双PWM变频

关键词： 控制策略 变频 调速 控制

双PWM变频（精选七篇）

双PWM变频 篇1

关键词：四象限变频器,双PWM,LCL滤波器,Matlab,仿真

1 引言

通用型变频器,由于其整流环节不可控,存在网侧功率因数低、电流谐波大、能量不可逆的缺点。双PWM变频器是在一般通用变频器的基础上引进了PWM整流的能量变换装置。该装置能够提高电能的利用率,把由电动机产生的再生能源回馈到交流电网,并且能提高装置的功率因数,能主动地消除变频装置对电网的谐波污染。由于PWM整流,变频器中间直流环节的电压能保持稳定,通过整流桥和逆变桥的功率平衡控制,能大大减小直流电容的容量,提高了变频器的调速性能且节能效果显著。

文中对四象限变频器进行数学建模,然后在其基础上提出了有功功率和无功功率解耦控制的策略,并网电压定向使用了软件锁相环的方法,提高了锁相速度,开关器件使用IGBT双向开关,四象限变流器除了可以工作在整流状态也可工作在逆变状态,实现四象限运行。

2 四象限变换器的数学模型

四象限变换器有多种建模方式,本文所采用了是旋转坐标dq轴系下的数学模型,这种模型可以把有功功率和无功功率进行分解,易于解耦控制策略。它的理论基础基于坐标变换原理,把三相输出交流电从三相静止坐标系变换到两相静止αβ轴系下再变换到旋转dq轴系,空间矢量的变换如图1所示,其中旋转坐标系跟随电网电压相角θ以ω速度进行旋转[1]。

三相静止坐标系的空间矢量分解到旋转坐标dq轴系下得到四象限变流器数学模型:

式中:为交流侧电流矢量的dq轴分量;u q为交流侧电压矢量的dq轴分量;为电网电压矢量的dq轴分量。

式(1)表明电流dq轴分量除了受控制量ud、u q的影响外,还受交叉耦合项ωLiq、和电网电压ed、eq的影响,所以需要一种可以对dq轴分量进行解耦消除电网电压扰动的控制方法。

3 四象限变流器的控制策略

要保证输出交流电的解耦控制,即功率因数可调,必须要对四象限变流器的数学模型进行分析,现将式(1)改写为:

其中

可以看出、是与dq轴电流分量有一阶微分关系的电压分量,为解耦项,∆u d、∆u q为dq轴电压耦合的补偿项,为消除电网电压扰动的影响需要引入电网电压ed、eq进行前馈补偿,这样就实现了dq轴电流分量独立控制,还提高了系统的动态性能。

为简化控制算法,本系统用了电网电压定向矢量控制,把电网电压矢量u s定向与d轴上,这样图1中的θ=ωt就为电网电压u s的相角,电网电压的dq轴分量可以改写为:

式(2)就可以改写为:

四象限变流器与电网的有功功率和无功功率之间的交换:

从式(7)可以看出P大于零表示变流器从电网吸收能量,处于整流状态,P小于零则表示变流器向电网输送能量,处于逆变状态;同理,Q大于零表示变流器从电网吸收感性无功电流,Q小于零表示变流器从电网吸收容性无功电流。从式(7)可以得出结论,dq轴电流分量id、iq实际上就是变流器的无功电流和有功电流,调节id、iq的值就控制了四象限变流器的无功功率和有功功率。

四象限变流器用IGBT作为开关器件,IGBT为双向开关管,所以四象限变流器可做四象限变流器。当交流侧输入功率大于直流负载消耗的功率时,多余的功率会使直流母线电压上升,反之则直流母线电压下降。也就是说,直流母线电压与变流器吸收的有功功率有关,因此调节d轴电流给定值id*即可调节直流母线电压。直流母线电压会随着负载的增大而降低,此时增大id*使四象限变流器工作在整流状态,从电网吸收更多的能量为直流母线电容充电,提高直流母线电压,反之,则减小id*是四象限变流器工作在逆变状态,直流母线电容向电网放电,降低直流母线电压。在四象限变流器四象限运行时,控制q轴电流给定值iq*可以控制四象限变流器交流侧输出的功率因数,这就可以灵活控制四象限变流器吸收的无功功率,作为四象限变频器的四象限变流器,一般都需要四象限变流器工作在单位功率因数状态下,这时只需把q轴电流给定值iq*设为0。本文的电流采样在LCL滤波器之后,因为LCL滤波器的作用,电网电压和电流会产生相移,所以这时需要对无功进行补偿控制,也就是说q轴电流的给定值iq*不再设为0,而是根据LCL滤波器吸收的无功而进行给定,这样才保证电网的能量为单位功率因数。

