PWM变频调速（精选八篇）
PWM变频调速 篇1
矿井提升机是矿山生产的重要运输设备。因此,矿井提升机电控系统必须具有安全可靠、运行高效且定位准确的能力[1]。相对而言,双PWM交直交变频调速具有调速性能好、功率因数高、谐波电流小、能量可双向流动等显著优点,虽然目前使用不多,但却是颇具优势、颇有前途的方案。
本研究主要介绍矿井提升机双PWM交直交变频调速系统。
1 异步电动机双PWM控制电路
异步电动机双PWM交直交变频系统的主电路,如图1所示。整流器部分ARU采用PWM整流器,PWM逆变器INU为三相桥式接法。变频器的输出电压应为660 V,所以桥臂开关器件应采用1 700 V的IGBT。为了检测变频器的三相输出电流,需设置3只霍尔电流传感器。同样,PWM整流器的三相交流电源线电压也为660 V。对于大容量的主井或副井提升机,则可用三电平的双PWM拓扑结构。
2 PWM整流器部分的工作原理及控制策略
三相电压型PWM整流器主电路拓扑,如图2所示,由交流电压源(即电网电压)、电抗器、三相功率模块逆变桥、直流储能电容组成,Ea、Eb、Ec为电源电压。如果负载侧带电动机,则可等效为电阻和直流电压源的串联[2]。
建立两相旋转(d-q)坐标系,并使d轴定向于电源电压空间矢量E,如图3所示,可得到三相VSR在d-q坐标系下的数学模型[3]:
式中 id、iq—交流侧输入电流空间矢量i的d、q分量,upd、upq—交流侧电压空间矢量up的d、q分量;Ed、Eq—E的d、q分量;ω—d-q轴旋转角速度,即电源电压角频率;θ—d轴与a轴间的夹角。
PWM整流器控制的实质是对交流侧电流的控制[4]。本研究采用电压、电流双闭环矢量控制方案,如图4所示。
PWM整流器希望直流输出电压ud稳定,因此采用ud闭环控制结构,电压调节器AUR采用PI调节器。调节器的输出量表示期望的整流器的输出电流,亦即交流电源侧的电流有功分量。而无功分量期望值iq*取决于期望的功率因数角φ*。若φ*=0,则iq*=0。通过检测三相交流电流ia、ib、ic,经3/2变换,旋转变换得到id、iq。ACDR调节器是调节id的,采用PI调节器,调节器的输出量是upd1*。ACQR调节器是调节iq的,亦采用PI调节器,调节器的输出量是upq1*。为提高系统的跟随性能和抗扰性能,增加前馈控制环节。Ed、ωLiq、ωLid为前馈控制量。
由式(1)的运算可得到在旋转坐标系中的调制电压upd*、upq*,经矢量运算得到三相调制电压期望值upa*、upb*、upc*,再经正弦波脉宽调制电路,得到六相调制脉冲,以驱动6个桥臂的开关器件。
由于PWM整流器可看作交流升压斩波电路,所以直流输出电压给定值必须大于交流电源线电压幅值,这里取
3 异步电动机矢量控制原理和结构
对于逆变器和电机侧,可采用异步电动机的矢量控制。异步电动机按转子磁通定向的矢量控制的矢量图,如图5所示。磁链轴M位于转子磁链Ψr的轴线上,is是定子电流合成空间矢量,由三相定子电流isa、isb、isc合成,它们都以同步速ωs旋转。d轴为转子轴,以ωr速度旋转。α-β是静止两相坐标系,其中α轴与三相定子绕组的a轴重合。d轴与α轴的夹角λ是转子相对于定子绕组的a轴的位置角,M轴与d轴的夹角θ是负载角,
在旋转坐标系MT中,将定子电流is分解为转矩分量ist、励磁分量ism。异步电动机的电磁转矩为:
式中 Km—比例系数;Ψr—转子磁链,而转子磁链Ψr与ism的关系为[5]:
式中 Lm—定子绕组互感;Tr—转子绕组时间常数;
在保证ism不变,即|ψr|不变的条件下,电磁转矩仅与ist有关。所以可分别控制电流转矩分量ist、励磁分量ism,从而实现对转矩、转速的控制。
采用电流模型的矢量控制系统结构,如图6所示。外环为速度环,ωr*和ωr为转速的给定值和实际值,速度调节器ASR的输出是系统的电磁转矩期望值Te*。Te*的极性表示期望值的极性。由于ASR为PI调节器,可实现无静差调速。由式(2)知,Te*除以|ψr|得ist的期望值i*st。此外有磁链控制环,通过电流模型检测到的电机转子磁链幅值|ψr|与期望值|ψr|*相比较(对于恒转矩负载,|ψr|*为一固定值),经AψR调节,其输出作为ism的期望值ism*。
3s/2s、2s/2r分别为三相静止坐标系到两相静止坐标系、两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换,旋转变换用到的磁链轴的空间位置角φs由电流模型得到。电流模型的系统结构,如图7所示。
转差角速度Δωs与ist的关系[6]为:
由此可得旋转磁链轴的同步角速度ωs,经积分运算可得到磁链轴的空间位置角φs。经矢量运算得到的三相定子电流iA*、iB*、iC*,与实测的iA、iB、iC相比较后,分别经电流调节器ACR1、ACR2、ACR3调节,得到期望值的三相定子电压UA*、UB*、UC*。这3个交流量经PWM调制电路得到逆变器6个桥臂的驱动信号。本系统可以运行在四象限,ωr*的极性表示正、反转,Te*的极性表示转矩的极性。
电流调节器和磁链调节器可按典型Ⅰ型系统设计,而转速调节器按典型Ⅱ型系统设计。
4 实例分析及系统仿真
对本研究设计的系统进行仿真,异步电机取185 kW/660 V等级。
4.1 原始数据及参数计算
仿真采用南阳防爆电机厂的JBRO400L-6型电动机,主要参数为:额定功率PN=185 kW,定子变压器一次侧电压、电流U1=660 V,I1=194 A,二次侧电压、电流U2=560 V,I2=200 A,空载转速n0=1 000 rpm,效率η=0.94,功率因数cosφ=0.89,λ=3.5,额定转速nN=987 rpm,电机转动惯量GD2=100 kg·m2。
根据以上数据,经计算,得到以下基本参数:
额定电磁转矩TeN=1788 N·m,额定转差率SN=0.013,极对数P=3,定子、转子各参数:Rs=0.024 Ω,Rr′=0.026 Ω,Lls=0.4 mH,Llr′=0.4 mH,Lm=18.9 Ω,Tl=16×10-3 s,Tr=0.919 s,回路阻抗Z=9.9 Ω。拖动系统转动惯量GD2=4 900 N·m2。
各调节器参数计算如下:
电流调节器参数。积分系数τi=Tl=16×10-3 s,放大倍数KA=1,电流反馈系数β=1,则比例系数Ki=TLZ/2KAβToi=1.6。
磁链调节器参数。积分系数τψ=Tr=0.919 s,则比例系数Kψ=βτψ/4LmToi=30 390。
转速调节器参数。速度反馈滤波系数Ton=0.01 s,则积分时间常数
磁链设定值|ψr|*=Lmism=18.9×10-3×86=1.63 Wb。
PWM整流器的参数为:交流电源相电压220 V,滤波电抗器电感量L=10 mH,电阻R=0.2 Ω,直流侧滤波电容为3 000 μF,开关频率为6 kHz。给定直流输出电压Udc*=1 100 V,要求单位功率因数。
4.2 仿真模型的建立
根据图4、图6、图7的原理图和计算得到的参数,采用Matlab的Simulink工具构建了异步电动机矢量控制系统仿真模型,如图8所示。
图8中,三相PWM整流器部分封装成一个模块,展开此模块,如图9所示。
4.3 仿真及结果分析
PWM整流器的仿真过程,启动时不带负载,等直流电压稳定后再接通三相逆变桥,拖动电机运转。电机给定转速为103 rad/s(阶跃给定),负载为20%额定负载。
PWM整流器工作性能仿真结果,如图10所示,整流器启动时输出直流电压跟随时间为0.1 s,超调量很小;加上逆变器和电机负载后电压降落80 V,满足不超过直流电压10%的要求,恢复时间约为1 s,很快达到新的稳态值。在稳态下,直流侧输出电压稳定,电源电压和输入交流电流同相位,实现单位功率因数,电流谐波分量小。因此,整流器的各项指标均符合要求。
以上仿真给定转速为阶跃信号,但实际上提升机是往复运转,速度给定比较复杂。一个提升循环中,滚筒旋转速度ωr(提升容器上、下运动速度为n)有一个加速、等速、减速、低速爬行的过程,如图11(a)所示。根据拖动系统动力学方程式可得到满给定速度图所需要的力图,如图11(b)、(c)、(d)所示。显然,负载较小时,减速段出现负力。因此电力拖动系统要满足四象限调速的要求。为保证机械设备的安全和升降人员的安全、舒适,煤矿安全还规定要限制提升机的加、减速度及其导数[7]。把一个提升循环的理想速度曲线作为速度给定,在额定负载和轻载两种情况下运行仿真模型,观察实际转速和转矩波形是否与图11中一致,以及电压电流波形是否准确。
(1) 最大转速给定ωr*=103 rad/s,先建立磁链,0.5 s后在额定负载下(1 788 N·m)对一个提升循环进行仿真。在减速段,Te极性不变。为方便仿真,设加速时间为5 s,等速时间为0.5 s,减速时间为5 s。仿真结果,如图12所示。图中,从上往下依次为变频器输出线电压uab、线电流ia,b,c、电磁转矩Te、转速ωr的波形。显然,在等速阶段转速达到ωr*,爬行速度约为3 rad/s,等速和爬行阶段的转矩约为额定转矩。速度图和力图与图11(a)、(b)基本一致。电压和电流波形正常,电压频率随转速的变化而变化。
(2) ωr*=103 rad/s,先建立磁链,在轻载下(0.1TeN)分析系统的运行情况。其他仿真参数同上。仿真结果,如图13所示。
图中,从上往下依次为uab、ia,b,c、Te、ωr的波形。显然,在减速时出现负力,Te*、Te、ist*均反向,说明矢量控制系统工作在发电制动状态。在等速阶段转速达到ωr*,爬行速度约为3 rad/s,等速和爬行阶段的转矩约为0.1TeN。速度图和力图与图11(a)、(c)基本一致。电压和电流波形正常。
仿真结果证明:在矢量系统方案下,一个提升循环中电机运行的稳态和动态性能均良好。结合前面PWM整流器的仿真结果,说明本研究设计的提升机双PWM交直交变频调速方案完全可行。
5 结束语
