低频信号分析

低频信号分析（精选九篇）

低频信号分析篇1

现在市面上的信号分析仪功能强大, 可对信号在时域和频域上做多方面、多角度的分析。但是, 由于此类设备大多以DSP芯片为基础, 所以价格往往比较昂贵。在实际应用的某些场合中, 并不需要对信号做如此全面的分析, 一种简易的信号分析装置就可以达到应用要求[1]。由此, 本文介绍了一种基于MSP430单片机的低频信号分析方法[2]。与以DSP芯片为基础的信号分析仪不同的是, 本设计在信号频率较低, 对信号处理要求不高的条件下, 选用以单片机为基础的设计方案[3,4,5], 使得成本大为降低。

1 系统方案

1.1 信号调理电路设计

当信号输入范围较大, 而信号输入值较小时, 可能会导致系统无法检测, 或是测量误差较大而无法满足精度要求, 因此需要进行信号调理, 将小信号放大至适当范围。进行信号调理时, 有如下三种方案可供选择:

方案一:通过压控放大器AD603实现信号放大。用单片机控制DA转换器产生模拟信号控制压控放大器进行信号放大, 但由于AD603失调电压较大, 放大倍数过高容易引起饱和, 并且AD603的允许输入值较小, 不太适合本系统, 而具有较大输入范围的VCA810成本较高, 故放弃使用该方案。

方案二:通过数字电位器改变反馈电阻来达到改变增益的效果。然而市面上的数字电位器多为串行通信方式, 较难控制, 并且数字电位器的频率响应普遍较低, 故该方案也不是最优方案。

方案三:应用高速DA内部的R-2R电阻网络来改变增益, 市面上高速DA转换器较多, 并且多为并行通信方式, 容易控制, 本系统采用高速DA转换器TLC7528, 结合宽带运放LM6172组成一个可以数字控制的程控放大器。

方案三为本文采用方案。调试过程中发现:当输入信号峰峰值为10mV时, 只能精确放大32倍, 超过32倍时, 放大倍数与所给数字量即出现明显偏差。考虑到TLC7528为双DA, LM6172也为双运放, 故采用两级放大器级联, 较好地解决了带宽问题。信号调理电路如图1所示。

1.2 测频电路设计

该部分采用MSP430内部定时器来实现频率测量, 也有如下三种方案可供选择:

方案一:通过MSP430内部定时器的捕捉功能来检测频率, 该方案简单实用, 在低频时具有较好的精确度, 但是在高频时该方案误差较大。

方案二:通过MSP430内部定时器的计数功能, 计一定时间内的脉冲个数, 该方案在高频时具有较高的精确度, 但是, 在低频时定时时间较长方可达到一定精度, 影响测频速度。

方案三:采用分段测量, 在低频时采用捕捉模式, 在高频时采用计数模式, 该方案整合了前两个方案的优点, 但程序较为复杂。

本文选用方案三。实际制作时, 将频率分为三段, 低于150Hz时采用系统的辅助时钟32.768kHz捕捉信号脉冲, 此时理论最大误差为0.45%。高于150Hz但低于2kHz时采用系统主时钟8MHz捕捉信号脉冲, 此时理论最大误差为0.05%。当系统高于2kHz时, 用定时器TB定时2秒, 用定时器TA计数, 此时理论最大误差为0.05%。经过实际制作在0.5%的误差范围内, 系统可以对1Hz～1MHz频段的信号频率实现测量。

测频前端的整形部分电路将信号通过LM311进行过零比较, 将信号调理成方波, 再将整形后的信号输入施密特触发器进行波形美化, 得到较好的方波信号, 分压后输入给单片机, 进行测频。实际制作时, 在频率较高条件下可以达到很好的精度要求;但当信号小于几十赫兹时, 由于系统的电源串扰造成过零点时比较器输出不稳, 将严重影响测频精确度。改善后, 将系统进行隔离、滤波, 将20Hz以上的频率稳定下来, 但这是以牺牲频率测量范围为代价的。最后的频率测量范围可达20Hz～1MHz。基于过零比较的整形电路如图2所示。

1.3 峰值检测电路设计

该部分通过搭建峰值检波电路, 将信号的峰值转化为直流信号, 再通过MSP430内部AD转换器, 将其转换为数字量, 进行处理后得出信号的峰值。有如下两种方案可供选择使用:

方案一:使用二极管的单向导电性对电容进行充电以保持峰值。该方案电路简单, 但精度稍差。

方案二:通过采样保持器, 不断对信号进行采样保持, 然后将保持的值与信号值进行比较, 一旦信号的值小于信号上一时刻的值时, 将产生一个低电平, 通过一个与门屏蔽掉采样保持器的时钟, 使其处于保持状态, 则保持的值即为最大值。该方案电路复杂, 但精度较高。

本文选用方案二, 采用高速采样保持器AD781对信号进行采样保持, 运用施密特触发器74HC14搭建振荡电路;通过与门控制AD781, 将AD781保持的值通过比较器LM311与信号当前值进行比较。峰值检测电路如图3所示。

1.4 有效值检波电路设计

该部分通过模拟乘法器将信号进行平方运算, 再通过滤波器滤掉交流分量, 以达到求平均的效果, 最后将信号反向, 通过负电压开方电路, 对直流部分进行开方运算, 输出的直流分量即为输入信号的有效值。该部分经测试, 在信号峰值大于200mV时可以很好地检测出输入信号的有效值, 当信号的峰值小于100mV时, 系统已无法检测出输入信号的有效值。但是, 经过前级的程控放大后, 基本不存在100mV以下的信号。因此, 运用前级接放大电路的方法很好地克服了这一设计缺陷。有效值检测电路如图4所示。

1.5 抗干扰设计

为提高系统的抗干扰能力, 系统添加了隔离电路。隔离电路对直流信号进行隔离, 加强了对系统的保护。本设计以隔离电路为纽带将各部分电路级联在一起, 组成完整的系统。隔离电路中的运算放大器均选用NE5532。

2 软件设计

系统软件采用C语言设计。MSP430系列单片机的C430语言与C语言兼容程度高, 容易理解, 硬件控制能力好, 表达和运算能力强, 能够充分发挥MSP430的功能, 明显提高了软件开发效率与执行效率。

系统的软件设计采用模块化设计方法[2], 各模块之间相互独立, 使得程序结构清晰。整个软件设计包括主程序、测频程序[3,6]、AD采样数据处理程序[4,5]、程控放大调节程序、显示程序[7]。

为降低系统功耗, MCU初始化工作在低功耗模式LPM3。当测频信号从外围电路输入MCU时, MCU从 LPM3模式唤醒, 测量信号频率;同时接受AD采样数据, 调整程控放大器放大倍数, 并在LCD上显示信号波形、信号频率、有效值、峰值等信息。LCD显示持续30秒, 然后MCU再次进入低功耗LPM3模式, 直至测频信号再次将MCU从低功耗模式唤醒。

系统的软件流程和测频模块的软件流程分别如图5-6所示。

3 实测结果分析

系统经过设计制作完成后, 进行了实测, 实测数据如表1所示。

由表1可知, 系统满足设计要求。但是在输入信号频率较高, 幅值较小的情况下, 误差增大。误差主要来源于前级的程控放大电路及后级峰值检测电路。随着频率的增高, 这两部分电路的性能下降, 导致较大误差。采用的主要改善措施是控制可编程运放的放大倍数, 选用合适的运算放大器及开关二极管, 再配以软件拟合, 使系统达到更好的测量效果。

4 结束语

本文设计的低频信号分析仪, 主控单片机芯片及外围器件大多选用低功耗、低成本的芯片, 具有快速唤醒、快速处理时间、超低待机功耗的特点。信号的峰值检测、有效值检测、波形判断完全由硬件电路完成, 实现了对信号的准确判断。同时本设计具有较好的灵敏可靠性、稳定性、可集成性以及实用性, 适于在对信号频率及幅值要求不大的环境中使用。

摘要：介绍了一种基于MSP430单片机的低频信号分析方法, 在此方法的基础上设计了低频信号分析仪。系统通过硬件电路将电压值调理至适当范围, 再分别通过整形电路、峰值检测电路, 以及有效值检测电路, 将信号输入MSP430149单片机中。利用单片机内部的定时器及A/D转换器, 测出信号的频率、幅值和有效值, 再通过有效值与幅值的关系判断出波形。介绍了系统的硬件电路设计及相应的软件流程, 实测结果表明, 系统方案简单, 成本较低, 达到了良好的测量结果。

关键词：低频信号分析,MSP430单片机,信号调理,峰值检测

参考文献

[1]梁佳, 张帅.基于MSP430和C#的数据采集系统开发[J].电子科技, 2011, 24:105.