根据式(2)~式(5)可以设计出双闭环的四象限变流器控制策略,如图2所示。

整个控制策略使用双闭环控制结构,外环为电压环,内环为电流环。电压外环给定值udc*与直流母线电压u dc进行比较,经过P I调节器调节,输出d轴电流给定量id*。q轴电流给定量iq*由需要的功率因数决定,一般都需要单位功率因数输出,则iq*给定为0。id*、iq*与实际电流的dq轴分量进行比较,误差经PI调节器调节后输出ud、u q,再与各自的解耦补偿项∆u d、∆u q和电网电压扰动前馈补偿项ed、eq运算后得到四象限变流器参考电压给定值ud*、uq*,再经过坐标变换得到两相静止坐标αβ轴系下的电压分量uα*、uβ*,最后送入SVPWM发生器输出四象限变流器各开关器件的驱动信号。

4 四象限变流器三相锁相环相角估计

四象限控制策略满足了有功功率和无功功率解耦控制,在控制策略中需要用到坐标变换,由两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的过程中需要用到电网电压的相位角,这就要求快速而准确地获得电网电压相位角,这是保证整个系统具有良好性能的前提。因为电网相位角固定频率,一般采用锁相环获得电网电压的相位角,因此设计优良的锁相环可以对系统的性能有很大的提高。

获得电网电压相位角的一般途径是先产生一个与电网电压同步的信号,再通过同步信号获得相位角。产生同步信号的方法有很多,最简单方法是用电网电压作为同步信号,但这种方法会因电网电压波形失真而导致系统输出电压和电流的畸变,甚至影响系统的稳定性,因此不宜采用此方法。一般采用锁相环来获得电网电压的相位角。

锁相环一般由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器及分频器组成[2],其结构框图如图3所示。其基本原理是实现跟踪,用实际电网电压的相位角和反馈的相位角偏差值,经鉴相器变换成电压信号,然后再经过环路滤波器对信号进行滤波,最后送入压控振荡器,该表系统内部同步信号的频率,直到输出相位角与电网电压相位一致。

锁相环有很多种,目前在电力电子装置中广泛应用的锁相环一般采用硬件电路检测电网电压过零点求得相位差信号,然后用硬件或软件实现锁相。然而,每个工频周期内电网电压只有两个过零点,这限制了锁相环的锁相速度;而且,电网电压本身的畸变和检测电路的各种干扰信号使得难以准确检测过零点,会导致锁相环输出相位信号产生振荡。

对于三相电网,采用单相同步的方法很难准确的实现dq坐标系与电网三相电压合成矢量的同步,必须综合三相电压的相位信息。如图4所示,当电网电压幅值,即电压合成矢量U的幅值不变时,U的q轴分量U q反映了d轴与电网电压U的相位关系。Uq>0时,d轴滞后U,应增大同步信号频率;Uq<0时,d轴超前U,应减小同步信号频率;U q=0时,d轴与U同相。因此,可通过控制U q,使U q=0来实现d轴与电网电压同相。由于已知电网电压频率为50Hz,因此,一旦锁相成功,相位角就可以在每周期内计算得出。基于这一思想,设计了一种采用ARM实现的软件锁相环。

图5所示是三相软件锁相环的结构框图[3],电网电压经坐标变换后得到U q,经过环路滤波器后改变压控振荡器的振荡频率。用ARM实现时,一般采用ARM内部定时器的循环计数来产生同步信号、实现压控振荡器和分频器的功能,因此可通过改变定时器的周期或最大循环计数值的方法来改变同步信号的频率和相位。

设平衡三相电压为:

经过坐标变换后,可以得到

由式(9)可知,当d轴与U完全同相时。

5 仿真及其试验结果

5.1 Matlab仿真

使用Matlab进行四象限变流器仿真实验,本节对四象限变流器的双闭环控制策略进行了仿真。外环为电压环,内环为电流环,并且根据dq旋转坐标系下的电网模型进行解耦控制。