本研究以660 V等级的提升机为对象,研究了其双PWM交直交变频拖动系统的设计及仿真,主要对PWM整流器部分的工作原理和控制策略进行了分析,并采用电压电流双闭环的矢量控制,给出了控制系统结构图;研究了异步电动机按转子磁通定向的矢量控制方案;通过一个实例仿真了一个提升循环运行时的情况,并分别对PWM整流器的性能和异步电机的运行性能进行了分析。
参考文献
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PWM变频调速 篇2
PWM变频器输出过电压和谐波对电动机的影响及抑制措施
随着电力电子技术和现代控制理论在交流变频器调速驱动系统的应用，特别是近年来，IGBT等高开关速率的电力电子器件及PWM变频调速技术的进步，变频器(或逆变器)越来越广泛地应用于工业生产和日常生活中，并且有取代直流调速传动的趋势。从目前国内看，中小容量的变频器调速系统使用的比较广泛，研制和开发技术还比较成熟，在使用的变频器中，低压变频器和100kW 以下的变频器占绝大多数，其中70％以上应用在风机泵类负载及压缩机上，如供水与供暖系统、输液系统和通风系统。在我国拖动风机泵类负载的电动机中，虽然大功率在数量上仅占20 ％，但在容量上却占80％以上。因此，大功率电动机的变频调速是现在节能措施中极为重要的手段。石化、化工、采矿、钢铁、发电及自来水厂等行业所拥有的大功率风机泵类负载节能改造对大功率变频器的需求很大，这对变频器行业来说是一急需开发的市场。但是，目前在我国变频器的生产厂家中，实际能生产大功率低压变频器的还不多，大多数厂家实际上仅能生产75kW甚至是37kW以下的变频器。研究PWM逆变器供电对异步电动机的影响，不仅可以对电机和大功率变频器的设计和应用具有现实意义，而且对电机绝缘寿命有重要意义。PWM供电对电动机的影响 PWM变频调速对异步电动机的影响有很多方面，我现在从PWM变频器对电网和对电动机这两端来看，谈以下主要两点： 1.机端过电压 PWM变频器输出的具有陡上升沿或下降沿的脉冲电压却在电动机接线端子及绕组上产生了过电压，造成电动机绕组绝缘的过早破坏，许多变频电动机寿命只有1～2年，甚至有些在试运行期间电动机绝缘就发生击穿破坏。文献[1]中试验研究表明，很高的电压上升率()在电动机绕组上产生不均匀的电压分布，随着变频器与电动机之间电缆长度的增加，在电动机接线端子上将产生近2倍高频振荡的过电压，而且电缆越长，过电压的峰值越大，长时间重复性的过电压应力的作用将致电动机绕组匝间绝缘的过早破坏。在文献[1]中，也表明变频器开关器件高的开关频率会造成上升沿时间很短，电力晶体管(GTR)和IGBT通常时间小于0.1μ,GTO常处于2-10μ,这样使电机在很短的时间内承受很高的峰值电压；有些电机制造商给出了可以接受的上升时间，一般希望上升时间大约为5μ，而且过电压和入射电压、反射电压都在tr上升时间内同时急剧增加，这对电机来讲，长时间的作用会损坏电机。在文献[2]中，PWM驱动电机的输出电压幅值和频率通过控制逆变器开关状态来改变的，高的开关频率最明显的优点是减少低次谐波，可以减少输出滤波器的容量，但过快的电压变化能够引起严重的绝缘问题，对于每个脉冲的前沿和后沿在短时间内都有高频衰减振荡，而且峰值电压的85％都降落在第一个线圈上的第一匝，易引起匝间故障。2．变频器电源的谐波 变频器的主电路一般为交-直-交组成，外部输入380V/50Hz的工频电源经三相桥路不可控整流成直流电压信号，经滤波电容滤波及大功率晶体管开关元件逆变为频率可变的交流信号。在整流回路中，输入电流的波形为不规则的矩形波，波形按傅立叶级数分解为基波和各次谐波，其中的高次谐波将干扰输入供电系统。在逆变输出回路中，输出电压信号是受PWM载波信号调制的脉冲波形，对于GTR大功率逆变元件，其PWM的载波频率为2～3kHz，而IGBT大功率逆变元件的PWM最高载频可达15kHz。同样，输出回路电流信号也可分解为只含正弦波的基波和其他各次谐波，而高次谐波电流对负载直接干扰。谐波电压和电流对电动机影响更大，会增加电动机的铁耗和铜耗，使电动机温度上升，效率下降，并产生噪声，还会使电动机转子振动，甚至造成电机损坏，谐波还对通信以及电子设备产生严重干扰，影响周围设备的正常运行。同时，谐波引起电缆内耗加大，电缆发热，缩短电缆的使用寿命；而高次谐波对电容的影响更为突出，含有高次谐波的电压加至电容两端时，由于电容器对高次谐波的阻抗很小，所以电容器很容易发生过负荷导致损坏。高次谐波的干扰，往往还会导致电动机保护开关误动作，造成电网停电，严重影响用电设备的正常工作。同时，高次谐波电流还通过电缆向空间辐射，对通讯设备也产生干扰信号。文献[6]中，用傅立叶分析方法把PWM变频器输出脉冲进行频谱分析，由于PWM在三相桥式逆变电路情况下，根据晶体管V1-V6的导通和截止的不同组合，三相输出端U、V、W相对于直流回路的中点0的电位分别为+E/2或-E/2,而输出线电压为+E、-E、0。经过分析，得到三相变频器输出线电压的基波和谐波幅值，谐波含量和幅值比较高，对电动机的影响比较严重。解决方案初探 1抑制谐波常用的方法 逆变器是电力电子装置中的重要组成部分，是不间断电源、交流电气传动、中频电源等许多设备的核心，因而其研究工作倍受人们的关注，研究的焦点是如何方便地调节逆变电源的输出电压和频率，并降低谐波含量，改善输出波形。迄今为止，降低谐波含量和调节输出电压（大小或频率）的常用措施有：（1）对逆变电源的开关进行高频PWM调制，使逆变器输出为高频等幅的PWM波；（2）通过改变逆变电源主电路拓扑结构，在主电路上进行波形重构以实现阶梯波形输出，减小低阶高次谐波含量； 对于高频PWM调制来说，开关频率越高，谐波含量越小，但开关损耗也越大，故不宜用在大功率逆变电源中。而波形重构方式往往需要多个逆变器来实现电压的叠加。波形重构的级数越多，出现的最低谐波次数越高，但主电路和控制电路也越复杂，相应地控制难度也越大，输出电压的调节也不甚方便，因此这种方式通常只在大功率逆变电源中采用。理论分析表明，早在1973年提出的消谐控制策略能有效地克服上述问题，它只需要较少的开关脉冲数即可完全消除容量较大的低阶高次谐波，取得很好的滤波效果，具有开关频率低、开关损耗小、电压利用率高、滤波容量小等许多优点，是实现逆变电源PWM控制的理想方法。然而该方法经过近二十年的研究至今仍未实际应用，其主要原因是消谐模型的求解复杂，难以获得实时控制。文献[5]中，提出适当的调节输出电压调制比、载波频率和逆变电路开关滞时等参数，可以减少谐波对电机的影响。以上的消除谐波多是从变频器的逆变侧出发，通过各种有效措施来减少输出的谐波含量。从谐波对电网的影响来看，治理谐波问题基本思路是：第一，对电力电子装置本身进行有效地控制，改造本身的性能，使其功率因数可控制为1，不产生谐波；第二，装谐波补偿装置来补偿谐波源，使其注入电网的谐波几乎为0.传统装设谐波补偿装置的方法是采用LC调谐滤波器，它的基本原理是利用LC串联谐振，为滤除特定次谐波提供阻抗极低的通路，使其不注入电网，同时还可以补偿无功功率。如图(1)所示，这种消谐方式结构简单，不必要控制回路，运行费用低，造价相对也较低，一直被广泛使用。这种方法主要缺点是补偿特性受电网阻抗和运行状态影响，容易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使LC滤波器过载甚至烧毁。但是目前LC滤波器仍是补偿谐波的主要手段，而且常用单调谐和二阶高通滤波器组合来滤波，二阶高通其结构如图(1)。由于LC滤波器本身缺点，国内外都探索采用其他滤波方式来进行电网谐波抑制。有源滤波器(APF)就是一种能够弥补无源滤波器不足的新型滤波设备。它的基本原理是向系统电网注入补偿谐波电流，以抵消非线性负载所产生的谐波电流。如图(2)所示。有源滤波器基本原理可用如下一组公式来描述： , , ,，式中 表示为负载电流的基波分量； 但是有源滤波器的使用要求有较大的容量来提供足够的补偿电流。因此，文献[7]又提出了混合型有源滤波器，它的优点在于结合了无源滤波器和有源滤波器的优点，克服有源电力滤波器容量大、成本高的缺点，又可获得良好的补偿性能。无源LC滤波器典型组成可以滤除特征谐波，如5、7、9、11等，这样，绝大多数由谐波源产生的谐波已由LC滤波器滤除，有源滤波器只需要补偿LC滤波器未能补偿的谐波，因而，有源滤波器只需要提供很小的补偿电流，容量不需要很大。2．机端过电压的抑制 在电机端子上安装阻抗匹配器可以很大程度地消除过电压，最简单的是并联一个与电缆的波阻抗接近的电阻，但在电阻上功耗很大。采用阻抗匹配与滤波于一体低通滤波器，它是将电阻和电容串联后并联在电机接线端子相相之间，如图(2)要阻止机端过电压，必须正确地选择滤波器参数，对于任意容量或电压等级的变频调速系统，滤波器参数的选取应根据变频器的上升时间及幅值、电缆和电动机的波阻抗及电缆长度来确定。文献[3]中试验表明，一般来说，驱动系统的容量越大，变频器的上升时间就越长，电缆和电动机的波阻抗就越小，滤波器的参数Rf和Cf则相应减小。对于滤波电阻Rf的阻值应该与电缆的波阻抗Z0相等，而电动机的冲击阻抗(或波阻抗)远大于Z0,这样负载阻抗近似为电阻，电缆末端的负载阻抗与电缆的波阻抗相匹配，那末在电机机端就不会产生电压波的全反射，也不会形成过电压。滤波器的Rf和Cf与电动机端过电压的关系：(1)滤波器的电容值Cf越大，Rf越小，过电压倍率(上升沿处的电压峰值Vm与稳态值V之比)就越小；(2)过电压倍率随电容增加而变化幅度与Rf有关，Rf越大，过电压倍率随电容变化幅度越小，当Rf大于一定阻值时，过电压倍率随电容的增加，变化幅度很小； 滤波器的Rf与Cf与电动机端上升沿时间的关系：(1)Rf越小，上升沿时间tr就越大，且随Cf的增大而增加，但Cf超过一定值时，tr趋于饱和，与电容值无关；(2)电缆长度L越长，上升沿时间也相应增加，这样电压变化率就越小； 在文献[9]中，为了抑制电动机端电压反射现象，可采用RC一阶无源滤波器来显著减少电动机端的过电压，消除了高频阻尼震荡现象，从而避免电动机绝缘的快速老化甚至损坏。通过分析表明，电压反射现象与逆变器输出脉冲的上升时间以及电缆的长度有关，PWM上升时间越短，电缆长度越长，反射越明显。在文献[8]中提出使用新的逆变器输出滤波器的拓扑结构，能够有效减少高频谐波引起电动机轴承和绝缘损害。新的滤波器是由LC滤波器和RLC滤波网络串联构成，如图(3)LC滤波器由变频器开关频率来调谐，能够十分有效地滤掉开关频率出地电压谐波，在开关频率处阻抗为无穷大，滤波器的谐振角频率为，对于RLC滤波器而言,也要满足一定的条件。此种新的滤波器结构使输出波形比较平缓，可以降低输出脉冲的过电压和上升沿时间，相对于传统的并在电动机出口的RC滤波而言，如图(4),它能够很好的消除过电压对电机的影响。总结 从上述所讲，PWM变频器所产生的谐波和过电压对电网和对电机的影响是十分严重的，尽管目前已经提出了各种解决方法，但是对于谐波而言，所引起得一些基本概念还没有统一定义，谐波治理还停留在无源阶段，需要大量工作来使有源和混合型滤波器投入实际运行中，对于PWM输出脉冲所产生过电压问题，如何有效抑制，基本都用无源RC来抑制，对于参数的选取比较麻烦，如果寻求一种更高效防止过电压的电路，能够实时的检测PWM上升沿和下降沿，及时的补偿过电压来提高效率，减少电机的损坏和使用寿命。