[2]谢兴红.MSP430单片机基础与实践[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2007.

[3]陈一新.基于单片机的等精度数字测频装置的原理及实现[J].国外电子元器件, 2002, 4:9.

[4]方敏, 任子晖, 刘薛萍.基于单片机的数据采集监控系统设计[J].电气技术与自动化, 2006, 35:138.

[5]王绪国.基于单片机的高速数据采集与存储系统的研究与实现[J].中国科技信息, 2006, 4:48.

[6]贺虎, 王万顺, 田冬成, 等.基于MSP430单片机的高精度测频模块设计[J].数据采集与处理, 2009, S1:241.

低频函数信号发生器设计篇2

课程名称：

电子系统综合设计

指导老师：

周箭

成绩：

实验名称：低频函数信号发生器（预习报告）实验类型：

同组学生姓名：

一、课题名称

低频函数信号发生器设计

二、性能指标

（1）同时输出三种波形：方波，三角波，正弦波；（2）频率范围：10Hz～10KHz；

（3）频率稳定性：（4）频率控制方式：

① 改变RC时间常数；

； ② 改变控制电压V1实现压控频率，常用于自控方式，即F=f（V1），（V1=1～10V）； ③ 分为10Hz～100Hz，100Hz～1KHz，1KHz～10KHz三段控制。

（5）波形精度：方波上升下降沿均小于2μs，三角波线性度δ/Vom<1%，正弦波失真度

；

（6）输出方式：

a)做电压源输出时

输出电压幅度连续可调，最大输出电压不小于20V 负载RL=100Ω～1KΩ时，输出电压相对变化率ΔVO/VO<1% b)做电流源输出时

输出电流幅度连续可调，最大输出电流不小于200mA 负载RL=0Ω～90Ω时，输出电流相对变化率ΔIO/IO<1% c)做功率源输出时

最大输出功率大于1W（RL=50Ω，VO>7V有效值）具有输出过载保护功能

三、方案设计

根据实验任务的要求，对信号产生部分，一般可采用多种实现方案：如模拟电路实现方案、数字电路实现方案、模数结合的实现方案等。

数字电路的实现方案

一般可事先在存储器里存储好函数信号波形，再用D/A转换器进行逐点恢复。这种方案的波形精度主要取决于函数信号波形的存储点数、D/A转换器的转换速度、以及整个电路的时序处理等。其信号频率的高低，是通过改变D/A转换器输入数字量的速率来实现的。

数字电路的实现方案在信号频率较低时，具有较好的波形质量。随着信号频率的提高，需要提高数字量输入的速率，或减少波形点数。波形点数的减少，将直接影响函数信号波形的质量，而数字量输入速率的提高也是有限的。因此，该方案比较适合低频信号，而较难产生高频（如>1MHz）信号。

模数结合的实现方案

一般是用模拟电路产生函数信号波形，而用数字方式改变信号的频率和幅度。如采用D/A转换器与压控电路改变信号的频率，用数控放大器或数控衰减器改变信号的幅度等，是一种常见的电路方式。

模拟电路的实现方案

是指全部采用模拟电路的方式，以实现信号产生电路的所有功能。由于教学安排及课程进度的限制，本实验的信号产生电路，推荐采用全模拟电路的实现方案。

模拟电路的实现方案有几种：

①用正弦波发生器产生正弦波信号，然后用过零比较器产生方波，再经过积分电路产生三角波。但要通过积分器电路产生同步的三角波信号，存在较大的难度。原因是积分电路的积分时间常数通常是不变的，而随着方波信号频率的改变，积分电路输出的三角波幅度将同时改变。若要保持三角波输出幅度不变，则必须同时改变积分时间常数的大小，要实现这种同时改变电路参数的要求，实际上是非常困难的。

② 由三角波、方波发生器产生三角波和方波信号，然后通过函数转换电路，将三角波信号转换成正弦波信号，该电路方式也是本实验信号产生部分的推荐方案。这种电路在一定的频率范围内，具有良好的三角波和方波信号。而正弦波信号的波形质量，与函数转换电路的形式有关，这将在后面的单元电路分析中详细介绍。

四、单元电路分析

1、三角波，方波发生器

由于比较器+RC电路的输出会导致VC线性度变差，故采用另一种比较器+积分器的方式

积分器

同相滞回比较器

由积分器A1与滞回比较器A2等组成的三角波、方波发生器电路如图所示。在一般使用情况下，V+1和V-2都接地。只有在方波的占空比不为50%，或三角波的正负幅度不对称时，可通过改变V+1和V-2的大小和方向加以调整。

合上电源瞬间，假定比较器输出为低电平，vO2=VOL=-VZ。积分器作正方向积分，vO1线性上升，vp随着上升，当vp>0时，即vo1≥R2/R3*,比较器翻转为高电平，vO2=VOH=+VZ。积分器又开始作负方向积分，vO1线性下降，vp随着下降，当vp<0时，即vo1≥R2/R3*,比较器翻转为低电平，vO2=VOH=-VZ。

取C三种值:0.1uF 对应10-100Hz； 0.01uF 对应100-1kHz； 0.001uF 对应1k-10kHz。调节R23的比值可调节幅度，再调节R，可调节频率大小。

2、正弦波转换电路常用方法有使用傅里叶展开的滤波法，使用幂级数展开的运算法，和转变传输比例的折线法。但前二者由于其固有的缺陷：使用频率小，难以用电子电路实现的原因，在本实验中舍弃，而采取最普遍的折线法。

折线法是一种使用最为普遍、实现也较简单的正弦函数转换方法。折线法的转换原理是，根据输入三角波的电压幅度，不断改变函数转换电路的传输比率，也就是用多段折线组成的电压传输特性，实现三角函数到正弦函数的逼近，输出近似的正弦电压波形。由于电子器件（如半导体二极管等）特性的理想性，使各段折线的交界处产生了钝化效果。因此，用折线法实现的正弦函数转换电路，实际效果往往要优于理论分析结果。

用折线法实现正弦函数的转换，可采用无源和有源转换电路形式。无源正弦函数转换电路，是指仅使用二极管和电阻等组成的转换电路。根据输入三角波电压的幅度，不断增加（或减少）二极管通路以改变转换网络的衰减比，输出近似的正弦电压波形。

有源正弦函数转换电路除二极管、电阻网络外，还包括放大环节。也是根据输入三角波电压的幅度，不断增加（或减少）网络通路以改变转换电路的放大倍数，输出近似的正弦电压波形。

有

源

正

弦

函

数

若设正弦波在过零点处的斜率与三角波斜率相同，即

则有，由此，可推断出各断点上应校正到的电平值：

方案一，使用二极管控制形成比例放大器，使得运放在不同时间段有不同的比例系数

方案二，用二极管网络，实现逐段校正，运放A组成跟随器，作为函数转换器与输出负载之间的隔离（或称为缓冲级）。

当输入三角波在T/2 内设置六个断点以进行七段校正后，可得到正弦波的非线性失真度大致在1.8 % 以内，若将断点数增加到12 个时，正弦波的非线性失真度可在0.8 %以内。3 输出级电路根据不同负载的要求，输出级电路可能有三种不同的方式。