四象限变流器Matlab仿真模型如图6所示。

电流内环解耦模型如图7所示。

母线电压给定值为800V,其控制效果如图8所示。电网电压设定为100V工作在整流状态时的电网电压和电流波形如图9所示。电网电压设定为220V工作在逆变状态时的电网电压和电流波形如图10所示。

通过Matlab仿真实验可以看出,双闭环控制策略对于四象限变流器可以得到良好的控制效果,并且增加解耦控制后,可以有效调节有功功率和无功功率输出,对于LCL滤波器的无功吸收可以进行有效控制。同时,此控制策略采样软件锁相环,对于不同的电网电压有良好的适应性,在各种实际环境都能快速精确的对电网电压进行定向,从而提高了四象限变换器的整体性能。

5.2 实验结果

四象限变流器的结构如图11所示。

系统参数设定:额定功率电网线电压有效值3 8 0 V,取直流母线电压开关频率相电流峰值为取。

参考文章[4]计算出LCL滤波器总电抗分割后考虑1.5倍过载,额定电流有效值不低于25A;电容耐压不低于400V;阻尼电阻。

实际平台采用重物提升方式,负载使用160kg的砝码,由电机曳引,做起升和下降实验。在整个起升和下降的过程中,四象限变流器的电网电压和电流波形通过DL750示波器进行采集,波形如图12所示。

其中在整流状态时电网电压和电流波形如图1 3(a)所示;回馈状态时电网电压和电流波形如图13(b)所示。

从图13(a)可以看出整流状态时电网电压和电流基本重合,功率因数可达到1。当砝码下降时,能量向电网回馈,从图13(b)可以看出能量可以有效的向电网回馈并且可以保证良好的正弦度及功率因数。

6 结束语

本章对四象限变流器控制策略进行了分析和研究。首先建立了四象限变流器的两相旋转dq轴系下的数学模型,在此数学模型的基础上对四象限变流器解耦控制进行了研究,并给出了电网电压定向的矢量控制策略,详细描述了电流环解耦补偿的控制方法。其次,对于系统性能影响较大的电网电压相位角的估计给出了一种软件锁相环的控制策略,利用计算能力非常强的A R M处理器可以精确地对电网电压相位角进行跟踪,在实验中得到了良好的控制效果。整个控制策略达到了四象限变流器的控制目标:

(1)稳定直流母线电压恒定且具有良好的动态响应能力;

(2)四象限变流器能量可以进行双向流动。

(3)确保交流侧输入电流正弦,谐波小,功率因数可调。

除此之外还对四象限变流器性能产生重大影响的滤波器进行设计研究,提出了一种有效的设计方法。从本质上说四象限变流器是一个交直流电能转换的能量变换系统,由于无穷大电网电压基本恒定,快速实施对输入电流的控制也就能够有效的控制能量流动的速度和大小,本文所提出的四象限变流器可进行能量双向流动,完成四象限运行的目的,以后可在解耦的电流环基础上继续增加更加复杂的算法,实现更多的要求,为日后的研究奠定了基础。

参考文献

[1]M’ONICA CHINCHILLA,SANTIAGOARNALTES,JUAN CARLOS BURGOS.Control of perma-nent-magnet generators applied to variable-speed wind-energy systems connected to the grid[J].IEEE Transactionson Energy Conversion,2006,21(1):130-135.

[2]王福昌,鲁昆生.锁相技术[M].武汉:华中理工大学出版.1997.

[3]CHANGJIANG ZHAN,Fitzer C,RAMACHANDARA-MURTHY,etc.Software Phase Locked Loop Applied toDynamic Voltage Restorer(DVR)[J].IEEE Power Engineer-ing Society Winter,2001,3:1033-1038.

