传输性能优化

关键词： 传输 性能 移动 网络

传输性能优化（精选七篇）

传输性能优化 篇1

随着移动通信技术和因特网的飞速发展, 为移动主机提供各种网络服务的需要显得越来越重要, 移动主机对网络性能的要求也越来越高。原始移动IP策略存在“三角路由”问题, 对网络的传输性能有着严重的影响, 已经不能满足Internet用户对网络的要求, 其性能已经达到瓶颈。要想使Internet的性能得到进一步的改善, 必须对当前的IP策略进行改进。IETF针对原始移动IP策略的缺陷和当前网络的发展趋势, 提出了一种新的路由策略---移动IP路由优化策略。该路由优化策略是对原始移动IP策略的改进, 主要体现在解决了原先存在的“三角路由”问题, 解决方法是由家乡代理将移动节点目前的转交地址通知通信对端, 通信对端将其记录在缓存中, 下次再向该移动节点发送报文时, 可以先查找缓存表获取移动节点当前的转交地址并把报文直接发给移动节点, 而不经过家乡代理, 从而使“三角路由”问题得到了解决。

1 原始移动IP策略

1.1 功能实体

原始移动IP策略使Internet用户能够以一种较为灵活的方式接入到网络中去, 而不受到时空的限制。其定义了三种功能实体。

移动节点:一个主机或路由器, 当它在切换链路时可以不改变IP地址而仍能保持正在进行的通信。

本地代理:一个连接到移动节点本地网络的主机或路由器, 它保存有移动节点的位置信息, 当移动节点离开本地网络时能够将发往移动节点的数据包传给移动节点。

外地代理:移动节点当前所在的外地网络上的一个主机或路由器, 它能够把由本地代理送来的数据包转发给移动节点。

1.2 工作机制

在原始移动IP协议中, 每一个移动节点都有一个惟一的家乡地址, 当移动节点移动时它的家乡地址是不变的, 在家乡网络链路上每一个本地节点还必须有一个家乡代理来为维护当前的位置信息, 这就需要引入转交地址。当移动节点连接到外地网络链路上时, 转交地址就用来标识移动节点现在所处的位置, 以便进行路由选择。移动节点的家乡地址与当前转交地址的映射关系称作移动绑定或简称绑定。当移动节点得到一个新的转交地址时, 通过移动绑定向家乡代理进行注册, 以便让家乡代理即时了解移动节点的当前位置。

当移动节点连接在家乡网络链路上时, 移动节点的工作机制和固定节点一样, 不运用移动IP功能。当移动节点到外地网络链路上时, 它通常情况下使用一个叫作“代理发现”的规程在外地链路上发现一个外地代理, 并向这个外地代理进行注册, 把这个外地代理的IP地址作为自己的转交地址, 移动节点通过这种方式获得转交地址的情况较为普遍。但在有些子网中可能没有配备代理节点, 这时就需要采用其他方法如DHCP (动态主机配置协议) 或是手工配置的方法在外地链路上获得一个临时IP地址作为自己的转交地址。移动节点通过上述两种方法获得转交地址后, 再通过注册规程把自己的转交地址告诉其家乡代理。这样当有发往移动节点家乡地址的数据包时, 家乡代理便截取该数据包, 并根据注册的转交地址, 通过隧道将数据包传送给移动节点。但是由移动节点发出的数据包是可以直接选路到目的节点上的, 无需隧道技术。

1.3 代理发现

原始移动IP是使用扩展的“ICMP路由器发现”机制作为代理发现的主要机制。代理发现机制能够使移动节点检测出它是在家乡网络链路上还是外地网络链路上, 代理发现机制还能为它找到一个合适的外地代理。代理发现有两种消息, 一种是代理路由器发送的代理广告消息, 另一种是移动节点发送的代理请求消息。

家乡代理和外地代理在自己所连接的网络上周期性地广播代理广告消息, 以声明自己的存在。移动节点监听到这些消息后, 就可以判断自己是在家乡网络上还是在外地网络上, 并且判断有哪些家乡代理或是外地代理连接在它目前所在的网络上, 如果移动节点发现自己仍在家乡网络上, 即收到家乡代理发来的代理广告消息, 则不启动移动IP功能。如果是从外地网络返回家乡网络, 则向家乡代理进行注册。如果移动节点检测到它已移动到一个新的外地网络上, 则通过注册获得转交地址, 移动节点得到这个转交地址后再通过绑定向家乡代理进行注册, 以便让家乡代理存储移动节点的当前位置。

如果移动节点在一段时间内没有收到相应的代理广告消息, 则会向它所在的网络发送代理请求消息, 以便使链路上的所有代理立即广播代理广告消息。

1.4 路由选择

当一个移动节点移动到外地网络上时收发数据的情况:

(1) 通信节点发送数据包到移动节点的家乡代理;

(2) 家乡代理根据转交地址将数据包经隧道转发到移动节点的外地代理;

(3) 最后外地代理将数据包交给移动节点;

(4) 由移动节点发出的数据包发送到外地代理;

(5) 外地代理直接将数据包路由到通信节点。

从上述过程中我们不难发现, 原始移动IP策略存在着“三角路由”问题。由对端通信节点发送给连接在外地链路上的移动节点的数据包先被路由到它的家乡代理上, 然后经隧道发送到移动节点的转交地址, 然而, 由移动节点发出的数据包却被直接路由到了对端节点, 这就构成了图1中所示的一个三角形。由于采用的是静态配置的“mobile security association”, 所以, 尽管在节点的移动过程中通信没有被中断, 但系统的传输性能大大降低了。

2 移动IP路由优化策略

由于原始移动IP策略存在着诸多的局限性, IETF的移动IP工作组对原始移动IP策略的选路功能进行了补充和完善, 提出了移动IP路由优化策略如图2所示。

移动IP优化策略中仍然有移动节点和家乡代理, 但没有外地代理, 且同时采用隧道和源路由技术向连接在外地链路上的移动节点传送数据包, 由没有外地代理, 因此, 惟一的一种转交地址是配置转交地址。新策略采用的是一种称为无状态地址自动配置的机制, 移动节点可以根据当前所在链路的前缀信息以及自己的网络接口信息自动生成一个全球惟一的地址, 这使得移动节点可以很容易地得到转交地址, 不需要人为参与, 提高了节点在不同网络间切换的效率。