(1)电压源输出方式

电压源输出方式下，负载电阻RL通常较大，即负载对输出电流往往不提出什么要求，仅要求有一定的输出电压。同时，当负载变动时，还要求输出电压的变化要小，即要求输出级电路的输出电阻RO足够小。为此，必须引入电压负反馈

图（a）电路的最大输出电压受到运放供电电压值的限制，如运放的VCC 和VEE 分别为±15V时，则VOPP =±(12 ~ 14)V。若要求有更大的输出电压幅度，必须采用电压扩展电路，如图12（b）所示。

(2)电流源输出方式

在电流源输出方式下，负载希望得到一定的信号电流，而往往并不提出对输出信号电压的要求。同时，当负载变动时，还要求输出电流基本恒定，即要求有足够大的输出电阻Ro。为此，需引入电流负反馈。

图（a）电路的最大输出电压受到运放供电电压值的限制，如运放的VCC 和VEE 分别为±15V时，则VOPP =±(12 ~ 14)V。若要求有更大的输出电压幅度，必须采用电压扩展电路，如图（b）所示。

a）为一次扩流电路，T1 和T2 组成互补对称输出。运放的输出电流IA中的大部分将

图（作为T1、T2 的基极电流，所以IO = βIA。图（b）为二次扩流电路，用于要求负载电流IO 较大的场合。复合管T1、T2和T3、T4 组成准互补对称输出电路。

(3)功率输出方式

在功率输出方式下，负载要求得到一定的信号功率。由于晶体管放大电路电源电压较低，为得到一定的信号功率，通常需配接阻值较小的负载。电路通常接成电压负反馈形式。如用运放作为前置放大级，还必须进行扩流。当RL较大时，为满足所要求的输出功率，有时还必须进行输出电压扩展。

静态时，运放输出为零，– 20V电源通过下列回路：运放输出端→R1 →DZ →b1 →e1 → –20V 向T1 提供一定的偏置电流 R6 ,C3 和R7 ,C4 组成去耦滤波电路。需要注意的是几个晶体管的耐压限流以及最大功率值。

其中调节W可改变晶体管的静态工作电流，从而克服交越失真。

4)输出级的限流保护由于功率放大器的输出电阻很小，因而容易因过载而烧坏功率管。因此需要进行限流保护。

图（a）是一种简单的二极管限流保护电路，当发生过流（I o过大）时，R3、R4 上的压降增大到足以使D3、D4 导通，从而使流向T1、T2 基极的电流信号I1、I2 分流，以限制I o 的增大。

图（b）是另一种限流保护电路，T3、T4 是限流管。当I o 过大，R5、R6 上的压降超过0.6V时，T3、T4 导通防止了T1、T2 基极信号电流的进一步增大。I o 的最大值为 0.6/R5，R3、R4 用来保护限流管T3、T4。

五、仿真分析

以1KHz为例即C=1nF

三角波方波发生电路

方波下降沿时间4.3μs

三角波峰值

改变RP2

改变RP1

调节占空比

调节偏移量

正弦波转换器

三角波转换正弦波，三角波放大后输出峰峰值10V

静态工作点

改变静态工作点（调节RP45）发生失真

功率放大电路

功率放大波形，输入为之前的正弦波，变阻器衰减后最大不失真输出电压

总电路图，模块形式

衰减前的输入信号与输出信号

由仿真结果来看，基本满足设计要求，准备按仿真电路设计实际电路。

六、仿真心得

在仿真的过程中出现了一下几个问题，但后来都分别排查掉了，希望实际连接时不再犯。

1、运放未接电源导致没有波形

2、变阻器接入阻止过小或过大导致没有信号或失真（尤其需要注意）

低频信号分析篇3

关键词：DDS　可编程放大　低频信号发生器

中图分类号：TN3　　　　　文献标识码：A　　　　　文章编号：1007-3973（2012）003-032-02

理论分析及方案论证

1.1 频率合成

Spartan-3E系列器件在DLL模块基础上增加了数字频率合成器的功能，为系统提供了更加丰富的频率合成时钟信号，最后采用直接数字合成法实现频率合成。

1.2 幅度控制

幅度控制器由TLC7528进行控制，利用其内部的R-2R电阻网络，将TLC7528设计成可编程增益放大器。通过单片机控制其幅度，实现峰--峰值100mv步进调整。

1.3 滤波器

为了消除波形表生成时所带来的毛刺及生成正弦波时数模转换所产生的高频分量，我最终决定采用四阶巴特沃思低通滤波器。巴特沃思滤波嚣的幅度函数是单调下降的，由n阶低通巴特沃思滤波器的（2n-1)导数在m=0处为零，所以巴特沃思滤波器也称为最大平坦幅度滤波器。相对来说，滤波器在通带内的平坦程度重要性要高于衰减陡度。

2 系统硬件设计

2.1 总体设计思路

充分考虑各种因素制定出了整体的设计方案：以单片机MSP430为核心，完成四方面的功能：处理键盘数据；控制液晶显示；控制DAC08进行幅值转换；传送频率控制字K值给FPGA处理，再通过TLC7528搭建的可编程增益放大器实现输出幅值的控制和信号峰峰值的步进调整。

2.2 系统所用材料

单片机采用MSP430F149，FPGA采用Xilinx公司的Spartan3E 500E 芯片，DAC采用的DAC08和TLC7528。运放采用NE5532和LM6172，其中LM6172具有很的压摆率，可以实现在发挥部分中对FPGA输出的3.3v的脉冲波进行较小失真的放大，方便后级可编程放大器对其的衰减控制。

2.3 模块电路

(1)波形转换与可编程放大（DAC08及TLC7528模块）　其中运放采用NE5532，因为其增益带宽积很高，完全可以实现发挥部分所要求的频率。

DAC08用于将FPGA输出的波形数据转换成实际电压值，TLC7528构成可编程增益放大器，实现对峰峰值为12.8v的正弦和方波信号衰减，完成所要求的100vm步进可调。

(2)滤波器模块运放采用NE5532，因为其增益带宽积很高，完全可以实现发挥部分所要求的频率。

该滤波的设计是采用TI公司的软件设计，设计精度很高，效果很好，本系统中选用四阶巴特沃斯滤波器。

(3)同相放大及基准源模块

该模块用于放大脉冲波，然后用于后级的可编程放大器，实现100mv步进的要求。

3 系统软件设计

(1)主要实现显示，按键操作，数据处理，MSP430与FPGA之间的通信。

(2)FPGA部分verilog编程。

生成的RTL框图如图3。

1)top层：(略)。

2)各模块层电路。

4 系统误差分析

由于DDS的工作原理是基于数字取样及数摸恢复的处理，所输出的模拟信号中必然会有杂散噪声，其来源主要有以下三方面的因素。

(1)相位误差

相位舍位引起的误差：由于累加器的位数N小于RAM的寻址位数w产生截断误差。

(2)幅值量化误差由于DA位数有限，所以进行幅值量化时会产生幅值量化误差。增加数据字长和DA位数将可以减少这种误差。

(3)由于数/模转换器的非理想特性引起的误差。

4种随机噪声（如：电源噪声）也会对的输出波形造成一定误差。

5 系统测试结果

6 总结

这是一项很不错的设计，通过简单巧妙的方法有效地实现了所需功能。当然也有很大的提升空间。对于仪器仪表类课题以前接触的比较多，所以上手起来比较容易，当然做好也不简单。最后要说的是，注重细节至关重要，细节决定成败

参考文献：

低频函数信号发生器的设计篇4

关键词：信号发生器,AT89C51,ICL8038

函数信号发生器是科研及工程实践中最重要的仪器之一, 在电子学的各个领域, 常常需要使用高精度且频率可方便调节的信号发生器, 要求其能够产生多种波形, 如三角波、矩形波、正弦波。本项目是利用压控振荡器技术来设计低成本信号源。

