理想的AWGN信道、存在多径衰落的扩展车载A(EVA)和扩展典型城市(ETU)信道模型中对FMT的性能进行分析,并与目前的OFDM技术作对比。仿真结果表明,在LTE链路三种不同的信道模型中,无论是误码性能还是可达比特速率,FMT均表现出优于OFDM的良好性能,从而验证了FMT调制方案的可靠性与有效性。这说明FMT调制技术可以应用于未来5 G的物理层调制技术中,并将有可能取代OFDM成为新的物理层多载波调制方案。

参考文献

[1] Frank S,Thorsten Wild.Waveform Contenders For 5 G-OFDM vs.FBMC vs.UFMC.ICCSP,Athens:IEEE Press,2014:457—460

[2] Wang Z J,Fan S J,Yun R.CDMA-FMT:a novel multiple access scheme for 5 G wireless communications.Digital Signal Processing(DSP)2014 19th International Conference,Hong Kong:IEEE Press,2014:898—902

[3] Tonello A M,Girotto M.Cyclic block FMT modulation for communications in time-variant frequency selective fading channels.EUSIPCO2013;Marrakech:IEEE Press,2013:1—5

[4] Banram Boran,Davidson T N.Efficient Design of FMT Systems.IEEE Transactions on Communications,2006;54(5):794—797

[5] Chenrubini G,Eleftheriou E,Olcer S.Filtered multi-tone modulation for very high-speed digital subscriber lines.IEEE Journal on Selected Areas in Communications,2002;20(5):1016—1027

[6] Boroujeny B F.Signal Processing Techniques for Software Radios.Utah:LULU publishing house,2010

[7] 王光宇.多速率数字信号处理和滤波器组理论.北京:科学出版社,2013Wang G Y.Multi-rate digital signal processing and filter bank theory.Beijing:Science Press,2013

[8] Benvenuto N,Tomasin S,Tomba L.Equalization methods in OFDM and FMT systems for broadband wireless communications.IEEE Transactions on Communications,2002;50(9):1413—1418

[9] 陈悦,朱维红,高振明,等.一种FMT系统内的MMSE-DFE均衡方法及其性能研究.信号处理,2005;21(1):31—34Chen Y,Zhu W H,Gao Z M,et al.A MMSE-DFE equalization scheme for the FMT system and its performance.Signal Processing,2005;21(1):31—34

[10] Zarrinkoub H.Understanding LTE with MATLAB.USA:Wiley,2014

调制性能 篇8

近年来,无线通信迅速发展,毫米波技术引起人们的关注。60GHz系统的中心频率在60GHz附近,它具有带宽高、传输率高、抗干扰能力强和安全性高等特点,因此在各个领域中都有潜在的应用,特别适合高速短距传输。目前,对60GHz系统的研究一般采用传统的调制方式如脉冲幅度调制(PAM)、脉冲位置调制(PPM),文献[1]给出了基于PPM的60GHz系统在能量接收机下的性能分析。为了进一步改善系统性能,本文采用跳时双正交脉冲位置调制(TH-BPPM)。由于IEEE 802.15.3c信道是多径信道,因此采用相关接收RAKE接收机可以提高系统性能。

1 60GHz脉冲和信道模型

1.1 60GHz脉冲和调制方式

为了使60GHz系统的收发器体系结构更简单,采用60GHz脉冲通信。

1.1.1 60GHz脉冲

美国联邦通信委员会(FCC)规定60GHz信号的频率在57-64GHz,设计60GHz脉冲应该满足此频谱掩模规定。考虑将超宽带UWB高斯脉冲信号进行频谱搬移,搬移到60GHz频段,产生60GHz高斯脉冲,表达式如下:

其中,α为脉冲成形因子,它影响了脉冲的宽带和幅度,中心频率fc=60.5GHz。图1为高斯脉冲的功率谱密度(PSD)。从图中可以看出高斯脉冲满足FCC频谱掩模规定。

1.1.2 跳时双正交脉冲位置调制(TH-BPPM)

单用户TH-BPPM调制表达式如下:

其中p(t)为发射脉冲波形;TS为脉冲重复周期;Tc为码片时间;cj为跳时码;Sd是指时间偏移量;Ad为调制幅度,本文考虑最简单的四进制调制,;NS为每比特发送的脉冲个数。

1.2 IEEE802.15.3c信道

IEEE TG3c小组在2009年时推荐了几种60GHz信道模型,本文主要采用住宅视距CM1和住宅非视距CM2两种信道进行分析研究。基于修正的S-V模型可以得到3c多径信道冲激响应的通用表达式[2]:

其中,是狄拉克函数;L是总的簇数目;Kl是第l簇内的多径数量;αk,l,τk,l和ωk,l分别表示第l簇第k条路径的复振幅,到达时间和到达角度;标量Tl和θl表示为第l簇的时延和平均到达角度。注意CM1信道需要在此基础上添加一个直流分量。上述公式忽略了频率依赖性产生的多径失真。为了简化系统,将(3)写为:

式中,αl(t)为第l条路径的增益,τl(t)表示第l条路径的时延,L表示总多径数目。

2 RAKE接收机

本文假设所有到达接收端的多径分量互相不重叠,在接收端采用RAKE接收机,如图2所示。一个典型的RAKE接收机包含了一组相关器和检测器,每个相关器与发送信号的一条多径分量相匹配,在时间上与它对齐[3]。多径分量越多,需要的相关器数目越多,加大了系统的复杂度,故一般选择能量最大的几条多径进行相关,即选择性RAKE(SRAKE)。检测器用来合并判决,合并信号采用最大比合并(MRC)策略,根据接收信号幅度进行加权合并。

接收端接收到的信号r(t)表示为

n(t)表示均值为0的高斯噪声,输出变量ZTOT表示为

其中,

对60GHz脉冲系统进行仿真。图3为TH-BPPM调制下CM1和CM2信道RAKE接收机性能仿真图。从图中可以看出选择多径数s=6比s=3时60GHz系统的性能更好,对SRAKE接收机选择进行相关合并的路径越多,系统性能越好。CM1信道的性能优于CM2信道,CM1对信号的衰落弱于CM2信道。

3 结语

本文主要研究了在3c CM1、CM2信道下,基于TH-BPPM调制的60GHz脉冲系统采用RAKE接收机时的误码率。选择进行相干合并的多径数与系统性能成正比;CM1信道下系统性能优于CM2信道。

摘要：60GHz具有数据传输率高和抗干扰能力强等特点,因此它在各个领域都有潜在的应用。信号经过3c信道会产生严重的衰落,降低系统性能。与传统的调制方式相比,跳时双正交脉冲调制(TH-BPPM)拥有更小的误码率。RAKE接收能够更好地捕捉信号能量。基于TH-BPPM调制的60GHz系统使用RAKE接收机能够提高系统性能。

关键词：60GHz系统,TH-BPPM,3c信道,RAKE接收机,误码率

参考文献

[1]Zhang Hao,Li Na,Wang Jing-Jing,et al.Energy detection receivers for60GHz binary PPM systems over IEEE802.15.3c channels[J].Communications,Computers and Signal Processing.2011(8):426-430

[2]S.K.Yong,C.and S.S.Lee,Generalization and Parameterization of the mmWave Channel Models,IEEE802.15-05-0261-01-003c,Cairns,Australia,2005

[3]葛利嘉.超宽带无线电基础[M]第二版.北京:电子工业出版社,2006,205-254