双PWM变频器能量回馈单元的研究 篇2

关键词：变频器,能量回馈,双,PWM,变频系统,PWM,整流器

变频器在当今的工业中应用越来越广泛,但普通变频器的缺点也逐渐暴露了出来。普通变频器采用电阻制动的方法将电动机产生的再生能量消耗在电阻上,这样能量被浪费,同时制动电阻产生的大量热量也形成了安全隐患,所以可靠的能源回馈制动单元将发挥重要的作用。双PWM变频器具有较好的能量回馈功能,相对于普通变频器功率因数得到了提高,减少了谐波对电网的污染,使能量可以在电网与系统之间双向流动。

1 双PWM系统的工作原理①

当电动机处于拖动运行状态时,电网的能量经过变频器,变频器的整流部分在PWM控制方式下工作在整流状态,逆变部分工作在逆变状态,最终向交流电机输出频率与幅值可调的正弦电压信号[1],实现系统的变频调速。

当电动机处于减速运行状态时,产生的再生能量经过变频器的逆变部分再经过整流部分,最终回馈到电网。逆变部分工作在整流状态,整流部分在PWM控制方式下工作在有源逆变状态。回馈到电网的电流为与电网相电压相位相反的正弦波,系统的功率因数约等于1,相对于普通变频器功率因数得到了提高[2],减少了谐波对电网的污染,使能量可以在电网与系统之间双向流动。

2 能量回馈单元的分析研究

双PWM整流器是由PWM整流部分和PWM逆变部分组成的,其中能够实现能量双向流动的关键在于其PWM整流部分[3],也就是说能量回馈单元,具体就是指PWM整流单元。

PWM整流部分的拓扑结构如图1所示,主电路由交流回路、功率器件、直流回路组成,起到最关键的能量回馈的部分功率器件由6个IGBT(V1~V6)和6个二极管(VD1~VD6)组成,交流回路包括网侧电感L和交流电源e,其中L的主要作用是消除电网侧电流谐波直流回路,主要由直流电容C和负载电阻R组成。

2.1 能量回馈单元的控制技术

使PWM载波频率不变,调制波选为电流偏差信号,就是一般所指的固定开关频率PWM电流控制方法[4]。在两相旋转坐标系下固定开关频率PWM电流控制方法可以对无功电流和有功电流分别进行控制,所以对它们的解耦控制也更加容易实现,同时也提高了控制系统的稳定性。

图1中整流部分在三相静止坐标系下的数学模型为:

整流部分的空间电压矢量描述了其交流侧相电压(uao、ubo、uco)在复平面上的空间分布,由式(1)易得:

2.2 能量回馈单元的控制设计

电流内环基于双相旋转坐标系设计,由以上坐标变换后的数学模型可以看出,d轴和q轴之间的变量互相耦合,因此需要采用前馈解耦的方法设计控制器,选用PI调节器,其控制方程如下:

其中Kip、Kif为电流环比例调节增益和积分调节增益;id*、iq*为id、iq电流的指令值。式(4)说明前馈控制算法使电流内环id、iq实现了解耦控制[5]。图2体现了公式(4)中电流环和电压环的共同作用。

3 能量回馈单元的硬件和软件设计

双PWM变频调速系统能量回馈单元的设计如图3所示。系统需要同步信号、输入电流信号和输出电压信号,DSP检测到这些信号进行紧密的运算,再输出12路PWM控制信号,其中6路控制整流器,其余的控制逆变器,从而实现变频调速。

控制策略为SVPWM技术。根据需要选择的控制芯片是DSP IMS320F2407,在DSP内可以实现坐标变换、数模转换、产生SVPWM波形及数字PI调节等工作,也就是可以内部实现双闭环控制,即电流环和电压环。同时DSP可以使系统整体体积缩小,在较少成本的同时可以实现实时控制。实现软件产生波形需要设置电压矢量Vout所在的扇区和各矢量的作用时间[6]。

能量回馈部分采用的是PM600CLA060型IPM智能模块,其额定电流600A,耐压值为600V,满足设计要求。

3.1 电流采样电路

霍尔电流传感器满足检测电流所需要的速度快和精度高的要求。首先选择霍尔电流传感器DT50-P,其原边电路即PWM整流部分的交流侧与电流传感器的输出端是电隔离的。交流侧的电流要经过霍尔传感器,然后经采样电阻转变为-5~0V的电压信号。DSP要求输入的信号电压为0.0~3.3V,而霍尔传感器以-100~+100m A的交流电流作为输出信号,为了满足DSP的输入要求,设计了如图4所示的电流调节电路。