1 系统设计

低频函数信号发生器采用压控振荡电路产生正弦波、三角波、方波信号, 并采用单片机控制其信号的频率、相位与幅值, 系统结构如图1所示。系统中采用AT89C51单片机进行显示、输入以及控制, 通过DAC控制压控振荡器ICL8038的输出频率, 输出电压幅值变化通过DAC控制程控放大器AD603实现, 受篇幅限制, 单片机控制的显示、按键以及DAC等通用单元在本文中不再赘述, 仅对信号产生电路以及输出幅值控制电路进行详细阐述。

2 压控振荡器的设计

波形发生电路要求输出0~10V频率为10Hz~500KHz的正弦波、方波以及三角波, 并且可以实现占空比调整。波形的产生本次设计采用集成的压控波形发生电路ICL8038进行设计, 通过改变ICL8038 8脚上的电压即可改变频率, 这个电压可以通过C8051f410单片机的DAC来实现。通过调整W500电阻改变4、5脚上的电压就可以实现占空比调节。电路如下图所示。

ICL8038是通过内部的两个恒流源对电容充放电来实现波形振荡, 在同一个电容上振荡的频率比通常在10~100之间。当大于100时ICL8038振荡器有可能停振, 因此频率输出范围是10Hz~500KHz, 这里的频率比达到了50000。为了得到较好的波形, 提高可靠性, 我们采用CD4051模拟开关对ICL8038的充放电电容C进行切换, 切换由AT89C51单片机控制, 电路图如下。

3 输出放大器的设计

通用信号源输出的波形的幅值应在一定范围内波动以适应不同的实验, 而ICL8038能输出正弦波、三角波以及方波, 波形的峰—峰值应固定, 因此在ICL8038输出后采用程控增益放大器AD603控制幅值。AD603的程控增益变化范围可达-10d B~20d B, 电压增益变化范围达1000倍, 因此可实现输电电压的大范围小步进精密调整。AD811是输出级驱动电路, R11的51欧姆电阻串联在输出电路中, 保障输出端电路短路时, 输出运放不会被烧毁, 起到保护作用。电路如图4所示。

4 结论

经过一段时间的测试运行, 证明此信号发生器工作稳定可靠, 能产生1Hz~~5MHz的正弦波、方波、三角波。利用单片机对ICL8038的实时程序控制产生了高频高精度的输出波形, 系统运行稳定, 具有幅度调节、键盘设置、频率显示等功能, 可广泛应用于教学实验与科研调试中。

参考文献

[1]陈大钦.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 1999, 7.

低频信号分析篇5

矿井的巷道、城市地下管网等地下设施环境封闭,移动网络信号难以覆盖到,为了满足地下事故紧急救援以及地下工程协同作业等情况的需要,人们对于在地面和地下之间以及在地下施工作业人员之间进行语音通信有着广泛的需求。为了适应地下通信的特殊要求,通信设备不仅要便携、抗干扰性好,还需要将语音信号调制到低频率载波上进行传输,以增强无线信号在地层中的穿透性,因此必须采用低速率的数字语音编码技术。而AMBE-1000 是一款高性能的多速率语音编解码芯片,具有语音音质好、编解码数据速率低和高集成度、低功耗等优点[1,2],可以广泛应用于数字语音通信、调度语音记录、无线语音通信等场合。

本文设计实现的是地下低频通信系统的语音子系统。系统使用单片机作为主控单元,对语音编解码芯片AMBE-1000 和语音采集处理芯片CSP1027进行初始化设置和读写操作,从而实现可靠、稳定和有效的语音通信。

1 AMBE-1000 的特点与工作原理

1. 1 AMBE-1000 的特点

AMBE-1000 是一款高性能的多速率语音编解码芯片,采用MBE技术的语音压缩算法,具有语音音质好和编码速率低等优点,语音编解码速率可以在2. 4kbps ~ 9. 6kbps之间变化,所有的编码和解码操作都能在芯片内部完成,不需要额外的存储器。

AMBE-1000 由相互独立的编码器和解码器构成。编码器接收8k Hz采样的语音数据流并以一定的速率输出信道数据,解码器与之相反,二者的接口时序完全异步。

AMBE-1000 采用A / D - D / A芯片作为语音信号的接口,输入输出的语音数据流的格式必须相同,信道接口可以采用8 位或者16 位的微控制器。

AMBE-1000具有以下主要特点:

(1)全双工。

( 2) 语音编码速率为2400bps ~ 9600bps,变化间隔为50bps。

( 3) 串并行接口可选择。

( 4) 能产生和识别多音多频( DTMF) 信号。

( 5) 具有话音激活、舒适噪声插入和回音消除等功能。

( 6) 内部集成卷积编码器和Viterbi译码器。

( 7) 可变速率FEC功能,可根据信道情况,灵活地选择它的速率。

( 8) 低功耗、低复杂度。

1. 2 AMBE-1000 的工作原理

AMBE-1000 中编码器和解码器的接口工作原理如图1 所示。

AMBE-1000 可以实现前向纠错( FEC) ,其可变编解码速率2. 4kbps ~ 9. 6kbps。

这里,总速率= 语音速率+ 纠错码速率。

通过设置芯片的4 个引脚BPS-SEL[3 ~ 0]选择编码的速率。系统中将其设置为BPS-SEL[3 ~ 0]=0100,表示语音速率为2350bps,纠错码速率为50bps,所以总速率为2400bps。

AMBE-1000 通过设置芯片的引脚状态指定其工作状态,芯片加电时自动进入引脚所设置的状态工作。可以设置的选项包括AD/DA转换格式、语音编码速率、FEC速率、主动/被动方式、并/串数据方式、VAD使能、回音消除使能等。

AMEB-1000 的数据格式分为帧格式和非帧格式二种,系统中使用的是帧格式。对于帧格式,AMBE-1000 以20ms为周期全双工并行工作。每隔20毫秒,发送端芯片将A/D转换器送来的数字语音进行压缩,按其帧格式打包后送到编码输出缓冲器,接收端芯片将解码输入缓冲器的数据包解压还原后送到D/A转换器,从而实现了数字语音的编码和解码两个过程。

2 系统总体结构与原理

系统主要分为微控制电路、语音编解码电路和模数转换电路等模块构成,总体结构如图2 所示,其中:

( 1) 微控制电路选用宏晶公司的STC10F08XE及其外围电路构成,主要完成对系统中各个模块电路的初始化设置和控制,并与外界交换数据与信息。

( 2 ) 模数转换电路选用AGERE公司的CSP1027 及其外围电路构成。模数转换电路与AMBE-1000 的CODEC接口连接,进行PCM数据的交换。此外,AMBE-1000 的串行和并行数据接口与STC10F08XE的数据接口相连,从而进行编码数据的交换。

3 硬件设计

系统在硬件设计时主要围绕3 个核心器件及其外围电路进行。

( 1) 语音经麦克风转换为微弱电信号,并且对转换得到的语音模拟信号进行放大和滤波处理,达到模数转换芯片对输入电压值最大幅度的要求,然后进行模数转换。

( 2) 模数转换芯片CSP1027 与AMBE-1000 之间的主要信号线的连接如图3 所示。

这里,CSP1027 的工作模式可以进行设置,以串行方式输出转换得到的数字量给AMBE-1000 或者接收从AMBE-1000 解码后传送过来的数字量,有同步时钟进行串行数据传输时的位同步。

( 3) 微控制器电路由晶振电路、RS232 串行口电路构成。由无源晶振构成12MHz的工作时钟,串行口用于程序下载,采用MAX232 进行电平转换,通过DB-9 的标准接头与PC机进行连接。

( 4) 系统中各部分电路的工作电源之间有的相互独立,有的相互联系。微控制器部分的数字电路部分采用+ 5V供电,PCB设计时将数字电路的接地线和电源地连接在一起,形成大面积的数字地( DGND) 。具有模数转换功能的芯片CSP1027,它的供电电路由两部分组成,数字部分的供电电源同微控制器的+ 5V,对应连接的地线也是数字地; 还有一部分是模拟部分,设计PCB时模拟部分的供电电源线汇集在一起后通过软铁氧体磁珠接入数字部分的+ 5V电源,模拟地线汇集在一起后通过短路线单点接入CSP1027 芯片的数字地。