PWM变频调速 篇3
随着我国采矿业的迅速发展, 以及火力发电一直占领着我国电力生产的主导地位, 煤炭产业的发展和我们国家的发展密切相关。但随着煤矿领域的不断壮大, 煤矿运输的越来越频繁, 使得我们对井下提升机的要求越来越高。不仅能够安全的运输, 还需具有可靠性和稳定性。本文侧重于矿井提升机的PWM变频调速控制系统的工作原理以及PWM变频调速控制系统的应用特点的研究。
1 PWM变频调速技术
在众多交流调速技术中, 发展较快应用较广泛并引起重视的交流调速技术就是PWM变频调速。PWM变频调速是脉冲宽度调制技术的简称。就是把电网三相交流电整流成直流电, 再经脉冲宽度调制成三相可变频可变电压的交流电, 驱动交流电动机无级调速。关键技术是控制逆变器开关元件 (即晶闸管或称可控硅) 的导通和关断时间 (即调制脉冲宽度) 来控制交流电的频率和电压。PWM变频器具有效率高、功率因数高、结构简单、可成组传动等优点, 得到较广泛的应用。
1.1 PWM变频调速技术要点
主电路:
PWM变频调速的主电路为输入三相交流电源, 电容器组, 吸收过电压并滤去高次谐波。6个可控硅整流管, 组成桥式整流电路, 将交流电整流为直流, 经电感L到逆变器。6个晶闸管, 组成逆变器, 在控制信号控制下按一定规律依次导通和关断, 又将直流逆变成频率和电压可调的三相交流, 供电动机使用。输出端电容器组, 使输出到电动机的一系列脉冲平滑连接成接近正弦波的交流电。以及交流异步电动机。
1.2 PWM控制技术要点
正弦波脉冲宽度调制是由控制电路按一定规律控制逆变器开关元件 (晶闸管) 的导通和关断, 从而在逆变器输出端获得一组等幅而不等宽的矩形脉冲波形来近似等效于正弦电压波, 在每个半周中, 脉冲的幅值相等但脉冲宽度不等, 脉冲宽度是按正弦形式变化的, 脉冲宽度必须与脉冲所对应的正弦波下的面积成比例。PWM控制电路主要包括函数发生器、电压/频率变换器、环形分配器、脉冲放大器、逆变触发器等。采用单片机即可实现PWM控制。
2 系统硬件结构
一编码器系统由S7-200PLC、安川G7系列3电平变频器、编码器、模型电梯以及外围电路组成。由于选用12V编码器, 硬件采用三极管放大电路作为PLC的驱动输入信号。变频器5端子公用5, 6, 9的3端子和PLC内部的COM端相连以确保PLC与变频器的公地。PWM信号端需要接一个最大额定电压是DC50V以上、额定电流时50m A以上的晶体管来驱动。
3 系统的组成和功能
3.1 系统组成
变频回路包括:刀开关、断路器、变频器、变频器下端的接触器、能量反馈单元。其中能量反馈单元组成一个柜。控制回路:主要由主PLC控制、辅PLC控制、触摸屏、继电器辅助控制、操作台构成。其中主PLC控制和辅PLC控制互为主备, 继电器辅助控制、主、辅PLC控制安装在同一个控制柜里, 触摸屏作为上位机安装在操作台上。编码器作为位置和速度反馈信号, 安装在电机和卷筒上。其中安装在电机上的测速编码器信号反馈给变频器, 形成PG矢量控制。另一编码器信号反馈给PLC作出速度和位置运算。测速电机信号、油温油压信号及其它开关量信号进入PLC系统。
3.2 系统功能
3.2.1 行程控制功能
行程控制是由PLC系统完成, 主要将提升机的升降过程划分成不同提升速度要求的行程区间。根据每一行程区间的实际情况和不同速度要求变换变频器的速度给定值, 并形成闭环平滑地调节提升机的升降速度。行程控制不仅控制提升机整个升降行程过程的速度, 而且控制提升机的停车和制动过程。行程控制可以很好地防止提升机过卷、过放、脱轨和翻车等事故发生, 特别适合具有弯道和叉道的特殊斜井。
3.2.2 制动控制功能
提升机的正常制动有回馈制动、抱闸制动等方式。回馈制动的实现是在交-直-交电压型变频器的直流环节引入逆变环节。当提升机的实际运行速度高于给定运转速度时, 电动机相当于一台发电机, 直流环节电压升高, 给逆变器提供能量并回馈电网, 电动机自动运行在制动状态。以达到变频器准确停车的目的, 很好地防止机械冲击和快速下滑。抱闸制动一般在停车时使用, 当运行到停车位时, 行程控制器对变频器发出停车信号, 同时, 对抱闸制动器发出抱闸控制信号, 实施抱闸制动。当发生脱轨等事故时, 操作控制实行紧急抱闸制动。本系统采用的回馈制动方式, 在制动过程中, 提升机运行平稳, 并且将制动能量回馈到网, 有一定的节能效果。
3.2.3 变频器功能
变频器接收旋转编码器传来的速度反馈信号, 形成PG矢量控制, 实现电机的无级调速。本系统配置安川G7系列3电平变频器及安川能量回馈单元。安川G7系列变频器具有以下特点:可配置起重设备专用控制软件;3电平可抑制降低作用在电机上的冲击电压, 可以直接应用于各类异步鼠笼电动机;精确的力矩控制;失速防止功能、故障复位再试功能;加装应用旋转编码器和PG卡, 安川G7可实现全频域磁通电流矢量控制, 在0Hz (静止状态) 使电机保持150%输出转矩。
3.2.4 操作台的主要功能
操作台装有手动操作的主令控制器, 可手动调整制动力和绞车运行速度, 并配有手动和脚踏紧急制动开关, 当发生紧急情况时快速制动。
3.2.5 液晶触摸屏的功能
通过与可编程序控制器的通讯, 直观显示系统运行状态、故障状态、运行参数 (如显示绞车运行速度、提升容器位置、电动机电流和电压等) , 可显示全部开关元件的状态及各种故障、报警信息;可修改可编程序控制器改内部参数设置 (需有相应权限) ;具有密码保护功能, 可根据权限设置、修改操作员密码, 不同安全等级的操作员具有不同的操作权限。
4 结语
在井下利用提升机进行煤矿运输过程中, 我们对井下提升机的要求越来越高。不仅要求能够安全的运输, 还需具有可靠性和稳定, 其工作的可靠性和稳定性直接影响到煤矿企业生产的效率和安全。所以对矿井提升机的PWM变频调速控制系统的工作原理以及PWM变频调速控制系统的应用特点进行研究尤为重要。此外, PWM变频调速控制系统在井下提升机中的研究, 具有着良好的应用前景, 可被大多数煤矿企业所接受。
摘要：当前我国采矿行业发展迅速, 在矿井井下作业中, 提升机作为矿井运输物资的重要组成部分, 它是一种大型的提升物资机械装置, 其工作的可靠性和稳定性直接影响到煤矿企业生产的效率和安全。本文主要讲述的是矿井提升机的PWM变频调速控制系统的工作原理以及PWM变频调速控制系统的应用特点。
关键词：矿井提升机,PWM变频调速系统,应用
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PWM变频调速 篇4
关键词：交流提升机,双PWM,PWM整流器,SVPWM,DSP
0 引言
目前, 在我国矿井中使用的中小功率矿井提升机, 采用异步电动机转子串电阻调速交流拖动方式的约占70%。在提升机的工作中, 会有大量电能消耗在转子附加电阻上, 使系统运行的经济性变差, 造成严重的能量浪费。
如何实现提升机在运行过程中的节能降耗、提高效率呢?变频调速技术是提升机电控系统的控制性能得以改善的途径。而现在提升机电控系统中使用的大都为电压型交一直一交通用变频器, 整流部分为不可控整流, 能量不能实现双向传输, 当提升电动机减速运行、爬行时, 电动机处于再生发电制动状态, 再生的电能将通过逆变电路的反并联二极管输送到直流侧的滤波电容上, 从而产生泵升电压。过高的泵升电压可能损坏像IGBT等耐压值低的开关器件、滤波电容, 甚至会击穿电动机绝缘, 从而使电控系统的安全受到威胁。
本文提出的基于DSP的双PWM变频调速系统方案能很好的解决处于发电状态的提升电动机的能量回馈问题。本文设计了双PWM变频调速系统的主要硬件电路及核心软件流程图, 并且通过仿真试验验证了PWM整流器具有动态响应速度快、输出直流电压稳定性高、功率因数高等优点;对矢量控制的PWM逆变器进行仿真研究, 仿真结果表明系统具有启动性能好、稳态性能好和抗干扰能力强等优点。
1 双PWM主电路的结构及原理
在双PWM变频调速系统中, 整流部分和逆变部分均采用PWM技术, 可实现提升电动机再生能量回馈电网, 实现电源和电动机间的能量双向流动, 实现提升电机的四象限运行[1]。此主电路非常适合提升机的控制, 使提升机电动机在起动、加速、等速、减速、爬行等环节均能实现自动运行。另外在罐笼或箕斗下放电动机反转时, 能实现电机四象限运行, 实现再生能量向电网回馈, 实现整个系统的节能降耗。双PWM主电路拓扑结构如图1所示。
在双PWM交流变频调速系统中, 整流与逆变部分均采用PWM技术。电压空间矢量PWM (SVPWM) 控制策略是依据空间电压矢量切换来控制变流器的一种新型控制策略[3]。与一般的SPWM相比较, 提高了整流器的功率因数, 提升机电动机的动态响应性能和逆变部分输出交流电的性能, 从而减小了提升机电动机的转矩脉动等。另外, 空间矢量切换易于实现数字化。
2 双PWM变频调速系统的硬件设计
2.1 双PWM变频调速系统总体设计