3.2 电压采样电路

直流电压的检测采用的是LEM公司的LV100电压传感器,LV100为采用霍尔效应的闭环电压传感器,原边与副边有较好的电隔离,测量的电压范围在100~2 500V之间,原边的额定电流有效值为10m A。检测量经过电阻转换成电压量。

和3.1节提到的霍尔电流传感器采样电路一样,电压采样电路也需要采样电阻,这里取原边与副边的变比为1∶5,霍尔电压传感器原边的额定电流有效值为10m A,所以副边的额定电流有效值为50m A,采样电阻为80kΩ,则副边采样电阻为150Ω,原边电压为800V时,副边电压为7.5V。采样得到的电压需要经过调节电路之后,再传入DSP的A/D单元。电压采样调节电路如图5所示。

3.3 同步信号采样电路

在DSP控制过程中,需要参考同步信号,所以电网电压的同步信号显得尤为重要[7]。在考虑系统设计要求不高的前提下,笔者采用过零检测来实现同步信号的功能,其采样电路设计如图6所示。

4 仿真结果

基于MATLAB/Simpower Systems进行仿真,PWM整流器交流侧的交流电源线电压为600V、60Hz,短路电容为30MVA;直流侧负载为200k W,直流电压为500V,仿真算法为ode23tb,为了观察方便仿真时间设为0.2s。

图7所示为交流电压和交流电流波形,PWM整流器在运行时所输入的电流波形近似为正弦波,其电流与电网电压同相位,实现了功率因数为1的控制效果。图8所示为调制度、d轴电流和q轴电流波形,图9所示为PWM整流器交流测电压波形,图10所示为PWM整流器直流测电压波形,图11所示为再生制动时的输入电压电流波形。

从仿真结果可以看出,PWM整流器在运行时,交流侧的电流和电网电压同相位,功率因数几乎为1。输出响应也很快,由图10可以看出,其响应时间小于0.01s。PWM整流部分在将再生能量回馈回电网时,其电压和电流波形是相位相反的正弦波,较好地实现了高功率因数的逆变运行。

5 结束语

双PWM变频 篇3

关键词：交流提升机,双PWM,PWM整流器,SVPWM,DSP

0 引言

目前, 在我国矿井中使用的中小功率矿井提升机, 采用异步电动机转子串电阻调速交流拖动方式的约占70%。在提升机的工作中, 会有大量电能消耗在转子附加电阻上, 使系统运行的经济性变差, 造成严重的能量浪费。

如何实现提升机在运行过程中的节能降耗、提高效率呢?变频调速技术是提升机电控系统的控制性能得以改善的途径。而现在提升机电控系统中使用的大都为电压型交一直一交通用变频器, 整流部分为不可控整流, 能量不能实现双向传输, 当提升电动机减速运行、爬行时, 电动机处于再生发电制动状态, 再生的电能将通过逆变电路的反并联二极管输送到直流侧的滤波电容上, 从而产生泵升电压。过高的泵升电压可能损坏像IGBT等耐压值低的开关器件、滤波电容, 甚至会击穿电动机绝缘, 从而使电控系统的安全受到威胁。

本文提出的基于DSP的双PWM变频调速系统方案能很好的解决处于发电状态的提升电动机的能量回馈问题。本文设计了双PWM变频调速系统的主要硬件电路及核心软件流程图, 并且通过仿真试验验证了PWM整流器具有动态响应速度快、输出直流电压稳定性高、功率因数高等优点;对矢量控制的PWM逆变器进行仿真研究, 仿真结果表明系统具有启动性能好、稳态性能好和抗干扰能力强等优点。

1 双PWM主电路的结构及原理

在双PWM变频调速系统中, 整流部分和逆变部分均采用PWM技术, 可实现提升电动机再生能量回馈电网, 实现电源和电动机间的能量双向流动, 实现提升电机的四象限运行[1]。此主电路非常适合提升机的控制, 使提升机电动机在起动、加速、等速、减速、爬行等环节均能实现自动运行。另外在罐笼或箕斗下放电动机反转时, 能实现电机四象限运行, 实现再生能量向电网回馈, 实现整个系统的节能降耗。双PWM主电路拓扑结构如图1所示。