4 软件设计

4. 1 AMBE-1000 的软件设计

AMBE-1000 的数据是以帧为单位,将全帧进行传输可以保留全部的状态信息,并使其灵活性和功能有所提高。每次传输的数据量最高可以达到34个字节,每20 毫米进行一次传输,则每一秒需要传送的最大数据量为: 34byte × 8bits/byte × 50 =13600bit。

对于发送程序,第一步是每隔20 毫秒将AMBE-1000 的语音数据存入一个缓冲区,将帧中不必要的帧头和帧尾去掉,从而得到纯语音的数据; 第二步就是和系统中需要传送的其它数据综合打包,并且加上系统的帧头和帧尾; 最后,将综合后的数据流送入无线信道行传输。接收程序的对数据的处理过程与之相反。

4. 2 程序设计

发送端的程序开始执行以后,首先发出一个复位指令,使AMBE-1000 复位并进入默认的工作状态,当AMBE-1000 准备好之后,通过引脚状态触发CPU的外部中断。因为AMBE-1000 每隔20 毫秒输出一个6 字节的帧,而每一帧都有固定的格式,其中帧头为0X13EC,所以在中断程序中首先判断获取的第一个字节是否为13,若不是则重新获取一个字节,若正确就依次获取一帧中其它字节的数据,并且送入无线信道进行传输。

接收端的程序接收来自信道的2400bps的连续数据流,并将该语音数据流存储到FIFO中,为了重新组帧,在接收程序中,还要产生一个本地帧头,它可以单独产生。在自收自发的检测程序中,可以将已编码帧中的帧头暂存后作为本地帧,然后每隔20毫秒,用时钟RX_CLK读出暂存的本地帧头,读取完成后立刻从FIFO中用8k的时钟读出并发送80bits的语音数据( 通过计数实现) ,这样就重新组合成了一个完整的待解码数据帧,并将其送至AMBE-1000 进行解码。需要注意的是,RX_STRB要与输入AMBE-1000 的待解码帧保持同步,使在RX_STRB的上升沿开始组合一帧数据,以完成同步。

5 测试结果

将测试板加电,连接话筒和音响,将语音数据的波特率设置为2400bps,对着话筒说话,在音响端可以听到解码还原的声音,清晰可辨识。用示波器可以观测到经过压缩编码的2400bps的语音数据流,达到了设计的预期。

语音测试板的实物和经过压缩编码的2400bps语音数据流测试波形如图4 所示。这里,语音数据流输出的同时有位同步时钟一起输出,所以显示的是两个波形。

6 结束语

基于AMBE-1000 的语音基带信号处理子系统可以实现2400bps高压缩率、低码率的语音数据流输出,并且实现较为简单、可靠,数字语音的实现方式也为实现语音和数据的同时传输提供了可能。这样,可以有效地减小对通信带宽的要求,为地下低频率载波语音通信提供了保证,具有广阔的应用前景。

摘要：对于矿井等特殊场合,有在地面与地下或者地下多点之间进行无线语音通信的广泛需求,这对地下事故救援、协同作业等有重要意义。为适应地下通信低频率载波对高压缩率数字语音信号的要求,文中设计了一种语音通信设备。设备以麦克风、扬声器作为语音收发端,通过CSP1027对语音信号进行A/D、D/A转换,选用AMBE-1000实现对量化的语音数据进行编码和解码,使用MCU进行系统初始化和语音的传输。实验证明,压缩的波特率低至2400bps时仍可以完成话质清晰、可靠的语音通信,适合作为地下低频通信的语音处理子系统。

关键词：地下通信,低频率载波,AMBE-1000,语音压缩

参考文献

[1]宋士贤,李健,汪玉凤,等.煤矿井下语音通讯系统的实现[J].煤矿机电,2011(1):64-67.

[2]赵明.基于AMBE算法的数字语音传输系统[J].数字技术与应用,2010(1):10-11.

[3]刘贵友,李凯,齐庆杰.基于AMBE-1000和RFC-1100A的煤矿机车语音通讯系统[J].煤矿安全,2013(10):129-134.

低频信号分析篇6

关键词：PSOC,信号发生器,DMA,定时器

信号发生器在航空航天、工业生产、通信、雷达等多个领域都得到了广泛地使用。其能够根据需要输出多种波形的信号, 比如正弦波、方波、三角波等。而其实现的方式也有很多种, 既可以利用数字电路、模拟电路或者数模混合电路来实现, 又可以综合使用ARM、FPGA、CPLD、DSP或者MCU等来实现。而Cypress公司所生产的Pso C芯片是一种集MCU与CPLD功能为一体的So C芯片。并且一个Pso C芯片与微控制器的组合就能够提供多达一百多种外设功能, 从而大大地降低了产品的体积与功耗, 并且提升了开发速度与效率。此外, 集成开发环境Creator的使用使得开发人员能够以图形化方式来进行PSo C芯片外设功能的设计, 这些功能包括:PWM (Pulse Width Modulation, 脉冲宽度调制) 、SPI (Serial Peripheral Interface, 串行外设接口) 、定时器、UART (Universal Asynchronous Receiver/Transmitter, 通用异步收发传输器) 、定时器等数字功能以及比较器、放大器、DAC、ADC、滤波器等模拟功能。因此, 本文采用PSo C芯片CY8C38866AXI-040来来实现低频信号发生器。

1系统结构设计

基于PSo C的低频信号发生器的系统结构是由上位机、USB接口、PSo C芯片、LCD显示、滤波整型与幅度调节所组成。上位机与PSo C芯片之间通过USB接口进行通信, 而当PSOC芯片收到上位机发来的波形控制数据后, 其将根据波形控制数据对其内部器件的参数进行设置从而产生所需频率的预设波形, 同时LCD会把控制参数显示出来;PSo C芯片所送出信号经过滤波整形与幅度调节后输出给所需设备。

2原理图设计

PSo C开发可以分成两个阶段:原理图设计阶段与程序设计阶段。首先对原理图设计进行介绍。

基于PSo C的低频信号发生器的原理图设计的过程为:首先在集成开发环境PSo CCreator中创建一个工程项目, 由于本文使用的PSo C芯片为CY8C38866AXI-040, 因此工程项目类型选择“PSo C3Design”;工程项目创建完以后, Creator会创建一个叫做Top Design.cysch的文件, 接着就可以进行原理图的设计了, 而所设计的原理图就保存在Top Design.cysch文件中;Creator中的元器件库包含了丰富的元器件, 而且Creator还支持开发人员自己创建新的元器件;在进行原理图的设计时, 开发人员可以直接从元器件目录中选取所需的元器件, 并对这些元器件的连接关系进行定义。元器件的属性配置的方法有两种:一种是在原理图中直接对元器件的属性进行配置, 配置的过程为:双击所需配置的元器件, 接着在弹出的窗口中, 进行相应的属性配置;另一种是在程序中对元器件的属性进行配置。由于原理图中的每个元器件都与一个API (Application Programming Interface, 应用程序编程接口) 相对应, 因此程序可以通过API来设置元器件的参数。本文所需要能够到的元器件有三个定时器、一个DMA (Direct Memory Access, 直接内存存取) 、一个PWM、一个DAC、一个USB接口和2MHz与1MHz的时钟信号。由于篇幅有限, 这些元器件的属性设置就不进行介绍了。

3软件设计

在完成了原理图的设计后, 使用Creator中的“Build”对所创建的工程项目进行编译, 并在在编译完成后, Creator会在工程项目中创建一些文件。这些文件中的“main.c”是系统默认的主程序文件。main.c文件会调用相应的API来实现对元器件的控制。本文的软件设计包括了定时器的ISR-1中断子程序以及main主程序的设计, 图1给出了程序流程图。