以TI公司的TMS320F2812型DSP为控制核心构建双PWM变频调速系统, 其框图如图2所示。
系统的主电路包括交流侧电感、直流侧电容、整流桥、逆变桥及交流电动机等部分。本文将从系统的主电路、控制电路、采样及同步电路、故障保护电路及电源电路分别对硬件进行分析设计, 其中以PWM逆变器为设计重点。
2.2 系统主电路设计
本文设计的双PWM变频调速系统用于控制矿井提升机, 设提升电动机参数为:电动机型号:Y3-200L1-2;接法:Y接;nN=2 970 r/min, UN=380 V, IN=55.4 A, PN=130 k W, f=50 Hz。
2.2.1 功率开关器件选取
逆变开关器件的选择与整流器的输出电压等级及输出功率有关。输出电压在560 V左右的整流器, 逆变开关器件可选IPM器件;输出电压在1 000 V左右的整流器, 逆变开关器件可选IGBT器件;输出电压在4 000 V左右的整流器, 逆变开关器件可选IGCT器件。本设计整流器输出电压为vdc=3Es=3×220=660V, 故选IGBT器件。
IGBT正反向峰值电压为
考虑2~3倍的安全系数, 则IGBT的正反向峰值电压应为
电网侧电流的峰值为
考虑2~3倍的安全裕量, 则IGBT的电流定额应为
考虑煤矿电源的实际状况及市场供货情况, 根据IGBT器件手册, 本设计选取集电极-发射极电压UCES=1 700 V, 集电极通态电流IC=1 000 A的BMS1000GB170DLC型号的IGBT。
2.2.2 驱动电路设计
为解决IGBT的可靠驱动问题, 惠普生产的HCLP-316J, 有过流保护、欠压保护和IGBT软关断的功能, 且价格相对便宜, 因此, 本文将对其进行研究, 并给出1 700 V, 1 000 A IGBT的驱动和保护电路。HCLP-316J构成的IGBT驱动电路如图3所示。
2.3 控制电路的设计
2.3.1 上位机与DSP通讯接口
本系统利用DSP的SCI接口实现与上位机通讯功能, 串行通信模块由MAX232D作为通讯转换芯片构成。MAX232D内具有两对接受和发送器, 因此只用一片就可以完成通讯电平转换, 接口电路如图4所示。
2.3.2 电流检测电路设计
选用霍尔电流传感器, 工作电压为±12 V, 输入输出比为1 000∶1。由于霍尔是弱电流信号输出, 因此需要先把霍尔电流信号转化为电压信号, 再经过滤波电路与放大电路处理, 又由于霍尔输出的是双向电流信号, 而TMS320F2812中的A/D转换器输入信号为0~+3.3 V电压信号, 因此需增加电平偏移电路。设计中先将霍尔传感器输出的电流信号通过电阻转化为电压信号, 然后采用低通滤波电路滤除电流反馈中的噪音纹波, 接着用+3.3 V基准电压信号把正负电压信号变换为单极性电压信号以满足F2812的需要。另外还设计了由二极管构成的限幅电路, 为了防止输出电压出现过高或过低的波动。图5是实现A相电流采集的电路原理图。
2.3.3 电压检测电路的设计
电压检测电路主要作用是用于PWM整流器电压外环的电压反馈。仍然使用LEM电压传感器实现直流侧电压的检测。选择莱姆 ( (LEM) 公司的型号为LV28-P的电压传感器, 可用来测量直流、交流及脉冲电压。LEM电压传感器的输出, 经过第一级低通滤波, 第二级比例放大环节把电压信号再放大。为了避免出现电压过高或过低情况, 仍设计了二极管构成的限幅电路来进行限幅。最后由DSP的A/D转换器编程二进制数据, 读入寄存器。电路如图6所示。
2.3.4 电机转速和位置检侧电路
本设计采用欧姆龙公司的型号为E6BZ-CWZ6C的旋转编码器, 它有三路输出, 分别为A、B、Z三相;其中A与B用于测速, A、B相的相位差为90度, 每转一圈有1 500个脉冲输出;Z相为每转一圈有一个脉冲输出, 主要用于伺服控制系统中的定位。如图7所示, 旋转编码器的A相输出先经过6N136高速光耦隔离后, 然后再经处理后接到TMS320F2812的QEP1引脚, 同样B相信号接到QEP2引脚。
2.3.5 提升机故障保护电路设计
当系统出现过流 (OC) 、过卷、过电压和欠电压、深度指示器失效、闸间隙过大、松绳等电控系统中任何一种故障时, 必须把各种故障信号经过逻辑处理后与DSP的PDPINT管脚相连, 当PD⁃PINT收到低电平故障信号时, DSP将做出相应中断处理, DSP发出信号立即封锁PWM输出及停止系统运行。整体系统保护电路框图如图8所示。
2.3.6 同步电路设计
PWM整流部分的控制中需得到与电网电压同频同相的三相交流电流指令信号作为同步信号, 因此必须通过同步电路获取电网电压的频率和相位。同步信号的获得主要有过零检测方法、锁相环技术获取及“虚拟转子法”获取三种方法, 其中以过零检测方法最为简单, 本文采用过零检测方法来实现同步功能。电路设计如图9所示。电压传感器CS10m A-P输出的交流电流信号通过电阻转换成与所测交流电压同频同相的交流电压信号, 经过过零比较电路输出脉冲信号, 进入DSP TMS320F2812的捕获 (CAP) 单元。通过脉冲信号上升沿的检测, 获得相位同步信号, 测量脉冲信号上升沿两次的间隔时间, 可获得电网频率。
3 双PWM变频调速系统的软件设计
3.1 总体软件设计
软件主要由两部分构成: (1) 上位机监控与显示程序; (2) 下位机的系统运行控制程序。上位机主要功能是系统参数的设定, 包括设定转速给定值以及接收下位机上传的当前速度信号;同时为电流电压波形的实时显示作好准备。下位机控制软件包括主程序、三个中断服务子程序。主程序主要负责DSP系统及各个变量的初始化、开串行中断进行上位机参数设定以及转速、频率的实时显示, 流程图如图10所示。三个中断服务子程序包括:通信中断服务子程序、定时器T1下溢中断服务子程序和故障显示中断服务子程序。
定时器T1下溢中断服务子程序主要内容为:系统整流侧包括:同步 (过零检测) 、A/D采样、坐标变换 (3s/2s, 2s/2r及其反变换) 、PI调节和SVP⁃WM波形生成模块等几个子程序。逆变侧包括:A/D采样、坐标变换 (3s/2s, 2s/2r及其反变换) 、速度PI计算及调节、转子磁通及电流模型计算、励磁和转矩电流PI调节和矢量控制方式的SVP⁃WM波形生成模块等几个子程序。所有整流侧和逆变侧控制的实现均在进入定时器T1下溢中断后完成。主要程序流程图如图11所示。
通信中断服务子程序的主要任务就是: (1) 接收来自PC机设定的电机参数和上位机给定转速; (2) 传递当前转速信息给PC机。其程序流程图如图12所示。
故障显示中断服务子程序的主要任务就是:当提升控制系统出现各种故障时, DSP发出故障中断信号, 封锁PWM信号, 并且显示“ERR”, 以便于及时的保护系统, 使损失减小到最低。程序流程图如图13所示。
3.2 SVPWM波形的实现
本设计的调制方式采用电压空间矢量法 (SVPWM) [4], 它的主要原理就是通过合理组合变流器的开关状态, 获取实时的参考电压Vref, 将电压空间矢量加到电机上时将产生幅值恒定、以恒速旋转的定子磁链空间矢量, 且定子磁链空间矢量顶点运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场。其软件流程如图14所示。
3.3 过零检测
过零信号由TMS320F2812的CAP单元捕获。其具体过程如下:当电网交流电压信号经过从负到正过零时, 同步电路的输出电平从低向高跳变, TMS320F2812中的CAP单元捕获到过零脉冲上跳沿, 引发过零中断, 进入过零中断处理子程序。在子程序中, 通过计数器得到两次中断间的计数值, 算出电网频率fs (ω) 。若电网频率满足:49.5
4 提升机双PWM变频调速系统的仿真研究
本设计主要对逆变部分进行仿真研究, 利用图16矢量控制仿真模型进行仿真。选用的三相鼠笼式异步电动机参数为:电动机型号:Y3-200L1-2;接法:Y接;n N=2 970 r/min, UN=380 V, IN=55.4 A, PN=130 k W, Lir=0.8e-3 H, Lm=34.7e-3 H, f=50 Hz, J=1.622 kg·m2, Rs=0.087Ω, L1s=0.8e-3H, Rr’=0.228Ω。仿真模型进行两个方面的实验:1) 给定频率变化时的对系统性能进行实验测试;2) 对负载变化时的系统性能进行实验测试。实验得到的测试波形包括定子线电压及线电流波形;电动机的电磁转矩和转子转速波形。
(1) 在空载起动时给定速度ω=30 rad/s时的电压、电流、转速、转矩波形 (仿真开始时间0, 结束时间1.5 s) , 如图17所示。
(2) 在t=0.5 s, 对应给定速度ω=25 rad/s跳变到ω=125 rad/s;在t=2 s负载转矩100 N·m突加150 N·m (仿真开始时间0, 结束时间3 s) , 如图18所示。
(3) 在t=0.5 s, 对应给定速度ω=30 rad/s跳变到ω=125 rad/s;在t=2 s负载转矩100 N·m突减50 N·m。 (仿真开始时间0, 结束时间3 s) , 如图19所示。
以上仿真实验结果表明:本文设计的变频调速系统是成功的, 利用矢量控制算法的可获得优良的系统动态特性和优良的抗干扰特性;矢量控制方式的使用, 实现了励磁电流与转矩电流的独立控制, 使系统具有了良好的起动性能、稳态性能及抗干扰性能, 其电流、转速、转矩波形和直流电机的相应波形基本一致, 系统完全可达到直流电动机的调速性能。
5 结论
针对目前在中小功率矿井提升机电控系统存在的能量浪费严重、谐波污染大等缺陷, 本文提出了基于DSP的双PWM变频主控系统, 设计了系统的主要硬件电路及和核心软件流程图。通过MATLAB仿真软件对其进行了仿真实现, 验证了采用SVPWM控制方式的PWM整流器与PWM逆变器构成主电路的可行性与优越性。
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基于PWM调速的变流量喷药系统 篇5