为了避免由于“三角路由”问题造成的网络带宽的浪费, IETF将路由优化的机制作为移动IP的完整组成部分之一, 具体来说, 通信对端将移动节点的家乡地址和转交地址的映射关系存储在自己的绑定缓存中, 在发送数据包时先在缓存中找到这种映射关系, 便可以将数据包直接发送到外地网络中的移动节点, 而不再经过家乡代理。如果通信对端在本地绑定缓存中没有查到相应的映射信息, 移动节点向对端通信节点发送一个绑定更新消息, 通知通信节点它当前的转交地址。通信节点收到绑定更新消息后就可以直接把数据包发送给移动节点了。另外, 通信对端也可以通过向移动节点发送绑定请求来获得移动节点的转交地址。

3 实验

3.1 实验环境介绍

操作系统:Windows XP

虚拟平台:Cygwin

仿真软件:ns-allinone-2.28+mobiwan nam Gnuplot

为了对这两种不同的路由策略进行比较, 我们使用NS-2进行模拟。具体的网络拓扑图如图3所示。节点0表示对端节点 (CN) , 节点1是路由器, 节点2与节点3是两个基站, 通过路由器与对端节点连接起来。节点2为移动节点的家乡代理, 节点3为移动节点的外地代理。移动节点处在节点3覆盖的网络内, 分别在原始移动IP策略和路由优化策略下与对端节点进行通信。

3.2 实验过程描述

(1) 原始移动IP策略下的通信过程

由于采用的是原始的移动IP策略, 虽然移动节点位于节点3覆盖的网络范围内, 但对端节点还是要将数据包发送到移动节点的家乡代理位置 (节点2) , 再由家乡代理经过隧道机制将数据包转发到节点3的位置, 最后有节点3将数据包发送到移动通信节点。数据包沿着图4中的绿色指示线方向传递 (经过的节点序列为0-1-2-1-3) 。

(2) 路由优化策略下的通信过程

路由优化策略解决了“三角路由”问题, 当移动通信节点离开家乡网络, 进入节点3覆盖的网络中时, 对端节点 (CN) 可以将数据包直接发送到移动通信节点, 不需要由家乡代理转发。这就大大缩短了数据包的传输时间, 降低了延迟, 提高了通信效率。数据包沿着图4中的蓝色指示线方向传递 (经过的节点序列为0-1-3) 。如果移动通信节点在家乡网络中与对端节点通信, 则数据包沿着图4中的红色指示线方向传递 (经过的节点序列为0-1-2) 。根据红色指示线与蓝色指示线的比较, 我们可以到出结论, 路由优化策略下的数据传递并没有因通信节点离开家乡网络而产生更多的延迟, 从而显示了路由优化策略相对于原始IP策略的优越性。

3.3 实验结果分析

图5是根据.tr文件使用Gnuplot生成的直观图, 其中的红线和绿线分别表示在路由优化策略和原始IP策略下数据包的发送时序, 横坐标表示发送时间, 纵坐标表示数据包序列号。从图中得出, 任意时刻路由优化策略下所发送的数据包都比原始IP策略下发送的多。应用awk语言 (如果熟悉perl脚本语言的话, 使用perl对.tr文件进行提取也可以得出同样的结论) 对.tr文件进行提取可计算出二者的传送速率, Voptim=161, Vtriangle=98。显然, 优化后, 传输速率有了很大的提高, 是该实验有一个假定条件, 就是通信节点在向移动节点发送报文之前, 已经被该网段上的移动代理服务器告知了移动节点的当前转交地址, 省略了绑定过程所花费的时间, 对于移动代理服务器维护绑定信息表的花费没有考虑, 事实上这部分网络花费是存在的。

4 结束语

本文对移动IP的原始路由策略和路由优化策略进行了详细地阐述, 介绍了原始IP策略的功能实体、工作机制、代理发现以及路由选择。由于原始IP策略存在“三角路由”问题, 对此IETF提出了一种新方案---移动IP路由优化策略, 它解决了原先存在的“三角路由”问题, 优化了网络传输性能。但目前的移动IP技术尚处在发展阶段, 仍有许多地方存在缺陷, 还有待于进一步完善, 比如, 安全性问题, 切换性能的提高等等。

移动IP技术在未来全球IP移动网络中具有非常重要的地位, 是进行移动性管理和服务质量保证的关键技术。随着自身各机制的日趋完善, 在不久的将来, 移动IP技术必能为Internet的广大使用者提供更方便、更快捷、更安全的服务。

参考文献

[1]徐雷鸣, 庞博, 赵耀.NS与网络模拟.北京:人民邮电出版社.2003.

[2]蒋亮, 郭健.下一代网络移动IP技术.北京:机械工业出版社.2005.

[3]孙利民, 阚志刚, 郑健平.移动IP技术.北京:电子工业出版社.2005.

[4]于斌, 孙斌, 温暖, 王绘丽, 陈江锋.NS2与网络模拟.北京:人民邮电出版社.2005.

[5]裴珂.移动IP路由优化性能分析及仿真.电子学报.2002.

传输性能优化 篇2

关键词：光通信,电色散补偿,XFP光模块

0 引 言

随着光纤通信的发展,数据业务的倍增,带宽需求也在稳步增长。当前运营商的主要目光已转移到10 Gbit/s,同时在关注着更高速率的40 Gbit/s甚至100 Gbit/s技术。不过对这种高速传输而言,色散,也就是由于不同波长的传输速度不同造成的信号展宽,是一个巨大的障碍。而电色散补偿(EDC)技术的成熟,提供了低成本、高性能的电域色散补偿方法,通过保持信号的完整性和高质量而极大地延长了传输距离,提升了网络效率,进而实现了对现有企业和城域服务传输网进行无缝且高性价比的升级,推动了10 Gbit/s光网络的发展。

1 电色散补偿原理分析

单模光纤的色散主要有色度色散(CD)和偏振模色散(PMD)两种[1,2,3],分别由不同波长或不同偏振模式的光在光纤中传播的速度不同而产生。10 Gbit/s光通信系统主要受到CD的影响,光学补偿方法有光纤光栅补偿法、色散补偿光纤法和光子晶体光纤法。PMD的补偿方法有利用偏振度作为反馈信号控制偏振控制器进行补偿的方法等。

电均衡是有效减少传输过程中色散对信号损伤的一种技术。在实际应用中,EDC技术有两种不同的使用方案:一种是在发射端加入色散补偿模块,对电/光转换之前的电信号进行预处理;另一种是在光传输系统接收端加入补偿模块,对光/电转换后的电信号进行滤波处理。由于第一种方法自适应能力差,一般很少采用。 EDC是一种后补偿手段,由于色散而展宽的光脉冲经过探测器转换为电脉冲,并由互阻放大器进行放大之后,在电域得到均衡,从而消除色散带来的码间干扰。EDC主要有下面几种结构:前馈均衡器(FFE)、判决反馈均衡器(DFE)和最大似然系列估计器(MLSE)。文中的EDC均衡器是前馈均衡器和判决反馈均衡器的组合。前馈均衡器的结构如图1所示。