从图1 (a) 中可以看出, 主程序首先对所用到的元器件进行初始化, 接着开启全局中断, 然后对DMA进行初始化, 而在DMA初始化的过程中, 需要对每次请求传输的字节数、传输的源与目的地址进行设置以及一个DMA传输周期的字节数进行设置。最后主程序就会一直循环进行查询是否有中断发生如果没有中断发生, 则继续查询, 否则的话, 则跳到如图1 (b) 所示的中断子程序进行中断处理。从图1 (b) 可以看出, 一旦有中断发生, 其首先从USB接口读取控制数据, 接着判断该控制数据是否是新的, 如果不是, 则终止中断处理, 否则的话, 其首先会把控制数据送到LCD上进行显示, 然后根据控制数据的内容, 重新设置DMA的目的地址与源地址, 然后对PWM的周期、占空比和死区进行设置, 最后把频率控制字送入定时器。

4结束语

本文所设计的基于PSo C的低频信号发生器所能输出的频率范围:0.01k Hz~10k Hz。并利用CY8C38866AXI-040来对设计方案进行实现。同时, 还利用安捷伦53131A对基于PSo C的低频信号发生器所输出的信号进行测量, 测量结果表明, 最大频率误差为2Hz。这是由PSo C的可编程时钟精度有限所造成的。

本文所设计的低频信号发生器只使用PSo C芯片中的极少的一部分资源, 并且在集成开发环境Creator的协助下, 大大地降低了开发难度, 提升了开发效率, 节省了开发时间。由于PSOC片内资源丰富, 这不仅为以后低频信号发生器的功能升级提供了便利, 还为功能扩展提供了方便, 从而能够实现一片多用。

参考文献

[1]彭善琼, 丁长松.一种新型信号发生器的设计与实现[J].电子工程师, 2007, 33 (2) :38-40.

[2]CHEN C, WANG X, WANG C.Development of Teaching and Experimenting Platform Based on PSo C[J].Research and Exploration in Laboratory, 2010, 10:033.

[3]Seguine R, Lee M.Layout Guidelines for PSo C Cap Sense[J].Cypress Semiconductor Corporation, Application Note AN2292, 2005:1-10.

低频信号分析篇7

DDS的基本原理是利用采样定理，通过查表法产生波形。DDS的结构有很多种，其基本的电路原理，如图1所示。

图1中，相位累加器是DDS的核心，它由一个N位二进制加法器和一个N位相位寄存器组成。每来一个时钟脉冲，相位寄存器以步长K增加(即相位寄存器值与频率控制字K相加)。相位寄存器的输出作为“波形查找表”的地址。“查找表”一般用ROM或者RAM构成，它把输入的地址信息映射成波形幅度信息，同时输出到数模转换(DAC)的输入端，DAC输出经过低通滤波器(LPF)，就可以得到预设的波形。

（二）系统具体实现

按照DDS原理可有多种实现方法。例如采用高性能DDS单片电路如AD9851, AD9852等;采用低频正弦波DDS单片电路ML2035。本设计将介绍一款采用AT89S51单片机，以及电阻、电容设计一款性价比较高的低频信号发生器。

本设计采用两片51单片机作为控制核心，其中一块单片机发送频率控制字，计算频率和显示，另外一块单片机产生精准的基准时钟频率和累加器的实现。采用中断处理方式实现两块单片机间通讯, 具体实现方法为：单片机(A)给单片机(B)一个外中断信号，当单片机(B)外中断触发后接收单片机(A)产生的频率控制字，最后单片机(B)输出D/A数据通过电阻网络转换就可以得到一个完整的正弦波型，单片机(B)的实现电路如图2所示。

1. 相位累加器实现

本设计采用32位的相位累加器。根据DDS的基本原理，当频率控制字为K时，输出信号的周期为T= (2^32/K) *Fclk, 频率为f= (K/2^32) *Fclk，其中基准时钟频率 (Fclk) 采用100KHz。因为AT89S51采用外部时钟24MHZ，而实现相位累加器的汇编语句为20个时钟周期，每个时钟周期为0.5us。

当频率控制字K=1时(即：向相位累加器中送入的累加步长为1)，则输出的最低频为Fmin=Fclk/2^32=0.00002328Hz，当相位累加器位数很高时，最低输出频率远远低于1Hz，可以认为DDS的最低合成频率为零频。

DDS最高输出频率受限于系统时钟频率和一个周波波形系列点数，在时钟频率为Fclk、采样点数为M(存储深度)下，最高输出频率为Fmax=Fclk/M，当Fclk=12MHz, M=8时，f=1.5MHz。在一些低频应用场合已满足要求。

由于DDS要求的时钟是严格精准的，所以这部分的代码采用汇编语言实现，其程序如下：

2. D/A转换器实现

本设计的D/A转换器直接用电阻网络构建，D/A转换可认为是一种译码电路将一定的编码的数字信号译码成模拟信号，并以电压或电流的形式输出。在设计时采用倒T型电阻网络D/A转换，如图3所示。(下转第17页)

3. 低通滤波器实现

DDS设计电路产生的波形存在高次谐波，须进行低通滤波使波形平滑，为使通带内的起伏最小，采用巴特沃斯二阶低通滤波器，如图4所示。

（三）结论

本设计为一款性价较高的低频DDS信号发生器，设计简单，容易实现，适合于要求不同的电子技术应用领域。

参考文献

[1]许慧波, 张厥盛.DDS-直接数字式频率合成器综述[J].西安:西安电子科技大学出版社, 1989:52.

[2]黄任.AVR单片机与CPLD/FPGA的应用入门[J].北京:北京航空航天大学出版社, 2004.

低频信号分析篇8

柴油机是往复运动机械,其激振力主要来源于活塞-曲柄机构周期性运动时产生的惯性力,以及气缸内气体燃烧产生的周期性气压力[1]。将传感器垂直安装在气缸体与曲轴箱的连铸体侧壁采集的机体低频段振动信号直接反映了柴油机工作中振动激励源的信息[2]。因此,采用发动机低频振动采集系统进行故障测试诊断方面的研究对尽早发现并排除故障隐患、防止事故发生、提高柴油机的经济性有着重要的现实意义。目前,通过PC机的RS2 3 2串行接口与外部设备进行通讯,是许多测控系统中常用的一种通信解决方案,但当其以查询方式接收数据时,用户只能等候在计算机当前界面而不能进行其它操做,直到数据接收完毕。本系统运用V S.2008.C#线程管理功能决了这一问题,改善了人机交互环境,优化了系统性能。

2 系统简介

发动机低频振动信号采集系统由3部分组成:振动传感器、数据采集板、PC机应用程序,整个系统结构如图1所示。应用北京通磁伟业传感技术有限公司生产的ZD24(DC5V)型振动传感器将EQ6BT5.9型柴油发动机机体表面的机械振动转变成0~5V模拟电信号。数据采集板利用AT 89S51微控制器以采样频率1.6k Hz驱动ADC0832完成A/D变换并将数据经美信公司的RS223接口芯片MAX232传输给PC机。PC机上的应用程序通过C#2008.NET 3.5框架下的线程类和Serial Port类很好地实现了PC机与数据采集板之间的实时数据通信并将采集到的振动数据保存为txt文本文件供MATLAB生成的COM组件对其进行FFT分析与显示。

3 系统硬件设计

图2数据采集板框图

图2是数据采集板框图,该板主要由单片机AT89S51、A/D转换器ADC0832、电源模块DC/DC等组。数据采集板采用RS232串口方式与外界通信,其原理图如图3。

图3数据采集板原理图

4 系统软件设计

系统软件设计包括两个部份:固件程序设计、PC机应用程序设计。二者互相配合,才能完成可靠、实时的数据采集与传输。固件程序是用C51语言编写的,主要作用是启动A/D转换、发送数据,上位机程序是用最新的C#3.0语言编写。