国内传统的喷药机大多都是采用汽油机或直流电动机带动离心泵运转,从而使得泵吸取药箱内的液体,经过过滤后再通过喷头把液体喷射出去。汽油机通过控制离合器使得喷药机喷药或停喷,不适合频繁启动和停止,一般在作业结束前喷药机维持运转。这样在不需要喷药时,汽油机运转会造成很大的能源浪费,而且噪音大,现在用得越来越少。
采用电池供电的直流电机运转噪音较小,喷药机通过闭合和切断电池与电机之间的电路,控制电机的转动和停止,以达到喷药与否的目的。这种喷药机没有专门的控制系统,喷药控制简单,但药物的流量和剂量不可控制,工作启停对电流冲击大,开合处易产生电弧,可靠性差。
国外的喷药机做得比较成熟,有专门的控制箱,采用了微处理器控制喷药作业,并可以设置不同的工作模式:一种是点动喷药,一种是间歇性循环喷药,且可以调节时间,以确定周期中喷药间隔之间的时间比,并加装了流量传感器,可以检测出一定时间内喷药机喷出的药剂量,但价格比较昂贵,不适合在农村推广和使用。
1 喷药流量的控制方法及实现
控制喷药流量最原始的方法是在不改变离心泵转速情况下(水泵恒速运行)调节泵出口阀门的开度,其实质是通过改变管路特性曲线的位置来改变泵的工况点,如图1所示。水泵特性曲线Q—H与管路特性曲线Q一Σh的交点A为阀门处在一定位置时水泵的工况点。关小阀门时,管道局部阻力增加,水泵工况点由a向左移至b点,流量相应减少。
通过调节阀门开度来控制流量时,水泵本身的供水能力不变,扬程特性不变,但是管阻特性将随阀门开度大小而发生变化。
采用这种方法的优点是操作简便,流量连续,可以在某一最大流量与零之间随意调节,且成本低,适用面广。缺点是以消耗离心泵的多余能量(如图2阴影部分)来维持一定的供给量,而且工作效率低,能量浪费大。
通过调节水泵转速,可以使得水泵工况点尽量接近高效区。当水泵的转速改变时,阀门开度保持不变,管路系统特性保持不变,但供水能力和扬程特性随转速而改变,如图2所示。图2中,a为水泵平衡工况点,通过降低转速,流量减小,工况点移至b,水泵运行效率仍然很高。如果采用阀门节流的方法来调节,则工况点为c,泵的效率明显下降。由图2可见,在需要流量小于额定流量的情况下,调节速度后的扬程比阀门节流小,所需实际功率也比阀门节流小。图2阴影部分表示采用调速调节流量所节约的供水功率。与阀门节流相比,调速的节能效果明显,离心泵的工作效率更高。
基于 PWM调速的变流量喷药系统采用脉宽调制技术调节电机的运行速度,电机与泵连轴运行,从而控制喷药流量。试验中,采用了调节频率和调节占空比两种方法,但是试验表明,频率的调节对电机运行的平稳度有很大影响。最终,采取了调节供电电压占空比的方法。
2 系统构成及功能实现
本系统主要由电动机、离心泵、药桶、手推车架、胶管、可调喷枪、过滤器、吸液管、蓄电池和控制箱等组成。其中,控制装置包括固体继电器、液晶显示器、控制器、控制按钮按键和其他外围设备,系统机构图如图3所示。系统设置了两种工作模式,分别为点动喷药模式和间歇性喷药模式,可以通过控制按钮任意切换。
调节两个电位器(周期模式下一个为导通的时间,另一个为关闭的时间)的位置,将引起电压信号的变化。电压信号在经过AD转换后,将数字量输入单片机,同时将设定值显示到液晶屏上,从而使得当调节设定时间时可以使得单片机获取延时设定值,可以直观看到数值的变化。
当模式切换按钮未按下时,系统默认为点动喷药模式;当按下点动按钮时,系统立即闭合负载电路,系统开始喷药作业;同时,定时器启动定时,并实时在液晶上显示喷雾工作已经耗费的时间。时间最大值设定为1000s。如果点动持续时间超过1000s,显示时间值会自动复0,然后重新开始计时,即1000+Xs。
松开点动按钮时,并不是马上切断负载电路,而是经过原先设定的时间后才切断电路。如果在喷药工作还未停止时,再次按下按键,定时器会重现开始计时,直到计满设定的时间,切断负载端电路。这样避免了对电机在短时间内的频繁启停,对电机起到一定的保护作用。
点动工作时,如果将延时时间设置为0(即没有延时),那么系统相当于直接控制普通的继电器,使之可以即时接通和断开负载(电机和泵)。
电机运转后,控制器打开三通电磁阀,电机带动离心泵转动,离心泵形成负压,促使药液从药桶通过单向阀进入管道。由于药液中可能存在较大的颗粒或其他杂质,液体首先进入过滤器,将里面的杂质过滤掉,避免其堵塞管道和喷头,最后液体以一定的速度喷入喷头,使之喷出后呈雾状散开。如果三通电磁不打开,则药液通过电磁阀的另一通道回到药箱中。
为了防止电机停转后管道内药液回流,在进出泵的两侧管道加入了止回阀。如果管道内液体回流,管道中就会产生空气柱,影响离心泵抽取液体,从而影响喷药工作。特别在周期模式喷药过程中,管道中的空气会直接影响下一周期的喷药。因此,如果管道中有空气,可以预先使得电机运转,排掉管道中的空气,从而使得药液充盈整个管道。
当模式切换按钮按下时,系统认定为间歇性循环喷药模式。系统首先采集两个AD转换值(电位器),获得用户需要设定的喷药工作时间和间歇时间;然后根据设定时间,循环控制继电器的导通和闭合,从而使得喷药机周期性地工作或停止。这样,喷药机在一段时间内向外喷药,在另外一段时间休息。
在间歇性循环模式工作期间,如果通过电位器调节时间设定值,液晶屏上会刷新显示更新的时间,但是在调节的当个周期内,控制器不会根据更新的时间值而改变本次的工作循环,而是在进入下一个循环后,系统才会改变周期(即当次改变在下次生效)。
3 系统软件设计
控制器软件主要完成电机控制模块的占空比调节,LCD显示,接受电位器(通过A/D转换)输入,实现电机平稳运行、继电器和电磁阀的控制等几项功能,包括主程序、PWM调节子程序、定时器TO中断服务程序以及LCD显示子程序等。主程序流程如图4所示。
PWM调节子程序根据用户对流量的需求,采用控制器内部的定时器精确计时,从而获取实际的占空比,调节脉冲宽度,控制喷药量。LCD子程序用于在液晶上显示当前喷药系统所处的喷药模式,运行开通和关闭时间,直观显示。
系统软件编制采用定时器定时中断延时,不使用软件延时,时间控制精确,且不占用CPU。CPU 在非中断时间内处理其他事件,只有到了中断时间,才驱动电机运转或使其停止。本系统中断服务程序流程见图5所示。
4 流量控制试验
4.1 流量的检测
离心泵在实际运行过程中会受到机械振动、管路系统特性改变、流体的粘度变化以及药箱内液面下降等各种因素的影响,离心泵瞬间的流量也不会相同。其对于时间的函数Q(t)为
∫Q(t)dt=V(t) (1)
Q(t)=dV/dt (2)
为了减小流量测定的误差,采取了设定不同的时间重复测量喷出药液量的方法。以占空比(B)0.5为例,设定喷药时间分别为0.5,1,1.5s.......直至12s,每次设定好时间(如1s)后,离心泵重复喷10次,收集每次喷出的液体,并测出每一次喷出液体的体积。再将10次所测得的药液量取平均值,得到在该段时间(如1s)内泵喷出的液体体积。
依次得到在其他时间段内喷出的液体体积,这样就可以获得在占空比为0.5的前提下一组不同时间的喷药量数据。将采样的数据进行曲线拟合,结果如图6所示。
得到其关于时间的函数为
V(t)=19.5t+3.1 (3)
由图6可知,泵喷出液体体积与时间有着良好的线性关系(相关系数达到0.99)。这说明,在系统运行过程中稳定性比较好。由式(3)可知,对V(t)求导,以其导数值19.5作为本次试验的流量,可以显著地降低各种测量误差。根据这种方法,便可得到其他不同占空比下的流量。
4.2 流量与占空比的关系
为了获得流量与占空比的关系,试验中一方面要排除其他外界因素的干扰,另一方面通过重复测量提高精度。
通过不同占空比的试验(13组),得到喷药系统每次的流量,经过数据处理后的结果如表1所示。
通过对结果进行曲线拟合,曲线如图7所示。
拟合得到流量与占空比之间的函数关系为
Q=-299.9B2+322.8B-84.3 (4)
可见,离心泵的流量是关于占空比的二次曲线。一旦占空比确定,其喷药的流量也就基本确定。
从图6可以看出:当占空比较低时,模块提供的等效的电压比较低,电机驱动力小,转速太低,泵几乎抽不出任何药液(甚至打不开单向阀),所以在占空比小于0.35时,其流量为0;当占空比大于0.35后,泵在一定转速下,抽取药液,并通过管道将之喷射出去;随着占空比提高,流量不断增加,并且增加的速度在加快;当占空比大于一定值后,虽然流量有所提高,但增长的速度减缓;当泵和电机达到极限工作点,随着占空比再提高,流量将不会再有明显的增加。
5 结束语
对系统性能的测试中,考虑了多种因素对流量的影响,发现药液的粘度(主要是农药)、管道的特性和液面高度等均不是影响流量的主要因素。通过流量控制试验发现,变量喷药系统的流量与占空比之间存在着对应的关系,通过控制器设定相应的占空比,就可以获得实际需要的流量大小,有效地解决了传统控制中流量控制与能量浪费的矛盾。另外,变流量喷药系统通过调节占空比控制流量,避免了使用价格昂贵的流量传感器(流量传感器误差也很大),有效地降低了成本,满足当前农业变量喷药的要求,适合当前农村的推广。
摘要：针对目前便携式和手推式喷药机的不足,设计了可变流量的喷药控制系统。采用控制器调节PWM,控制电机转速,从而控制喷药系统的流量,实现根据实际需要对喷药流量的精确控制。在相同试验条件下,通过设置不同占空比和频率,做了流量的相应试验。试验和实际运行结果表明,该系统运行可靠,自动化程度高,有利于对喷药技术的改进,适用于便携式喷药机和手推式喷药机。
关键词：变流量喷药,离心泵,PWM,MATLAB
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双PWM变频器能量回馈单元的研究 篇6
关键词：变频器,能量回馈,双,PWM,变频系统,PWM,整流器
变频器在当今的工业中应用越来越广泛,但普通变频器的缺点也逐渐暴露了出来。普通变频器采用电阻制动的方法将电动机产生的再生能量消耗在电阻上,这样能量被浪费,同时制动电阻产生的大量热量也形成了安全隐患,所以可靠的能源回馈制动单元将发挥重要的作用。双PWM变频器具有较好的能量回馈功能,相对于普通变频器功率因数得到了提高,减少了谐波对电网的污染,使能量可以在电网与系统之间双向流动。