前馈均衡器是基于横向滤波器的,输入信号被多级延迟,各级延迟后的结果与原始输入信号加权求和,其结果作为滤波器的输出。前馈均衡器的传输函数可表示为

$y(t)={\displaystyle \sum _{i=0}^{n}C}{}_{i}x(t-i{\rm T}),$

式中,x(t)为输入信号;y(t)为输出信号;T为每级延迟时间,是固定的,为码元长度;Ci为每阶的加权系数,根据光纤色散的特点调整Ci,可以得到最佳的均衡效果。

前馈均衡器是一种线性均衡器,对于失真程度较低、眼图未完全闭合的信号有较好的均衡效果。与前馈均衡器不同,

判决反馈均衡器是一种非线性均衡器,对眼图几乎完全闭合的信号也有很好的均衡作用。判决反馈均衡器的结构如图2所示。判决反馈均衡器是将已判决的比特加权后反馈,用于后续比特的判决[4]。判决条件为

$x(t)-{\displaystyle \sum _{i=0}^{n}C}{}_i{\rm I}{}_{k-i}＞U{}_{\text{t}\text{h}}\text{时}{\rm I}{}_{i+1}=1,$

式中,Ik-i为已判决的比特;Ii+1为待判决的比特;Uth为判决门限。根据光纤色散的特点调整Ci,可以得到最佳的均衡效果。

总色散量随着光纤长度、波长等改变,因此不同的线路有不同的色散量,这要求均衡器能够动态调整加权系数[5]。在理论分析上,EDC均衡器可以通过补偿由于色散因素导致的信号劣化,提高信号传输性能,增大信号的传输距离。

2 EDC均衡器对长距离XFP光模块的性能改进测试

为了适应市场对模块的低成本和小型化的要求,EDC生产厂家一般将EDC功能和时钟数据恢复功能集成在一个芯片里,制作成具有自适应均衡和时钟数据恢复功能的芯片,均衡器结构为FFE+DFE,本实验的EDC均衡器芯片集成有EDC功能和时钟数据恢复功能,采用0.18 μm BICMOS技术,6 mm×6 mm的塑料焊球阵列(PBGA)封装。该EDC均衡器的测试框图如图3所示。

本实验中的传输光源选用武汉电信器件公司的80 km XFP光模块。80 km XFP光模块接收10 G BERT误码仪发出的电信号,并将其转换为光信号,通过TX口接入光纤中进行传输。一般由80 km XFP光模块输出的1.55 μm光信号功率为0 dBm,经衰减系数α近似为0.18 dB/km的G.655光纤传输100 km后的光信号功率衰减为18 dBm,光信号送入分路器后被分为两路功率相等的信号,每路光信号的输出功率比输入功率又衰减了3 dBm,由此可以计算得到不加EDFA时,进入雪崩光电二极管+跨阻放大器(APD+TIA)的光信号功率为-21 dBm,此时的光信号功率较低,不便于灵敏度的测试。所以在本实验中,传输距离达100 km以上时,都要用EDFA进行光信号的放大。在短距离传输中,为防止传输光功率过大,超出接收器件的允许范围而损坏光模块的ROSA器件,需要用到衰减器(ATT),该ATT同时也可以用于调节光信号的强度,来进行灵敏度的测试。APD+TIA光电信号转换器用于将线路光信号转换为电信号并送至具有EDC均衡器的芯片评估板的RXIN+和RXIN-口,APD+TIA选用线性TIA,以适应EDC芯片的线性补偿的需要。芯片评估板通过自带的图形用户界面(GUI)控制程序设置EDC均衡器的运行参数,实现链路最优化处理,并将处理后的电信号送至误码仪检测误码。根据EDC均衡器的需要,芯片评估板需要外接155 MHz的参考时钟。在本实验中,测试速率选择9.953 Gbit/s;具有80 km电吸收调制器(EML)的XFP光模块;配有EDC均衡芯片,对APD+TIA的接收电信号进行均衡处理后,可以将传输距离延长到125 km。图4所示为80 km XFP光模块发射的光信号传输眼图。其中(a)是在XFP测试版的TX口测得的背靠背眼图(传输距离为0 km);(b)是光信号经过125 km传输后,进入APD+TIA前测得的眼图,由于色散的影响,信号劣化很严重,已经不能满足OC-192/STM-64模板的要求。

用10 G BERT误码仪测试传输灵敏度,测试框图如图3所示,测试条件为:信号速率为9.953 Gbit/s,信号码型为223-1阶伪随机码。测试结果的对比如表1所示。

从表1可知,具有80 km EML的80 km XFP光模块发射的光信号传输100 km后,由于光纤中色散的影响,传输性能不再符合传输通道代价的要求,而加了EDC均衡器后,传输125 km,通道代价为1.42 dB,光模块的传输性能得到了明显的改善。

3 结束语

本文对EDC均衡器优化长距离XFP光模块的性能进行了研究与分析,并设计了简单易行的测试方案,通过对比加有EDC均衡器的测试数据和未加EDC均衡器的测试数据,可以得出这样的结论,EDC均衡器能够优化光模块的传输性能,实现更长距离的传输,为10 Gbit/s光网络建设节约了更多成本。

参考文献

[1]WINTERS J,GITLIN R D.Electrical signal processingfor techniques in long-haul fiber-optic systems[J].IEEE Communication Transaction,1990,38(9):1439-1453.

[2]NIELSEN T,CHANDRASEKHAR S.OFC 2 0 0 4workshop on optical and electronic mitigation of i m-pairments[J].Lightwave Technology,2005,23(1):131-141.

[3]BULOW H.Electronic equalization of transmissioni m-pairments[A].Optical Fiber Communication Confer-ence and Exhibit[C].Anahei m,California:OSAIEEE/Communications Society,IEEE/LEOS IEEE/Lasers and Electro-Optics Society,2002,12(7):24-25.

[4]陈文电,徐坤,伍剑,等.40 Git/s光纤通信系统中自适应判决反馈均衡器的补偿性能[J].半导体光电,2006,27(1):63-67.