4.1 固件程序设计

固件程序(又称单片机程序)是指固化到徽控制器模块内的程序。本系统的固件程序是采用C51开发完成的,其流程图如图4所示。

固件程序设计中的核心部分是A/D转换程序。当上位机准备好后,加电启动采集板自动启动A/D转换。具体的A/D转换程序如下:

4.2 PC机应用程序设计

应用程序是系统与用户的接口,它通过线程和Serial Port类完成对数据采集板的通信和控制。使用线程后,程序在以查询方式接收数据的同时,用户则可以进行其它操作[3]。C#串行类(Ser i a l Por t)是Vi sua l Studio.Net 2008中一个的类,属于System.IO.Por ts命名空间,将它与线程结合开发的应用程序具有功能强大、界面友好、高效简便、通信快速、实时性好等特点。数据采集界面如图5。

4.2.1 C#串行类的初始化设置

对串口进行初始化设置,由Serial Port对象的参数可知主要包括设置串口号,波特率,奇偶校验位,数据位数,停止位数等。以下为各参数所代表的含义并实例化一个串口对象:

4.2.2 读操作

从串口输入缓冲区的同步读取一个字节操作通过执行S e r i a l P o r t.R e a d B y t e()来实现的,串口类Read Timeout属性可以设置读取操作未完成时发生超时之前的毫秒数。当程序以查询方式接收到数据采集板发来的数据后,串行类执行此读方法。

4.2.3 计算采样频率

由于固件程序是用C51语言编写的,存在计算采集频率的困难。本系统通过在C#3.0中调用Q u e r y P e r f o r m a n c e F r e q u e n c y()和Query Performance Counter()两个Windows API函数对接收数据程序段采用精确计时的方法,巧妙的实现了系统采样频率的精确计算。它们的引用代码如下:

经计算,本系统的采样频率fs=1600Hz。根据采集定理,当信号在最高频率fmax时,采样频率fs≥2fmax就能使采样信号不发生“混叠。”通常,把最低允许频率fs=2fc称为Nyquist频率,工程中,为可靠起见,常取fs≥(3~4)fmax。根据振源的实际情况(康明斯6BT5.9型柴油发动机机体侧壁产生的低频振动信号),设定采样327 68次,用时20.4 8秒。

4.2.4 低频振动信号分析

发动机稳定怠速工况(750±100r/min)下,进入系统数据采集界面开始采集信号,之后程序自动将其保存为t xt文本供在C#3.0中调用MATLAB生成的C OM组件对其进行分析,其原始信号图、频谱分析情况如图6所示。根据动力学分析,EQ6BT5.9型柴油机在工作过程中对气缸体的主要振动激励源如下:(注:F为柴油机转频、怠速工况下F=12.5Hz)

1)单缸活塞横向撞击气缸壁;频率:3 F

2)整机(六个缸)作功冲程气体燃烧压力;频率:3 F

3)整机(六个缸)活塞横向撞击气缸壁;频率:6 F

从实测数据频谱分析的结果来看与动力学分析一致,验证了该系统的可靠性。

5 结束语

发动机低频振动信号采集系统能够方便应用于振动信号的实时采集与分析,具备快速连接、灵活快捷获取数据等优点,可实现大批量、无限时的实时数据采集。本系统已成功运用于柴油发动机故障检测与诊断,加之PC机的普及性,更使得这套系统具有广阔的应用前景。

参考文献

[1]张小明,刘建敏,乔新勇.柴油机缸盖振动信号关联维数的影响因素分析[J].装甲兵工程学院学报,2008,22(1):38-41.

[2]廖东,符欲梅,周荣建.柴油机供油系统故障的振动诊断法研究[J].重庆大学学报,1998,21(3):46-49.

低频信号分析篇9

关键词：低频振荡,振荡模式,在线辨识,高阶自回归滑动平均法,超高斯信号,归一化峰度

0 引言

随着电力系统互联规模的不断扩大,以及大型机组快速励磁系统的采用,低频振荡问题日益突出,严重威胁着电力系统的安全稳定运行[1,2]。由同步相量测量单元(PMU)为基本单位组成的广域测量系统(WAMS)的出现,为大规模互联电力系统的监视、分析和控制提供了新的手段[3]。

基于PMU实测信号进行低频振荡模式在线辨识和预警一直是国内外研究的热点。基于稳态类噪声信号的自回归滑动平均(auto regressive moving average,ARMA)法和基于动态信号的Prony方法是2种典型的低频振荡模式辨识方法。大量研究成果表明:Prony方法适用于对动态信号以及振荡信号进行低频振荡模式辨识[4],而对稳态类噪声信号的辨识方法主要是ARMA法。文献[5]提出了采用自回归法对类噪声信号进行低频振荡模式辨识;文献[6]提出采用ARMA块处理算法进行低频振荡模式辨识;文献[7,8]针对ARMA法中模型阶数难以确定的问题进行了研究。文献[8,9]按照实测信号的类型不同分别采用不同的辨识方法,即对稳态信号采用ARMA法,而对动态信号采用Prony方法,设计并提出了电力系统低频振荡模式在线预警方案。但该方案存在2个问题:①扰动检测较为困难,目前常用扰动检测方法(如突变量检测方法、小波方法、数学形态学方法等)很难准确及时地检测动态信号的开始和结束;②由于ARMA法和Prony方法存在着长度不同的滑动窗(ARMA法一般取2～6 min,Prony方法一般取8～20 s),所以很难实现ARMA法和Prony方法之间的平滑切换。此外,常规ARMA法基于二阶统计量(相关函数、协方差函数、谱密度函数等)建模,其应用前提条件是滑动窗内的信号近似满足高斯分布[10]。

本文通过对PMU实测信号的大量测试研究发现:当滑动窗(长度取3 min)内仅仅包含稳态数据时,其高斯性检测的归一化峰度数值在3附近,近似服从高斯分布;而当滑动窗内同时包含稳态数据和动态数据时,其归一化峰度数值一般远大于3,信号服从超高斯分布[10]。基于高阶统计量的ARMA法(以下简称高阶ARMA法)能有效分析超高斯信号[11]。不同类型信号归一化峰度差别较大的特点解决了信号扰动检测的难题,为常规ARMA法和高阶ARMA法之间的平滑切换提供了思路及判断依据。

高阶统计量技术应用于低频振荡模式在线辨识的研究鲜有报道。文献[12]采用互高阶谱奇异值分解方法对电力系统低频振荡模式频率进行估计,但该算法采用仿真信号进行测试,在实测信号下的有效性还有待验证。文献[13,14]采用双谱分析技术对动态信号进行辨识,分析振荡模式之间的相互作用和非线性耦合关系,但该方法仅限于分析动态信号,且计算复杂,实际应用价值有待探讨。

基于以上分析,本文提出采用归一化峰度进行信号的高斯性检测,检测滑动窗内信号类型,并基于该检测结果自适应地在常规ARMA法和高阶ARMA法之间进行平滑切换,实现低频振荡模式在线辨识和预警的方案。通过对电网实测信号的测试分析,验证了本文方案的有效性和可行性。

1 信号高斯性检测及振荡模式辨识方案

1.1 实测信号的高斯性检测

概率密度分布满足正态分布的信号为高斯信号,否则为非高斯信号。归一化峰度(记为Kx)是检测信号高斯性的量化指标,Kx等于3为高斯信号,小于3为亚高斯信号,大于3为超高斯信号[10]。Kx的计算公式为:

$Κ_{x} = \frac{E (x^{4} (t))}{E^{2} (x^{2} (t))} (1)$

式中:E(·)为取集合中元素的平均值函数;x(t)为平稳零均值的时间序列样本数据{x(t)}在t时刻的元素, t=1,2,…,N,N为数据个数,当t≤0或t>N时,x(t)取0。

选取3组PMU实测数据进行Kx的测试分析。采用南方电网500 kV罗马线和金换线以及重庆电网500 kV万龙线的PMU实测有功功率信号,采样频率统一变换为5 Hz,每组数据的长度为10 min,均含有动态数据,如图1(a)、图2(a)和图3(a)所示。