1 双PWM系统的工作原理①
当电动机处于拖动运行状态时,电网的能量经过变频器,变频器的整流部分在PWM控制方式下工作在整流状态,逆变部分工作在逆变状态,最终向交流电机输出频率与幅值可调的正弦电压信号[1],实现系统的变频调速。
当电动机处于减速运行状态时,产生的再生能量经过变频器的逆变部分再经过整流部分,最终回馈到电网。逆变部分工作在整流状态,整流部分在PWM控制方式下工作在有源逆变状态。回馈到电网的电流为与电网相电压相位相反的正弦波,系统的功率因数约等于1,相对于普通变频器功率因数得到了提高[2],减少了谐波对电网的污染,使能量可以在电网与系统之间双向流动。
2 能量回馈单元的分析研究
双PWM整流器是由PWM整流部分和PWM逆变部分组成的,其中能够实现能量双向流动的关键在于其PWM整流部分[3],也就是说能量回馈单元,具体就是指PWM整流单元。
PWM整流部分的拓扑结构如图1所示,主电路由交流回路、功率器件、直流回路组成,起到最关键的能量回馈的部分功率器件由6个IGBT(V1~V6)和6个二极管(VD1~VD6)组成,交流回路包括网侧电感L和交流电源e,其中L的主要作用是消除电网侧电流谐波直流回路,主要由直流电容C和负载电阻R组成。
2.1 能量回馈单元的控制技术
使PWM载波频率不变,调制波选为电流偏差信号,就是一般所指的固定开关频率PWM电流控制方法[4]。在两相旋转坐标系下固定开关频率PWM电流控制方法可以对无功电流和有功电流分别进行控制,所以对它们的解耦控制也更加容易实现,同时也提高了控制系统的稳定性。
图1中整流部分在三相静止坐标系下的数学模型为:
整流部分的空间电压矢量描述了其交流侧相电压(uao、ubo、uco)在复平面上的空间分布,由式(1)易得:
2.2 能量回馈单元的控制设计
电流内环基于双相旋转坐标系设计,由以上坐标变换后的数学模型可以看出,d轴和q轴之间的变量互相耦合,因此需要采用前馈解耦的方法设计控制器,选用PI调节器,其控制方程如下:
其中Kip、Kif为电流环比例调节增益和积分调节增益;id*、iq*为id、iq电流的指令值。式(4)说明前馈控制算法使电流内环id、iq实现了解耦控制[5]。图2体现了公式(4)中电流环和电压环的共同作用。
3 能量回馈单元的硬件和软件设计
双PWM变频调速系统能量回馈单元的设计如图3所示。系统需要同步信号、输入电流信号和输出电压信号,DSP检测到这些信号进行紧密的运算,再输出12路PWM控制信号,其中6路控制整流器,其余的控制逆变器,从而实现变频调速。
控制策略为SVPWM技术。根据需要选择的控制芯片是DSP IMS320F2407,在DSP内可以实现坐标变换、数模转换、产生SVPWM波形及数字PI调节等工作,也就是可以内部实现双闭环控制,即电流环和电压环。同时DSP可以使系统整体体积缩小,在较少成本的同时可以实现实时控制。实现软件产生波形需要设置电压矢量Vout所在的扇区和各矢量的作用时间[6]。
能量回馈部分采用的是PM600CLA060型IPM智能模块,其额定电流600A,耐压值为600V,满足设计要求。
3.1 电流采样电路
霍尔电流传感器满足检测电流所需要的速度快和精度高的要求。首先选择霍尔电流传感器DT50-P,其原边电路即PWM整流部分的交流侧与电流传感器的输出端是电隔离的。交流侧的电流要经过霍尔传感器,然后经采样电阻转变为-5~0V的电压信号。DSP要求输入的信号电压为0.0~3.3V,而霍尔传感器以-100~+100m A的交流电流作为输出信号,为了满足DSP的输入要求,设计了如图4所示的电流调节电路。
3.2 电压采样电路
直流电压的检测采用的是LEM公司的LV100电压传感器,LV100为采用霍尔效应的闭环电压传感器,原边与副边有较好的电隔离,测量的电压范围在100~2 500V之间,原边的额定电流有效值为10m A。检测量经过电阻转换成电压量。
和3.1节提到的霍尔电流传感器采样电路一样,电压采样电路也需要采样电阻,这里取原边与副边的变比为1∶5,霍尔电压传感器原边的额定电流有效值为10m A,所以副边的额定电流有效值为50m A,采样电阻为80kΩ,则副边采样电阻为150Ω,原边电压为800V时,副边电压为7.5V。采样得到的电压需要经过调节电路之后,再传入DSP的A/D单元。电压采样调节电路如图5所示。
3.3 同步信号采样电路
在DSP控制过程中,需要参考同步信号,所以电网电压的同步信号显得尤为重要[7]。在考虑系统设计要求不高的前提下,笔者采用过零检测来实现同步信号的功能,其采样电路设计如图6所示。
4 仿真结果
基于MATLAB/Simpower Systems进行仿真,PWM整流器交流侧的交流电源线电压为600V、60Hz,短路电容为30MVA;直流侧负载为200k W,直流电压为500V,仿真算法为ode23tb,为了观察方便仿真时间设为0.2s。
图7所示为交流电压和交流电流波形,PWM整流器在运行时所输入的电流波形近似为正弦波,其电流与电网电压同相位,实现了功率因数为1的控制效果。图8所示为调制度、d轴电流和q轴电流波形,图9所示为PWM整流器交流测电压波形,图10所示为PWM整流器直流测电压波形,图11所示为再生制动时的输入电压电流波形。
从仿真结果可以看出,PWM整流器在运行时,交流侧的电流和电网电压同相位,功率因数几乎为1。输出响应也很快,由图10可以看出,其响应时间小于0.01s。PWM整流部分在将再生能量回馈回电网时,其电压和电流波形是相位相反的正弦波,较好地实现了高功率因数的逆变运行。
5 结束语
PWM变频调速 篇7
基于高压大功率器件 (3.3 kV, 4.5 kV及6.5 kV的IGBT和IGCT) 的中压大功率两电平和三电平变频器 (PWM整流和逆变器) 传动已在金属轧制、矿井提升、船舶推进、机车牵引等领域得到广泛应用, 其特点是:
1) 属于工艺调速, 不调速便不能生产, 没有旁路变频器, 电机直接接电网恒速工作要求;
2) 采用专用电机, 电机额定频率和电压依照工艺要求和充分利用开关器件要求设计, 往往与电网不同, 常用电压等级有2.3 kV, 3～3.3 kV, 4.16 kV等, 频率往往低于50 Hz;
3) 多数要求回馈制动, 4象限工作;
4) 要求高性能调速, 快速响应。
随器件电压升高、功率加大, 开关损耗随之加大, 为提高装置输出功率要求降低PWM的开关频率。图1示出EUPEC 6.5 kV 600 A IGBT的最大输出电流有效值与开关频率的关系曲线[1], 从图1中看出在输出基波频率f1=5 Hz时, 开关频率fs从800 Hz降至200 Hz, 输出电流大约增加一倍。
随开关频率fs降低, 每个输出基波周期 (1/f1) 中的PWM方波数 (频率比FR=fs /f1) 减少, 以输出基波频率f1=50 Hz为例, 若fs=200 Hz 则FR=4, 每个输出基波中只有4个方波 (三电平变换器为8个方波) , 再采用常规的固定周期三角载波法 (SPWM) 或电压空间矢量法 (SVPWM) 产生PWM信号, 则输出波形中谐波太大, 无法正常工作。
要想减小谐波, 必须采用新的PWM策略, 它们应满足下列要求:
1) PWM方波应与基波同步且对称。同步指每个基波周期中的PWM方波个数为整数, 即FR=整数, 这就要求在一个基波周期中SPWM三角载波周期数或SVPWM采样周期数是整数, 载波或采样周期长度需随基波周期的变化而变化。对称指方波波形在基波的1/4周期中左右对称 (1/4对称) 及在基波的1/2周期中正负半周对称 (1/2对称) , 这就要求SPWM法中三角载波的频率和相位或SVPWM的采样频率和时刻跟随基波频率和相位变化而变化。常规的SPWM或SVPWM周期固定, 不随基波周期和相位变化而变化, 所以它们是异步且不对称的PWM。异步PWM会产生非特征的次谐波 (它的频率不是基波的整倍数) , 同步但不对称PWM的谐波总畸变率比同步且对称高许多 (参见图2) [2]。
2) 在同步且对称的基础上, 釆用优化PWM策略减小谐波。常用的优化PWM策略有两种:电流谐波最小法 (CHM-PWM) 和指定谐波消除法 (SHE-PWM) 。采用同步且对称的调制策略后, 在PWM输出波形中将只含5, 7, 11, 13, 17, …等次特征谐波。若在1/4输出基波周期中有N次开加关的过程, 采用SHE-PWM法后将消除N-1个特征谐波[3]。CHM-PWM的目标不是消除某些谐波, 而是追求电流所有谐波的总畸变率THD (%) 最小。本文将在第2和3节中分别介绍这两种方法。图3示出在开关频率为200 Hz时, 按常规SVPWM和按CHM-PWM得到的三电平逆变器电流波形图[4]。从图3中看出, 在低开关频率时优化PWM效果明显。
采用同步且对称的调制策略, 要求SPWM法中三角载波的频率和相位或SVPWM的采样频率和时刻跟随基波频率和相位变化而变化。对于V/f控制系统, 这要求较容易实现, 因为它大多工作于稳态, 可以一个基波周期更换一次三角载波或采样频率, 且该系统不要求基波相位突变。对于高性能系统, 例如矢量控制系统, 它的基波频率和相位随时都可能变化, 要想实现同步且对称很困难, 因为三角载波或釆样的频率和相位突变将引起PWM波形紊乱, 导致装置过流, 特别是优化PWM, 因为它在一个基波周期中的开关角事先离线算好並存在控制器中, 供工作时调用, 中途更换被调用的开关角会扰乱系统。如何既釆用优化PWM策略, 在低开关频率下获得较小谐波, 又能使系统具有快速响应能力, 是高性能的中压大功率变频器研发的一大难题。从文献中看到两种解决办法:一种是定子电流轨迹跟踪法[5];另一种是定子磁链轨迹跟踪法[1,4]。后一种方法是前一种方法的改进, 本文将在第4节中介绍该方法。