传输性能优化 篇3

当前大多数PACS有关图像传输、存储和显示,都是分步骤、分模块以串行模式完成,分离处理,因而在某一方面追求最佳化时,往往要牺牲另一方面的特性与指标。如为获得较高的完整图像显示速度,图像不宜进行压缩;如果应用传统压缩方式,则需要耗费较多的资源进行解码显示。因而,在过去难以同时获得图像传输、存储和显示的最佳性能。

目前,DICOM标准委员会已将基于小波变换算法和技术的JPEG2000图像压缩标准作为DICOM图像压缩支持的标准之一,这为解决在有限带宽条件下,实时快速查询、提取及显示高分辨率、大容积医学图像提供了技术框架和实现途径。

在国外,随着JPEG2000标准[1~2]的发展,针对医学图像和PACS系统,已经有不少研究工作者开始相关研究[3~4],已有公司(如LEADTOOLS,AWARE等)[5~6]针对医学影像,开始研发基于JPEG2000的压缩、解压缩技术。但是,由于医学图像的多样性和JPEG2000算法的复杂性,同时由于医学影像信息系统工作流程和数据流程的特殊性和复杂性,这些系统没有根据现有的PACS工作流程和DICOM服务接口研发、设计,没有专门针对医学影像信息系统的全面解决方案,这些系统大都处于或用于实验研究、临床评估阶段,不能很好地与当前的影像信息系统集成,而且价格很高,要真正应用到临床医学、诊断或决策支持之中还比较困难。由于JPEG2000的算法复杂以及国内医学影像信息系统研究相对落后,国内针对PACS数字影像信息系统中JPEG2000图像的查询提取方面的研究不多,只有部分相关理论研究[7],没有给出实验结果或应用实效评估,没有专门针对医学影像系统的全面集成策略以及实现方法的研究。

本文在医学影像信息学与PACS研究和开发的基础上,根据PACS工作流程和DICOM标准,实现一种基于JPEG2000的使存储、传输和显示并行进行,可同时获得图像传输、存储和显示较佳性能的图像处理方法。

1 JPEG2000简述

1.1 JPEG2000优于JPEG

JPEG2000是由ISO/ITU组织下正在制定的新的静止图像压缩标准。与JPEG不同,JPEG2000基于离散小波变换,采用当前最新的嵌入式编码技术,生成的码流有较强的功能,可应用于多个领域,压缩效果优于JPEG。

JPEG2000主要的特征是:

(1)压缩性能好,码率低。JPEG2000与JPEG相比,压缩率提高了20%-40%左右;

(2)既支持有损压缩,也支持无损压缩,而在同一个压缩模式下JPEG无法做到这一点。医学图像通常需要无损压缩。JPEG2000在保存不可丢失原始信息而又强调较小的图像文档尺寸的情况下,得到较理想的协调。此外,JPEG2000的误差稳定性也比较好,具有鲁棒性,能更好地保证图像的真实性;

(3)可以实现渐进式传输。JPEG2000支持四种渐进式传输:分辨率、质量、空间和分量。渐进传输十分适于传输带宽有限的网络环境,同时它支持感兴趣区域的特别压缩处理;

(4)码流随机访问和处理。JPEG2000对图像预处理时可对图像进行拼接块(tiles)的划分,对编码后的数据进行了分层组织打包处理,这种机制提供了对码流的随机访问功能,该特点可实现对大容量图像的交互式提取、显示。

1.2 JPEG2000多种压缩模式实现方案

JPEG2000采用了离散小波变换(DWT)和最优截断嵌入式块编码(EBCOT)技术。图1表示一幅图像的3层离散小波变换分解示意图。JPEG2000压缩后的码流可划分为若干逐级包含的拼接块(tiles),对每一拼接块分量进行离散小波分解,可得到一个低频子带LL和三个高频子带HL、LH和HH。整个图像压缩码流可同时具有质量上和空间分辨率上的可分级性;我们可对压缩码块独立编码,根据需要,随机获取并解码相应的压缩码流,重构出所需的图像区域。

图2所示初始图像(1)被压缩形成J PE G2 0 0 0码流,在解码过程中该码流以多种方式解压缩以得到不同的生成图像。如图中所示,图像(3)、(5)为两幅低分辨率方便显示或者打印的图像。同时为了适应小屏幕显示,可以选择感兴趣区域,如脑部进行先行解压(4),以便“放大”显示。最终获得完整的解压缩图像(2)。

图3所示为JPEG2000压缩流程方案,图像像素数据输出到缓冲区。对于彩色图像,还可先做彩色变换,消除彩色分量间的信息冗余,而后分块操作进行小波变换、量化,码流组织部分有多种渐进方式选择,最后算术编码后得到压缩码流。

根据码流的不同组织方式可以得到不同的图像渐显效果。图4(a)所示位流基于质量层进行主排序,为“质量渐进”;图4(b)所示位流基于分辨率进行主排序,为“分辨率渐进”。

2 基于JPEG2000的PACS图像传输、存储和显示一体化软件模块设计与实现

针对当前PACS系统的应用需求和新一代广域网电子病历系统发展的需要,设计建立与JPEG2000压缩协议完全兼容、易于集成的软件开发平台。软件开发采用模块化、跨平台的设计,完全兼容JPEG2000标准,提供各种针对医学图像的压缩、解压缩、传输和显示等功能接口函数,同样的模块能够支持MS Windows,UINX,Linux等平台,支持各种图像工作需求(如:服务器/客户端,图像在线实时传输、显示,图像归档),方便快捷地集成到现有的PACS系统中。

2.1 压缩模块实现

为降低图像的存储空间,在PACS服务器接收到的图像进行存储时,采用JPEG2000无损压缩。同时,充分考虑医学影像信息的种类繁多,数据编码方式的复杂,以及医学图像具有的高分辨率、大容量的特点以及医学临床活动要求医学图像的压缩不能丢失医学信息的特性,制定标准接口,自动将各类普通存储格式的医学图像压缩为符合DICOM3.0规定的JPEG2000无损压缩格式,同时采用多层自适应逻辑架构,兼容各种医学图像,做到系统误差稳定性好,并具有良好的容错性。软件模块设计如图5所示。用户控制接口根据实际接收的数字影像类型显示需求设定压缩参数,包括小波压缩级数、图像分块信息、感兴趣区域设定和JEPG2000码流的文件信息等,通过JPEG2000压缩模块,对医学图像数据进行压缩,并且重新制作DICOM标准中JEPG2000图像头文件,最终制作成标准的DICOM图像。