原始信号首先经过去趋势和标准化处理,如图1(b)、图2(b)和图3(b)所示。Kx计算过程中滑动窗长度取 3 min,滑动步长取5 s,计算结果如图1(c)、图2(c)和图3(c)所示。分析图1(c)、图2(c)和图3(c)可知,当滑动窗内仅包含稳态数据时,Kx在3附近;而当滑动窗内同时包含稳态数据和动态数据时,Kx远大于3。

为进一步分析Kx的变化规律,以下按照动态数据在滑动窗内所占比重不同、进入滑动窗内的动态数据的数量大小不同2种情况进行Kx测试。设滑动窗长度为L,滑动窗内含有的动态数据长度为L1,调整L和L1的取值大小,对图1(a)所示罗马线实测数据进行测试(其中动态数据时间区间为336～346 s,总时间长度为10 s)。情况1:固定L1,改变L,测试结果见表1。情况2:固定L,改变L1,测试结果见表2。表中,α=L1/L。

分析表1可知,当滑动窗内包含全部动态数据时,随着动态数据在滑动窗内所占比重逐渐下降,Kx逐渐增大,且远大于3;分析表2可知,当动态数据进入滑动窗瞬间,Kx较大,随着动态数据逐渐进入滑动窗内,Kx逐渐减小,但也远大于3。表1和表2表明,这2种情况下,虽然Kx的值有所波动,但均不会影响本文提出的当滑动窗内同时包含稳态数据和动态数据时,Kx一般远大于3这一观点的正确性。

1.2 低频振荡模式在线辨识方案

以上分析表明:可通过Kx大小判断滑动窗内是否包含动态信号。本文通过对大量实测信号的Kx测试发现,当滑动窗内仅含稳态数据时,Kx在2.0～4.5之间变化;而当滑动窗内同时包含稳态数据和动态数据时,Kx至少大于6.0。因此,可通过Kx阈值来判断滑动窗内是否存在动态数据(如阈值设为6,具体阈值可根据电网实际运行情况进行设置)。当滑动窗内仅有稳态数据时,采用常规ARMA法进行辨识[5,6,7,8,9];而当滑动窗内同时含有稳态数据和动态数据时,采用高阶ARMA法[10,11]进行辨识。整个在线辨识方案的原理流程见图4。

该在线辨识方案的特点有:①滑动窗内含有和不含有动态信号时,Kx相差较大,因此可根据Kx准确可靠地判断滑动窗内是否含有动态数据;②常规ARMA法和高阶ARMA法均采用同样长度的滑动窗,一旦完成Kx大小判断,即可决定对当前滑动窗采用相应辨识方法,保证辨识算法平滑切换。

2 常规ARMA法和高阶ARMA法原理

2.1 常规ARMA法

对于{x(t)}建立ARMA模型:

$φ_{0} x (t) + \sum_{i = 1}^{n} φ_{i} x (t - i) = θ_{0} a (t) + \sum_{j = 1}^{m} θ_{j} a (t - j) (2)$

式中:n和m分别为自回归部分和滑动平均部分的阶数;a(t)为随机扰动时间序列{a(t)}在t时刻的元素;φ0=1;θ0=1;φ1～φn为自回归部分系数;θ1～θm为滑动平均部分系数。

式(2)等号左边为自回归部分,等号右边为滑动平均部分。

ARMA模型阶数和系数的计算过程详见文献[8,9]。基于二阶统计量确定求解ARMA模型自回归部分系数的方法见附录A。

由自回归系数得自回归部分的多项式方程为:

1+φ1z-1+φ2z-2+…+φnz-n=0 (3)

求解式(3),得到ARMA模型的共轭特征根λi和λ*i,电力系统低频振荡模式参数通过式(4)求取:

${\begin{cases} f_{i} = \frac{\sqrt{\ln λ_{i} \ln λ_{i}^{*}} \sqrt{1 - ξ_{i}^{2}}}{2 π Δ} \\ ξ_{i} = - \frac{\ln | λ_{i} |}{\sqrt{\ln λ_{i} \ln λ_{i}^{*}}} \end{cases} (4)$

式中:Δ为采样时间间隔;fi为振荡模式的频率;ξi为对应模式的阻尼比。

2.2 高阶统计量

相对于二阶统计量,高阶统计量指三阶或更高阶数的统计量,通常指高阶矩、高阶累积量以及它们的谱——高阶矩谱、高阶累积量谱这4种主要统计量。高阶统计量主要优势体现在处理工程中面临的非高斯、非最小相位、非因果、非平稳信号[11]。

实际应用中常用高阶累积量而不用高阶矩作为信号处理的工具[11]。由于本文使用三阶累积量,在此仅给出三阶累积量的相关计算公式。

{x(t)}的三阶累计量简化表达式为:

c3x(τ1,τ2)=E(x(t)x(t+τ1)x(t+τ2)) (5)

式中:τ1和τ2为{x(t)}中数据取值的时间差。

实际中,需要根据已知数据估计三阶累积量。由{x(t)}估计三阶累积量的公式为:

$c_{3 x} (τ_{1}, τ_{2}) = \frac{1}{Ν} \sum_{t = 1}^{Ν} x (t) x (t + τ_{1}) x (t + τ_{2}) (6)$

2.3 高阶ARMA法

高阶ARMA法[10,11]和常规ARMA法的相同之处是模型结构相同,区别是式(2)中阶数和系数的计算方法不同。对于平稳零均值时间序列样本数据{x(t)},高阶ARMA法建立模型过程见附录B。同样根据式(3)和式(4)即可求取低频振荡模式参数。

3 算例分析

3.1 算例1

采用南方电网金换线PMU实测信号(见图2)进行本文辨识方案的测试分析,结果如图5所示。首先,对信号中336～346 s的动态数据进行Prony分析,得到主导模式频率/阻尼比为0.582 5 Hz/5.431 5%,以此作为ARMA法辨识算法结果准确性的参考依据。辨识中滑动窗长度取3 min,滑动步长取5 s。图5中给出了常规ARMA法和高阶ARMA法分别对全部10 min数据进行辨识的结果,以及对应的归一化峰度值Kx。

3.2 算例2

采用相同方法对重庆电网万龙线PMU实测信号(见图3)进行测试分析,结果如图6所示。对信号中的255～265 s动态数据进行Prony分析,得到主导模式的频率/阻尼比为0.345 4 Hz/9.638 7%。ARMA法辨识中滑动窗长度取3 min,滑动步长取5 s。

3.3 分析结果

对图5和图6进行统计分析可得表3和表4,并对图5按扰动前、扰动期间和扰动后3个阶段分析。

1)第1阶段。

在扰动前,3.0～5.6 min之间,此时滑动窗内仅有稳态数据,Kx均在3以下,常规ARMA法的辨识结果接近于参考虚线,优于高阶ARMA法的辨识结果。

2)第2阶段。

在扰动期间,5.6～8.6 min之间,此时滑动窗内同时含有稳态数据和扰动数据,Kx在55左右,高阶ARMA法的辨识结果几乎与参考虚线重合,而常规ARMA法的辨识结果不及高阶ARMA法的辨识结果。

3)第3阶段。

扰动基本平息后,在8.6～10.0 min 之间,此时滑动窗内也仅有稳态数据,Kx降到3.5以下,常规ARMA法的辨识结果接近于参考虚线,而高阶ARMA法的辨识结果较差。

验证了可基于Kx检测结果准确判断信号类型,并可在常规ARMA法和高阶ARMA法之间自适应平滑切换,从而验证了本文所提辨识方案的可靠性和可行性。

但是,发现图6所示的高阶ARMA法辨识精度低于图5所示的高阶ARMA法辨识精度。进一步分析其原因,当滑动窗内同时包含稳态数据和动态数据时,万龙线信号的Kx在12附近,而金换线信号的Kx在55附近。这表明Kx的大小对低频振荡模式辨识精度有影响。