高性能调速系统多采用矢量控制, 它把定子电流分解为磁化分量id和转矩分量iq, 经两个直流电流PI调节器实现解耦。开关频率降低导致PWM响应滞后, 破坏解耦效果, 使id和iq出现交叉耦合。图4示出i*q阶跃响应波形图, 从图4中看出在iq增加期间id减小, 存在交叉耦合。在调节器设计时, 常引入前馈解耦补偿环节来消除电流环控制对象中存在的耦合, 在低开关频率下, 这补偿虽有一定效果, 但耦合仍严重 (图4b) 。本文第5节介绍了一种基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统, 它可以解开由低开关频率带来的耦合。
上述方法效果很好, 也在2 MW系列产品中得到应用和验证, 但很复杂, 是否有更简单的好办法, 希望大家讨论, 提出改进建议, 这是本文的目的。
对于同步且对称PWM, 随基波频率f1降低, 开关频率fs (载波或采样频率) 也随之降低, 为了不使fs过低, 在fs降至一定值后就要增大一个基波周期中采样周期个数 (FR值) ——分段同步。随FR加大和调制深度M减小, 同步优化PWM和异步PWM的谐波总畸变率间的差别越小, 为简化系统, 在M<0.3后, 可以从同步优化PWM改为异步PWM[4]。
2 电流谐波最小PWM策略 (CHM-PWM) [2,6]
CHM-PWM是同步、对称、优化PWM策略中的一种, 它的目标不是消除某些谐波, 而是追求电流所有谐波的总畸变率THD (%) 最小。在控制原理中把能使目标函数为极值 (最大或最小) 的控制称为“最优控制”, 所以在某些文献中把CHM-PWM称为“最优PWM”。电流谐波总畸变率THD (%) 的定义是
undefined/I1 (1)
undefined
式中:Vn为PWM去掉零序分量后相电压波形中第n次谐波的幅值;n为谐波次数;I1为基波电流幅值;In为第n次谐波电流幅值;ω为基波角频率;L为负载电感值。
按上式算出的电流总畸变率与电感值L有关, 计算不方便, 有建议改用“权总畸变率WTHD (%) ”[2]
undefined/V1 (3)
式中:V1为电压基波幅值。
THD和WTHD都是反映电流谐波大小的指标, CHM-PWM的任务是求解能使这二指标最小的开和关角度值α (α=ωt) 。由于同步且对称, 只需要算出第1象限1/4基波周期的α角值 (α= 0～π/2) , 其它3个象限的α值可以根据对称要求从第1象限值算出。开关的时刻t=α/ω=1/2πf1。
求解谐波最小的计算无法用简单的代数计算完成, 需要用遗传算法, 经过长时间反复迭代实现, 因此只能离线计算, 把事先计算的结果存于控制模式P (M, N ) 表中, 工作时调用。在P (M, N) 表中, 对应于每个不同的调制深度M值和不同的开关次数N值 (在1/4基波周期中的开加关次数) , 就有一组α值 (N个值) 。工作时, 依据PWM的输入电压给定矢量u*之幅值u*来决定调用哪组α值, 通过比较矢量u*之相位角αrg (u*) 与P (M, N ) 表中所调用角度值α来决定什么时间发开或关指令。CHM-PWM的框图示于图5[1], 图5中f1是基波频率信号, 用以把α角变换成时间t。
为简化CHM-PWM的计算, 在许多文献中都介绍了一种基于同步对称三角载波法的“准最优PWM策略”[6,7] (Suboptimal PWM) 。它的特点是在三相正弦调制波uR, uS, uT中加入3倍频零序偏置信号u0
u0=-[max (uR, uS, uT) +min (uR, uS, uT) ]/2 (4)
或 u0=0.25M sin (3ωt) (5)
式中:max (uR, uS, uT) 和min (uR, uS, uT) 为取uR, uS, uT 3个量的最大和最小值。
由上式得到3个准梯形参考电压urR, urS, urT (图6) , 用它们去和三角载波比较, 得到PWM信号。
以往也常用加入3倍频零序偏置的方法扩大载波PWM (SPWM) 的输出电压幅值, 但那时零序信号的幅值为0.167M, 它没有减小谐波的功能。Suboptimal PWM的零序信号幅值是0.25M, 既扩大输出又减小谐波。按此法得到的PWM信号和按遗传算法算出的结果很接近。
空间电压矢量法 (SVPWM) 已得到广泛应用, 它把每半个开关周期分为4段, T0, TA, TB和T7, T0和T7是零矢量时间, TA和TB是有效矢量时间 (下标A和B为1～6整数) , 在零矢量时间中T0和T7的分配不同, PWM输出波形中的谐波大小也不同, 在T0=T7时总畸变率最小[8]。在很多文献[6,8,9]中已证明, T0=T7 的同步对称SVPWM输出波形和Suboptimal PWM的输出波形完全相等 (波形的形状及各段持续时间相同) , 也就是说T0=T7 的同步对称SVPWM是Suboptimal PWM的另一种实现。
上述同步对称SVPWM和Suboptimal PWM的结论, 例如加3倍频零序偏置及两种PWM间的关系等, 是从两电平变换器推出, 但它们基本上也适用于三电平变换器 (依三电平SPWM实现方法不同而略有不同) [9]。
虽然同步对称SVPWM和Suboptimal PWM算法简单, 对于V/f开环系统可以在线实现, 但对于高性能系统要想随时随刻都满足同步且对称要求就不容易了。同步可从通过改变三角载波频率或SVPWM的采样频率实现, 对称则要求随时改变载波相位或SVPWM采样时刻, 会引起PWM波形紊乱, 导致过流。我认为对于高性能系统, 最好还是采用离线计算开关角度, 工作时调用的方法, 由于同步对称SVPWM和Suboptimal PWM简单, 离线计算工作量将比遗传算法大大减少。
3 指定谐波消除策略 (SHE-PWM)
SHE-PWM是同步、对称、优化PWM策略中的另一种。采用同步且对称的调制策略后, 在PWM输出波形中将只含5, 7, 11, 13, 17, …等次特征谐波。若在1/4输出基波周期中有N次开加关的过程, 采用SHE-PWM法后将消除N-1个特征谐波, 例如N=5 则第5, 7, 11, 13次4个谐波将被消除, 第一个未消除的谐波是第17次, 但幅值被放大, 原因是被消除的谐波的能量被转移到未消除的谐波中[3]。此法的原理在很多教科书中都有介绍, 本文不再重复。采用此法也需离线计算1/4基波周期的开和关角度α, 事先存入控制器, 工作时调用, 它的控制框图与CHM-PWM的框图一样 (同图5) 。
求解SHE-PWM的开关角要解N维三角函数联立方程, 也需反复迭代, 很麻烦。为简化SHE-PWM的计算, 在许多文献中介绍了一种基于解代数方程的近似SHE-PWM策略[6,10,11], 它的特点是把解N维三角函数联立方程得到的开关角α与基波电压幅值相对值u* (它也是调制深度M) 之关系曲线用代数方程来近似。
近似SHE-PWM策略有两种[11]:一种开关角只位于0～60°范围内, 它较简单, 但在u*>0.8时u*和α角间的线性关系将不存在, 不能用简单的代数方程来近似, 需要辅以修正措施;另一种开关角位于0～90°范围内, 它略复杂, 但u*的工作范围扩大至u* (M) ≤1.15。本文仅简单介绍第二种方法[11]。
在N=5和7时通过解三角函数联立方程得到的开关角α与M的关系曲线示于图7。
由图7看出αk=f (M) 基本上是直线,
若k=1 (第1个波前沿)
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若k=3, 5, … (PWM波前沿)
undefined
若k=2, 4, … (PWM波后沿)
undefined
其中
undefined
φ1=NT/2
φ2=T/4
按式 (6) ～式 (8) 很容易算出1/4基波周期的开关角。N=5的近似SHE-PWM电流波形及其频谱示于图8, 从该频谱图看出4个特征谐波 (5, 7, 11及13次) 被消除, 第一个未被消除的谐波是17次, 且幅值较大。
和Suboptimal PWM一样, 虽然近似SHE-PWM算法简单, 对于V/f开环系统可以在线实现, 但对于高性能系统要想随时随刻都满足同步且对称要求却不行。我认为对于高性能系统, 最好还是采用离线计算开关角度, 工作时调用的方法, 由于近似SHE-PWM简单, 离线计算工作量将比解三角函数联立方程大大减少。近似SHE-PWM从两电平推得, 对于三电平基本上也适用。
4 定子磁链轨迹跟踪控制
定子磁链轨迹跟踪控制用以解决在矢量控制系统中由于采用优化PWM策略而出现的问题, 使得在低开关频率时谐波又小, 系统响应又快。它的特点是在暂态根据期望的定子磁链矢量Ψss与实际的定子磁链矢量undefined之差d (t) 修正P (M, N) 表中的开关角, 避免PWM紊乱。
控制框图示于图9, 图9中上半部是基于查表的优化PWM框图 (同图5) , 下半部是开关角修正部分框图。根据P (M, N) 表中贮存的开关角信号算出期望的PWM输出电压波形uss, 再经积分得到期望的定子磁链矢量Ψss。实测的定子电流经电机模型得实际定子磁链矢量 (观测值) undefined。两个磁链矢量之差d (t) (矢量) 通过轨迹控制器 (trajectory controller) 产生三相角度修正信号ΔP。开关角度的变化带来PWM脉冲宽度变化, 导致变换器输出电压波形伏-秒面积变化, 电压伏-秒面积对应于磁链, 所以可以通过修正开关角来修正定子磁链轨迹, 使其实际矢量跟随期望矢量运动, 从而避免PWM波形紊乱。开关角度修正示意图示于图10, 图10中虚线为未修正电压波形, 实线为修正后电压波形, 阴影部分为伏-秒面积的改变。 (在某个采样周期Tk中, a相和c相有开关过程, 有修正;b相没有开关过程, 不修正) 。
使用的异步电动机模型有3种, 示于图11。图11a为静止坐标观测器, 受电机参数影响较大;图11b为全阶观测器, 动态响应较慢;图11c是混合观测器, 它的定子模型是降阶观测器, 转子模型是转子磁链定向模型, 性能较好。