2.2 几种常规医学图像的JPEG2000压缩性能

数据获得环境为window操作系统,CPU P4 2.4G,内存1G。表1中是随机选择的单幅几种常规医学图像的压缩效果,他们均为16位灰度图像,象素数据有效位位低12位。表2中是多幅图像的综合压缩性能,图像分别从三个不同厂商的成像工作站上获得。我们可以看出,图像的压缩率在3倍左右,压缩速率大致在0.2秒/兆字节。医学图像一般为8/10/12有效位灰度图像,对于8/10位图像,压缩效率会略好于12位图像。

2.3 传输和显示模块

采用多层自适应逻辑架构,能够根据压缩模式和医学图像种类和内容自动选择和支持人工设定解码方式和显示模式,实现分辨率渐显、质量渐显等模式。显示模块设计流程如图6所示。

JPEG2000解压缩过程可以严格根据获得的码流数据,逐步解压显示。图像数据接收、解压以及显示都要消耗一定的资源,所以需要对这三者进行平衡,满足看片医生的实际需求。例如X线具有图像数目少,图像尺寸大的特点,因而更新显示数据,刷新显示效果占用的资源比较大;而CT,MR则是图像数目多,图像尺寸较小。本文采用多线程方式提取解压图像,针对不同图像自动选择显示方式来刷新显示,以达到较佳的显示效果。

从表1中获知,图像的完整解码时间在0.2秒/兆字节,经研究,一幅JPEG2000压缩的医学图像,经质量渐显方式压缩后,只需接收到10%的数据进行解码显示,便几乎获得完整码流的图像显示效果,医生可以进行临床预读片诊断。对X线图像,大小在10M左右,JPEG2000解压所需的时间在0.2秒左右。医生在本机或者局域网内提取图像,只降低了很小的效率;但当医生需要进行影像网络共享、联合会诊时,图像传输时的网络带宽限制上升为影响图像显示的主导因素。从表1和表2可知,图像压缩后数据只为原始数据的30%左右,这等同于提高了3倍左右的图像传输效率。与此相比,解码带来的资源耗费是值得的。

2.4 图像显示工作站JPEG2000应用实例

分布于各个科室的客户端显示工作站,支持多用户从PACS服务器查询提取图像。显示工作站接收图像,调用JPEG2000处理模块,将接收到的图像数据解析显示。图7,(a)、(b)、(c)为一幅病人X线图像在不同分辨率下显示过程,(d)是多线程显示病人CT系列图像。显示工作站与PACS服务器之间以Http方式通讯,实时解析接收到的数据,从而解压图像数据并显示。JPEG2000图像压缩率在3倍左右。以图7中病人X线图像为例,图像尺寸为2140×1760,约7.18M字节,经JPEG2000压缩后,约为2M字节。图像解压速度在2秒左右。对于内部网络,带宽不是瓶颈,但相比原先的图像逐行显示,效率并没有降低。而医院间的网络,如果只有100K带宽,上述X线图像仅仅数据传输就要71秒,而传输完整JPEG2000压缩图像只需要20秒。实际应用中,JPEG2000具有渐显效果,所以只需接收不到10%的压缩图像数据进行解压,就可以得到如图7(c)所示的清晰图像,让医生进行“预审片”,达到此效果,只需要23秒的时间。同时,后台模块不断接收图像数据进行解压,无干扰的刷新显示图像,最终得到完整图像显示。因而应用本文中的JPEG2000压缩解压显示模块,可以数倍地提高图像传输效率,而数10倍地提高显示工作站的图像显示效率。

3 结论

实现基于JPEG2000的PACS医学图像存储、传输及显示,可减少图像冗余信息,能降低3倍的存储数据量,在百K传输速率带宽条件下,可以数10倍地提高网络的传输效率,从而提高各医院就医病人的诊治影像资料信息在医院间的共享与交换的效率,改善不同医院PACS等影像信息系统之间进行集成、远程会诊质量,能够为在新的医疗体制改革中发展高效三级协同医疗互动服务机制提供数字医疗支撑技术。这不但有利于提高我国医疗数字信息技术发展水平,而且还有利于加快我国医疗数字化发展进程。

4 致谢

本项目受到国家自然科学基金(编号:3 0 570 512)、上海市科技委(编号:0 5 D Z19510,064119658,06SN07111)以及中科院知识创新工程(编号:07K2141208,07K2142227)的资助,特此致谢。

参考文献

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[4]S.Deshpande and W.Zeng.“Scalable streaming of JPEG2000images using hypertext transfer protocol.Proc.Of ACM Multimedia,2001,372-281

[5]http://www.aware.com/

[6]http://www.leadtools.com

无线网络传输性能改进研究 篇4

一、传统TCP在无线网络中存在的问题

1、不能有效判断网络状态。

一般来讲, 有线网络只具有拥塞和非拥塞这两种状态, 因此, 网络终端在控制网络传输时只需要对此种状态进行判断即可。然而, 对无线网络进行网络传输控制时, 除了需要对无线网络的拥塞与非拥塞状态进行判断之外, 还需要对无线网络的断开状态以及切换状态进行判断, 因此, 相对有线网络的拥塞控制而言, 无线网络的拥塞控制就显得尤为复杂。

2、盲目启动拥塞控制机制。

在接收到三个相同的确认数据包时, TCP发送端会启动快速重传算法, 而且位于TCP发送端的超时计数器在这个时候会对丢失的数据包进行超时重传, 在这种发送端认为网络达到饱和状态的情况下, 网络数据发送端就会及时的启动拥塞控制算法, 通过减小慢启动阈值以及发送窗口的大小来达到缓解无线网络压力的目的。但是, 无线网络中, 造成数据包丢失的原因有很多种, 不只是因为网络饱和, 因此, 由网络饱和导致TCP拥塞控制算法的盲目启动只会降低无线网络的性能。

3、窗口管理机制不健全。

在拥塞避免以及慢启动这两个阶段, 随着发送端接收到确认数据包数量的不断增加, 数据发送端的发送窗口就会不断的增大。然而, 在数据包较低的传输速度下, 无线网络就不能够得到充分的利用, 此外, 无线网络的部分特性极大的增加了确认数据包丢失的概率, 从而大大降低了无线网络的传输性能。

二、无线网络传输性能的改进方案

1、端到端的改进方案。

所谓端到端的改进就是修改TCP协议, 把传输过程中出现的各类错误交由TCP发送端处理, 这样一来, TCP就能够对各类形式的数据包丢失进行准确的区分, 从而就能够对各类传输环境下数据包丢失的情况做出有效的处理。首先是对数据包丢失的原因进行判断, 其次根据原因采取相应的措施。在判断数据包丢失原因的时候通常采取两种算法, 其中一种是NCPLD算法, 通过对时延阈值以及往返时延的大小进行比较, 来判断数据包丢失类型。另外一种是带宽估计算法, 直接对网络的可用带宽进行估算。

2、数据链路层的改进方案。

数据链路层的改进方案旨在从底层来对TCP性能进行改善, 这里所说的底层就是数据链路层。TCP协议之所以不能够在无线网络中发挥出良好的性能, 就是因为无线网络的自然属性不同于有线网络, 因此, 从底层出发来改善TCP能够有效的解决TCP在无线网络中面临的问题。由于数据链路层位于物理层上, 因此, 数据链路层协议不仅可以相对快速的接收数据帧丢失的各类信息, 还可以有效的对物理层进行控制。此外, 由于数据链路层协议上各项操作的执行与高层协议之间都是相互独立的, 因此对于无线网络协议中的各类分层结构, 该方案也具有极强的适应性, 因此, 就没有必要去维持各种连接状态。一般来讲, 数据链路层的改进方案主要有自适应数据帧长方案、自适应纠错编码、FEC/ARQ混合机制以及TCP-DCR。

3、分段连接改进方案。

在分段连接方案中, TCP连接被分段成两部分, 一部分作为固定发送端与基站的连接, 另一部分作为基站与移动终端的连接。当无线网络被固定发送端屏蔽的时候, 就会发生数据包丢失的现象, 而分段连接方案则可以有效地解决该问题, 通过在无线网络中隐藏固定发送端来解决数据包丢失问题, 而不用去对TCP协议作出任何修改。在这种情况下, 就不会因为数据包的比特发生错误而使TCP发送端盲目的启动拥塞控制算法, 这样一来, 就能够使无线网络中TCP的性能得到有效的提升。

三、总结

无线网络给人们的生产及生活带来极大的便利, 然而, 其自身的一些特性却影响了无线网络中TCP协议性能的发挥, 使无线网络不能够得到很好的利用。针对无线网路中TCP面临的一系列问题, 要采取有效的措施对其进行改进, 使其更好地发挥作用。然而, 在改进无线网络传输性能的过程中还存在许多其它的问题, 比如TCP的友好性以及公平性问题等, 相信随着计算机网络以及通信技术的不断发展, 这些问题能够得到很快的解决。

参考文献

[1]邓红卫.基于NS2的无线网络传输性能仿真分析[J].衡阳师范学院学报.2008. (06) :127-128.

[2]蒋翰洋.基于802.11e EDCA的无线网络传输性能仿真与分析[J].计算机与现代化.2010. (10) :15-16.

OTN性能与传输质量关系研究 篇5

传输网作为移动通信中核心网与无线网之间的通道,其传输质量直接影响移动通信的质量,确保其良好的运行状态非常重要。随着网络容量、速率、业务模式等承载需求不断增加,传输网也随之发展为同步数字体 系 (SDH)、分组传送 网 (如PTN、ATN)、光传送网 (OTN)等几种网络并存的格局。虽然这些系统的工作原理相差甚远,但都有一个共同的性质,即性能数据体现了传输网的运行状态。因此,性能数据对于传输网运维工作至关重要,是传输网故障的早期预防或后期分析的重要依据。

与其说OTN是一种新技术、新设备,不如说是多种已有技术的综合体。它是在单纯从时分复用技术上难以使SDH系统的通信速率持续递增的情况下,融合光通信的频分复用技术,使其符合全业务运营承载需求。因此,也可以认为OTN是在传统波分复用设备基础上增加了交叉技术和操作、管理、维护(OAM)功能的产物。这里的交叉技术又可分为光层交叉和电层交叉[1],国内一般仅使用电层交叉的功能。OAM机制的引入,提高了系统监控能力,使OTN的运维工作更加便捷,效率更高。波分复用系统早期仅应用在省际、省内的干线层,但随着传输网不断扩容,OTN已经下沉到城域(本地)网的汇聚层,使OTN性能等的运维技术备受关注。

1OTN 的性能指标

OTN的性能事件是各种表征OTN系统运行状态的参数集合,根据参数属性可分为计数值和物理量两类。计数值性能事件主要包括各类误码、前向纠错(FEC)性能参数等,其数值一般没有单位,通常用个数表示,在不清零情况下可累计计数。物理量性能事件主要包括设备各种板位、端口的光功率、设备工作温度、信道相关性能参数等,数值有明确的物理单位。表1示出了常见的OTN性能事件。表1中的计数值性能事件误码是经过BIP-N奇偶校验计算得出的数值。物理量性能事件一般是通过传感器取得模拟量后,经过模—数转换后取得的数值,其中收、发光功率是指OTN中,包括线路盘、波长转换盘(包括线路侧、客户侧)、光放大盘、光监控盘等所有具有光信号收发功能的端口的收、发光功率;信道中心波长、信道中心波长偏移、信道信噪比则是某个波长的光信道所具有的性能值,每个光信道都有一个标准中心波长,光信号经过传输后其波长可能发生改变,信道中心波长偏移就是接收端检测出光信道的中心波长与标准中心波长的差值。

2OTN 性能指标与传输质量的关系

通常情况下,计数值性能事件是OTN系统传输质量的直接体现,而物理量性能事件则是间接表现。例如计数值性能事件误码是经过BIP-N奇偶校验,发现数据帧中的某些比特在传输中出现差错,这必定使传输的信息质量产生损伤,而物理量性能事件通常有一定的许可范围,只有在超限的情况下才导致误码等,是计数值性能事件产生的根本原因。物理量性能事件光功率异常通常是导致误码等最常见的原因之一,但影响OTN传输质量的光功率不仅是线路上的总体光功率,还有各个光信道的光功率,通过光谱分析(如图1所示)可知,各信道之间的光功率在传输过程中会发生改变,因此各个波长光信号的功率要尽量相近,即保持信道间的光功率平坦度(平坦度等于各波长光信号中最大的光功率减最小的光功率)尽量小,根据经验一般低于4dB,当平坦度超限时,较低光功率对应波长的光信道信噪比劣化,同时产生较大误码,以致业务中断。

随着波分复用系统中光信道数的增加,信道间隔越来越小,信道中心波长偏移(或频率偏移)问题越来越重要。当某一信道的中心波长偏移过大,与相邻信道中心波长相近时,则两信道间相互串扰,产生误码。文献[2]研究表明,增大信道间隔不但能降低信道间串扰,而且能降低非线性效应的影响,因此在规划OTN网络信道配置时,在系统资源充足时尽量增大信道之间间隔,以降低误码率。