在矢量控制系统中PWM输入电压矢量u*来自电流调节器输出, 含有噪声, 把它送至优化PWM, 将导致P (M, N) 错误切换和修正, 系统紊乱。解决的办法是借助电机模型建立一个能输出干净u*的“自控电机”。电机模型输入u*不来自电流调节器输出, 而是优化PWM输入, 模型输出一个干净的u*′信号, 又送回PWM输入, 这是一个自我封闭的稳态工作系统, 所有输出都是干净的基波值, 仅在接受输入扰动信号后才改变工作状态。优化PWM需要之干净的频率信号ωs.ss也来自“自控电机”。 (见混合观测器图11c和图12)
5 闭环调速系统
引入“自控电机”后系统不能调速, 必须通过外环加入扰动矢量ΔΨs才能改变原来的稳定工作状态。在文献[4,12]中介绍了一种基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统, 示于图12。外环由磁链调节器和转速调节器 (两个PI调节器) 组成。
磁链调节器的反馈信号是来自混合观测器的转子磁链实际值Ψrd (由于Ψrq=0, 所以Ψrd=Ψr) , 输出是定子磁链d轴分量给定Ψ*sd, 由于
undefined
所以转子磁链的控制不与q轴耦合。
转速调节器的反馈信号是来自编码器的转速实际值ω , 输出是定子磁链q轴分量给定Ψ*sq, 由于
undefined
所以在Ψrd恒定条件下, 转速和转矩的控制不与d轴耦合, 转矩和电流的限制由该调节器限幅实现。本系统沒有电流调节器。
Ψ*sd和Ψ*sq合成得定子磁链给定矢量Ψ*s, 与来自混合观测器的定子磁链实际基波矢量undefined比较后得定子磁链轨迹跟踪控制的扰动矢量信号ΔΨs。由于磁链轨迹跟踪控制的跟踪性能好, 能很快消除磁链误差ΔΨs, 使undefined, 从而消除交叉耦合, 实现磁链与转矩的分别控制。
为消除电机参数变化对系统影响, 在系统中引入2个参数补偿PI调节器, 它们的输入是ΔΨs, 输出与u*′信号 (“自控电机”输出) 叠加, 修改PWM输入矢量u*。由于电机参数变化缓慢, 这2个PI调节的比例系数P很小, 时间常数T大。
基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统已在30 kW样机和2 MW系列工业产品中得到验证。图13是磁链跟踪性能图, 磁链偏差经3个采样周期 (1.5 ms) 被纠正到零。图14是突加i*q的响应图, 从图13中看出, 虽然开关频率只有200 Hz, 但基波转矩电流iq1经3个采样周期 (1.5 ms) 达到新稳定值, 期间iq1只有微小变化, 说明解耦性能良好。图15是突加转速给定响应图, 经0.5 s转速从0 r/min加速到1 500 r/min, 超调很小, 加速期间转矩和转矩电流的限制性能良好。图16是电机从空载到额定负载的电流轨迹图, 响应快, 超调小。
6 结论
1) 为降低高压大功率器件的开关损耗, 增加变频器出力, 要求降低开关频率, 带来PWM波形谐波大问题。
2) 解决谐波问题的办法是采用同步且对称的优化PWM策略CHM-PWM或SHE-PWM , 但它们不适用于高性能系统。
3) 优化PWM策略不能直接用于矢量控制等高性能系统, 因为它在动态会造成PWM紊乱, 系统过流。本文介绍了一种既能减小谐波又能快速响应的磁链跟踪控制系统, 它基于优化PWM, 又有在动态修正开关角的功能。
4) 基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统解耦效果良好。
5) 磁链跟踪控制系统很复杂。本文目的:提出问题, 征求解决办法。
摘要：为加大中压变频器出力, 要求降低开关频率, 这就带来了PWM波形谐波大的问题。解决上述问题的办法是采用同步且对称的优化PWM策略, 介绍了CHM-PWM和SHE-PWM及其近似简化算法。优化PWM策略不能直接用于矢量控制等高性能系统, 因为它在动态会造成PWM紊乱, 系统过流。介绍了一种既能减小谐波又能快速响应的定子磁链轨迹跟踪控制方法, 它基于优化PWM, 又有在动态修正开关角的功能。为解决低开关频率对解耦的影响, 出现了一种不同于矢量控制的基于磁链跟踪之新闭环调速系统。
关键词：低开关频率,优化PWM,磁链轨迹跟踪控制,闭环调速系统
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PWM变频调速 篇8
关键词：STC89C52单片机,PWM,直流电机调速
1 引言
电力电子技术是以功率处理、电能变换为主要对象的现代工业电子技术, 以PWM控制为代表的数字化控制技术的发展和在电力电子技术领域的广泛应用使得电力电子技术产生了脱胎换骨的变化[1]。
PWM技术最初是在无线电技术中用于信号的调制, 后来在电机调速中得到了很好的应用[2]。在直流伺服控制系统中, 通过专用集成芯片或中小规模数字集成电路构成的传统PWM控制电路往往存在电路设计复杂、体积大、抗干扰能力差以及设计困难、设计周期长等缺点, 因此PWM控制电路的模块化、集成化已成为发展趋势[3]。近年来, 电气传动的PWM控制技术以成为电气传动自动控制技术的热点之一。
2 系统总体设计
系统由按键输入控制命令给单片机, 单片机经过判断和处理发出控制信号送给PWM控制模块, 从而经H桥驱动电路根据不同的占空比来控制直流电动机的转速, 并且经过光电编码器测速反馈给单片机与给定值比较同时采用LED数码管显示输出, 从而根据偏差值发出控制信号实现闭环控制, 构成系统框图如图1所示。
3 硬件系统设计
3.1 主控电路
主控芯片采用STC89C52单片机, 是一种低功耗、高性能CMOS8位微控制器, 具有8K在系统可编程Flash存储器。与工业80C51产品指令和引脚完全兼容[4]。片上Flash允许程序存储器在系统可编程, 亦适于常规编程器。在单芯片上, 拥有灵巧的8位CPU和在系统可编程Flash, 使得STC89C52为众多嵌入式控制应用系统提供高灵活、有效的解决方案。
3.2 PWM控制模块
在数控机床的直流伺服系统中, 速度调节主要通过改变电枢电压的大小来实现[5]。经常采用晶闸管相控整流调速或大功率晶体管脉宽调制调速两种方法, 后者简称PWM, 常见于中小功率系统, 它采用脉冲宽度调制技术, 其工作原理是:通过改变接通脉冲的宽度, 使直流电机电枢上的电压的占空比改变, 从而改变电枢电压的平均值, 控制电机的转速[6]。采用PWM实现对电机转速控制具有以下特点:1) 主电路简单, 所用功率元件少;2) 开关频率高, 可避开机床的共振区, 工作平稳;3) 采用功率较小的低惯量电机时, 具有高的定位速度和精度;4) 低速性能好, 稳速精度高, 调速范围宽;5) 系统频带宽, 动态响应好, 抗干扰能力强。
3.3 电机驱动模块
要实现以上的功能, 应用比较广泛的是由四个开关管构成的H型桥式驱动电路。这种驱动电路可以很方便实现直流电机的四象限运行, 分别对应正转、正转制动、反转、反转制动。其电路图如图2。
可根据需要对四个开关管进行控制, 使其能实现可逆调速的功能。使全桥式驱动电路的4只开关管都工作在斩波状态, Q1、Q4为一组, Q2、Q3为另一组, 两组的状态互补, 一组导通则另一组必须关断。当Q1、Q4导通时, Q2、Q3关断, 电机两端加正向电压, 可以实现电机的正转或反转制动;当Q2、Q3导通时, Q1、Q4关断电机两端为反向电压, 电机反转或正转制动。
3.4 测速模块
光电编码器, 是一种通过光电转换将输出轴上的机械几何位移量转换成脉冲或数字量的传感器, 由光栅盘和光电检测装置组成[7]。光栅盘是在一定直径的圆板上等分地开通若干个长方形孔。由于光电码盘与电动机同轴, 电动机旋转时, 光栅盘与电动机同速旋转, 经发光二极管等电子元件组成的检测装置检测输出若干脉冲信号, 通过计算每秒光电编码器输出脉冲的个数就能反映当前电动机的转速。
3.5 LED显示模块
本系统使用四位共阳数码管显示直流电动机的转速, 为了节省I/O口, 我们使用74LS47来把四位的BCD码转换成七段LED显示。
4 软件系统设计
应用系统中的各应用软件是由系统功能要求而设计的, 能够可靠地实现系统的各种功能。本系统的软件主要包括以下几个程序模块:初始化程序;键盘扫描程序与处理程序;定时器0服务程序;PWM信号发生程序;测速子程序模块;显示子程序模块。主程序流图如图3所示。
系统经过初始化后读取键值, 根据设计好的不同的按键的值, 对系统发出不同的控制命令, 从而实现系统的转速控制, 由测速模块每次反馈的值与设定值比较, 并且采用PID控制算法通过对参数的整定, 可以使直流电机的输出能在较短的时间内达到设定值的要求, 并且在整个过程能够保持良好稳定的运行, 完成系统的控制要求。
5 结论
本文所述的直流电机闭环调速系统是以单片机STC89C52为核心, 而通过单片机来实现电机调整又有多种途径, 相对于其他用硬件或者硬件与软件相结合的方法实现对电机进行调整, 采用PWM软件方法来实现的调速过程具有更大的灵活性和更低的成本, 它能够充分发挥单片机的效能, 对于简易速度控制系统的实现提供了一种有效的途径。
参考文献
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[2]李荣生主编, 电气传动控制系统设计指导[M].北京:机械工业出版社, 2004[2]李荣生主编, 电气传动控制系统设计指导[M].北京:机械工业出版社, 2004
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[4]韩全立, 王建明.单片机控制技术及应用[M].北京:电子工业出版社, 2004[4]韩全立, 王建明.单片机控制技术及应用[M].北京:电子工业出版社, 2004
[5]李发海, 王岩.电机与拖动基础[M].北京:清华大学出版社, 2005[5]李发海, 王岩.电机与拖动基础[M].北京:清华大学出版社, 2005
[6]陈伯时主编, 自动控制系统——电力拖动控制[M].北京:中央广播电视大学出版社, 1992[6]陈伯时主编, 自动控制系统——电力拖动控制[M].北京:中央广播电视大学出版社, 1992