光信号在传输过程中会受到噪声的影响,光信号与光噪声的比值就是光信噪比。以往认为随着信噪比降低,噪声导致误码发生的可能性越高,但实践发现,并不是任何时刻误码率都与信噪比相关。这是因为计算光信噪比时没有涉及色散、非线性等因素,而这些因素很有可能导致误码的发生。因此,在实际运维工作中不仅要观察光信噪比性能,更要注重误码性能的检测。

除了表1中列举的性能事件外,还有其他诸多因素影响OTN的传输质量,但因性能值无法采集因此本文暂不涉及。由上述研究可知,OTN性能数据的监控、统计和分析,对OTN运维工作具有重要意义。

3结束语

本文对OTN的性能数据与传输质量之间的关系进行了深入研究,性能事件中各项指标在不同层面、不同方面上反映了传输网的运行状态以及传输质量。随着通信技术的不断进步,未来会产生更多速率更快的传输新技术、新设备,但无论怎样发展,性能数据决定了传输网的运行质量,因此对于传输网性能的研究将是一个长期的课题。

参考文献

[1]马兆鑫,张可心,许行.OTN交叉技术的应用[J].光纤与电缆及其应用技术,2014(1):42-43.

手机电视信号传输损耗性能分析 篇6

作为一种新兴媒体,手机电视在带给人们方便的同时,也对信号质量提出了更高的要求。手机电视信号在传播过程中,会产生衰落并受到噪声干扰,从而导致信号功率衰减和误码增加[1]。前人在大量经验的基础上总结出了Cost 231-Walfisch-Ikegami模型[2],本文在此模型为基础,用MATLAB对手机电视信号传输系统进行仿真,以降低信号损耗为出发点,仿真出直通视距和非直通视距对信号衰落的影响,给出了电波频率和基站高度对损耗的影响,并结合无线信号传输模型,分析了非直通视距损耗与街道宽度和天线高度的关系[3],对实际工程起到了定向指导的作用。

1 Cost 231-Walfisch-Ikegami模型

Cost 231-Walfisch-Ikegami模型主要应用在市区内信号传输时路径损耗的预测,这种损耗与建筑物高度、街道宽度以及建筑物之间的距离有关[4],是经验模型和理论模型的一种结合,主要用于800 ~2 000 MHz的频段[5]。在实际应用中存在2 种情况: 一种是基站与接收端存在直通视距( LOS) 的情况; 另一种是基站与接收端不存在直通视距( NLOS) 的情况。

① 如果基站与接收端存在直通视距( LOS) ,信号路径损耗L( d B)[6]:

式中,d( km) 为传播距离,f( MHz) 为载波频率。

② 如果基站与接收端不存在直通视距( NLOS) ,信号路径损耗L( d B)[7]:

式中,L0表示自由空间传播损耗; Lrts表示房顶到街道的散射和绕射损耗; Lmsd表示多屏绕射损耗。

③ 不存在( 非) 直通视距的Cost 231-Walfisch-Ikegami模型简化[8]

假设基站天线高度比房屋平均高度要高,即Δhb>0( 这是因为基站天线一般安装在较高建筑物顶层) ,则非直通视距( NLOS) 路径损耗L( d B) 可简化为:

式中,d是通信距离( km) ,f是载波频率( MHz) ,Lori是街道取向因子。

2 模型仿真及结果分析

根据式( 1 ) 和式( 2 ) 模型,设置参数: f =900 MHz,基站发射功率Pt= 10 d Bw,基站发射天线增益Gt= 12 d Bd,发送端的插入损耗Li= 0 d B,发送端的馈线损耗L1= 3 d B,建立Matlab仿真[9],可得到适合小区手机电视信号传输的直视和非直视信号衰减仿真结果如图1 和图2 所示。

图1 表示在建筑物间距离为b = 36 m的情况下,电波传播模型路径损耗在不同频率下随距离的变化曲线。从仿真图上可以看出,在其他条件一定的情况下,电波传播路径损耗随着电波的频率增加而增大。例如,当距离d = 1 100 m,频率f= 100 MHz时的路径损耗为81 d B,而f = 1 000 MHz时的路径损耗为102 d B。同时,电波传播路径损耗随着传播距离的增大而变大。例如,当f = 100 MHz时,d =900 m的路径损耗为79.5 d B,而d = 2 100 m的路径损耗达到了88.5 d B。

图2 表示在非直通视距传播的情况下,电波传播模型路径损耗在不同载波频率时,其随着传输距离变化的曲线。取hb= 20 m,b = 50 m,w = 20 m,hm= 1.5 m,设置不同的h值( 即基站高度取不同的值) ,运行仿真。从仿真图上可以看出,在其他条件一定的情况下,电波传播路径损耗随着电波的基站高度的增加而增大。例如,当距离d = 1 000 m时,载波频率f= 1 000 MHz时的路径损耗为137.3 d B,而d = 500 m时的路径损耗只是125.9 d B。这说明随着信号传输距离的增加,信号传播路径损耗不断增大。这是比较容易理解的,因为随着传输距离的增加,接收端与发射端的距离随着增加,必然会引起路径损耗的增加,同时电波传播路径损耗随着载波频率的增大而变大。例如,当f = 100 MHz时,d =1 000 m的路径损耗为112.7 d B,而f = 500 MHz的路径损耗达到了130.5 d B。

从图1 和图2 中的曲线对比可以看出,在条件相同的情况下,非直视通路路径损耗比直视通路路径损耗要大,这是因为非直视路径传播信号要经过反射,绕射等途径才能到达接收端,这样就增加了信号的损耗。因此要根据实际情况,在不同的环境下采取不同的模型来预测路径的损耗[10]。

3 非直通视距路径损耗影响因素

根据非直通视距简化模型式( 3) ,参数设置同上,通过Matlab仿真[11],可得到以下结果。

3.1 损耗与街道宽度的关系

在实际应用中,发射基站一般都比建筑物平均高度要高,而无线信号传输路径一般也不存在直通视距,从图3 中可以看出,信号衰落与传输距离、载波频率、街道宽度、基站与建筑物平均高度的差值、接收端与建筑物平均高度的差值及信号的入射方向有关。在特定环境中,建筑物平均高度一定,接收端高度为1 ~ 3 m,信号入射方向选取损耗最大的角度90°计算,根据模型,可以得到不同街道宽度随着传输距离变换产生的衰减,如图3 所示。

图3 是在街道宽度w不同时,信号随传输距离增加产生衰减的关系曲线。其中: 假设基站天线高度hb= 25m,建筑物平均高度hr= 20m,接收端hm=2 m,信号入射角即 φ = 90°即Lori= 0,以及载波频率f = 1 000 MHz。

从图3 可以看出,信号随着传输距离的增加,损耗呈对数曲线衰减,并且街道越窄衰减越大。容易理解,街道越窄信号通过的障碍越多,会产生更多的反射及散射,增大了信号的损耗。反之,街道越宽,信号损耗越小。并且,简化公式与w = 18 m时的Cost 231-Walfisch-Ikegami模型的损耗公式重合,且简化后的公式损耗是其他损耗的平均水平,如果w的取值范围是10 ~ 30 m之间,损耗误差不超过5 d B,简化模型具有可行性。

3.2 损耗与天线高度的关系

图4 是在基站天线hb不同时,信号随传输距离增加产生衰减的关系曲线。其中: 假设基站天线高度w = 18m,建筑物平均高度hr= 20m,接收端hm=2 m,信号入射角 φ = 90°即Lori= 0,以及载波频率f =1 000 MHz。

从图4 可以看出,信号随着天线高度、传输距离的增加,损耗呈对数曲线衰减,并且发射天线高度越低衰减越大,天线高度hb= 25 m的衰减曲线位于高度为hb= 40 m的天线曲线上方,25 m高的天线衰减明显>40 m高的天线。容易理解,天线越低信号通过的障碍越多,会产生更多的反射及散射,增大了信号的损耗。反之,天线越高,信号损耗越小,但它有极限,当天线高度达到一定程度,信号损耗就不会随着其高度增高而变大。

从图4 中可知,简化公式与hb= 30 m时的Cost231-Walfisch-Ikegami模型的损耗公式重合,且简化后的公式损耗是其他损耗的平均水平,如果hb的取值范围是25 ~ 40 m之间,那么损耗误差不超过5 d B,简化模型具有可行性。

4 结束语

本文介绍了Cost 231-Walfisch-Ikegami模型,该模型在计算信号衰落时考虑比较全面,适合于中等城市城区,并给出了其使用范围及参数[12]。模型主要考虑了存在直通视距和非直通视距的两种情况,把非直通视距的衰落公式进行了化简处理,找出了街道宽度和天线高度对信号衰落的影响,并对其进行分析。利用这个关系,可以根据损耗对街道宽度及天线高度的要求来确定发射信号的功率,从而减少不必要的能耗。

摘要：选用Cost 231-Walfisch-Ikegami模型对手机无线信号传输模型进行了简化,通过仿真,分析了手机电视信号在直通视距和非直通视距下传输损耗的特点。在直通视距情况下,传播路径损耗随电波频率增加而增大,在非直通视距情况下,损耗随着基站高度增加而增大。接着给出了在非直通视距情况下,街道宽度和天线高度对损耗的影响,街道越窄衰减越大,发射天线高度越低衰减越大,指导了实际工程应用。

关键词：手机电视信号,信道衰落,损耗,Cost231-Walfisch-Ikegami模型

参考文献

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简易数字信号传输性能分析仪实现 篇7

1 实现方案

文中拟采用的系统整体实现方案如图1所示。以FPGA为核心实现系统设计。采用FPGA实现m序列与曼彻斯特编码简单，且码速率在一定范围内连续可调，精度较高。设计中可采用SOPC实现一个32bit的内核，其工作频率高、系统稳定，由其实现对码速率预设与显示，可极大缩减系统整体硬件电路的设计与调试时间。

2硬件实现

2.1 信源电路

文中设计的系统所使用的信源为m序列与曼彻斯特码两种，其中m序列V1的生成多项式为f1(x)=1+x2+x3+x4+x8，将其输出与时钟相异或可得曼彻斯特码输出。为了可控输出信号的码型，如图2所示的双输入端异或们的输入clk(clk为m序列发生器的时钟)端添加了一个双输入的与门，当当CNT=1时，控制异或门输出m序列的曼彻斯特码编码;当CNT=0时，控制异或门输出系统所需的m序列[1]。系统测试信道传输特性时所需的信号由它们提供。

2.3 滤波器电路

文中三个截至频率分别为100KHz、200KHz、500KHz的低通滤波器均采用了NE5532实现，其衰减斜率大于45dB/十倍频程。首先在multisim11.0环境下，构建了如图3所示的双电源供电方式二阶有源低通滤波器，设计截至频率分别为100KHz、200KHz、500KHz时衰减1dB，在它们的各自的十倍频程频率点衰减15dB以上，这样将三个如此的低通滤波器级联即可实现系统的设计要求。文中设计VCC=+15V、VEE=-15V。

(1)fc=100KHz时，R1=R2=0.68K,C1=C2=470pf;

(2)fc=200KHz时，R1=R2=1.5K,C1=C2=200pf;

(3)fc=500KHz时，R1=R2=0.61K,C1=C2=100pf。

为实现通带增益在0.2～4.0范围内连续可调，将图3的输出给图4所示的增益调节电路，该增益可调电路是由AD811集成运放实现的。其增益带宽积达140MHz，通过调节R3可以实现滤波器的通带增Af在0.2～4.0的范围内可调，U1、U2均为反向比例运算电路，U2的增益为1，这样可以保证传输信号不反相。

2.4 控制电路单元

文中系统设计采用了Altera公司的SOPC Builder[2,5]在CycloneⅢ的EP3C55F484C8N中构建一个软核，并用之控制码元速率设置与人机对话。系统的控制流程如图5所示。系统设计中数据速率的步进量与步退量均默认10Kbps。

3 眼图测试

系统中位同步电路有CD4046数字锁相环实现[3,4]，为实现位时钟的同步，CD4046的VCO使用了电位器改变本振的预置。系统的测试使用RIGOL DS5062M示波器，其中经滤波器输出的有噪信号接示波器的X1通道，同时该信号送CD4046数字锁相环完成位时钟信号的提取，并输出该位同步时钟信号到示波器的外触发输入端，从而实现眼图的显示。图6所示为我们实际测试眼图效果。

5 结论

系统可实现数据率为10～100kbps,通过按键可以实现10kbps的数据率调节，数据率的误差不大于1%;滤波器截止频率误差绝对值不大于10%，带外衰减不少于40dB且通带增益AF在0.2～4.0的范围内可调的要求。并在示波器的协助下可完成信号经信道传输后眼图的测试。

参考文献

[1]曹志刚,钱亚生.现代通信原理[M].北京:清华出版社,1992.

[2]王建校,危建国.SOPC设计基础与实践[M].西安:西安电子科技大学出版社,2004.

[3]CD4046BH Datasheet.[EB/OL]http://pdf.icminer.com/download/download/CD4046BH.pdf.

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