在双PWM交流变频调速系统中, 整流与逆变部分均采用PWM技术。电压空间矢量PWM (SVPWM) 控制策略是依据空间电压矢量切换来控制变流器的一种新型控制策略[3]。与一般的SPWM相比较, 提高了整流器的功率因数, 提升机电动机的动态响应性能和逆变部分输出交流电的性能, 从而减小了提升机电动机的转矩脉动等。另外, 空间矢量切换易于实现数字化。

2 双PWM变频调速系统的硬件设计

2.1 双PWM变频调速系统总体设计

以TI公司的TMS320F2812型DSP为控制核心构建双PWM变频调速系统, 其框图如图2所示。

系统的主电路包括交流侧电感、直流侧电容、整流桥、逆变桥及交流电动机等部分。本文将从系统的主电路、控制电路、采样及同步电路、故障保护电路及电源电路分别对硬件进行分析设计, 其中以PWM逆变器为设计重点。

2.2 系统主电路设计

本文设计的双PWM变频调速系统用于控制矿井提升机, 设提升电动机参数为:电动机型号:Y3-200L1-2;接法:Y接;nN=2 970 r/min, UN=380 V, IN=55.4 A, PN=130 k W, f=50 Hz。

2.2.1 功率开关器件选取

逆变开关器件的选择与整流器的输出电压等级及输出功率有关。输出电压在560 V左右的整流器, 逆变开关器件可选IPM器件;输出电压在1 000 V左右的整流器, 逆变开关器件可选IGBT器件;输出电压在4 000 V左右的整流器, 逆变开关器件可选IGCT器件。本设计整流器输出电压为vdc=3Es=3×220=660V, 故选IGBT器件。

IGBT正反向峰值电压为

考虑2~3倍的安全系数, 则IGBT的正反向峰值电压应为

电网侧电流的峰值为

考虑2~3倍的安全裕量, 则IGBT的电流定额应为

考虑煤矿电源的实际状况及市场供货情况, 根据IGBT器件手册, 本设计选取集电极-发射极电压UCES=1 700 V, 集电极通态电流IC=1 000 A的BMS1000GB170DLC型号的IGBT。

2.2.2 驱动电路设计

为解决IGBT的可靠驱动问题, 惠普生产的HCLP-316J, 有过流保护、欠压保护和IGBT软关断的功能, 且价格相对便宜, 因此, 本文将对其进行研究, 并给出1 700 V, 1 000 A IGBT的驱动和保护电路。HCLP-316J构成的IGBT驱动电路如图3所示。

2.3 控制电路的设计

2.3.1 上位机与DSP通讯接口

本系统利用DSP的SCI接口实现与上位机通讯功能, 串行通信模块由MAX232D作为通讯转换芯片构成。MAX232D内具有两对接受和发送器, 因此只用一片就可以完成通讯电平转换, 接口电路如图4所示。

2.3.2 电流检测电路设计

选用霍尔电流传感器, 工作电压为±12 V, 输入输出比为1 000∶1。由于霍尔是弱电流信号输出, 因此需要先把霍尔电流信号转化为电压信号, 再经过滤波电路与放大电路处理, 又由于霍尔输出的是双向电流信号, 而TMS320F2812中的A/D转换器输入信号为0~+3.3 V电压信号, 因此需增加电平偏移电路。设计中先将霍尔传感器输出的电流信号通过电阻转化为电压信号, 然后采用低通滤波电路滤除电流反馈中的噪音纹波, 接着用+3.3 V基准电压信号把正负电压信号变换为单极性电压信号以满足F2812的需要。另外还设计了由二极管构成的限幅电路, 为了防止输出电压出现过高或过低的波动。图5是实现A相电流采集的电路原理图。

2.3.3 电压检测电路的设计

电压检测电路主要作用是用于PWM整流器电压外环的电压反馈。仍然使用LEM电压传感器实现直流侧电压的检测。选择莱姆 ( (LEM) 公司的型号为LV28-P的电压传感器, 可用来测量直流、交流及脉冲电压。LEM电压传感器的输出, 经过第一级低通滤波, 第二级比例放大环节把电压信号再放大。为了避免出现电压过高或过低情况, 仍设计了二极管构成的限幅电路来进行限幅。最后由DSP的A/D转换器编程二进制数据, 读入寄存器。电路如图6所示。

2.3.4 电机转速和位置检侧电路

本设计采用欧姆龙公司的型号为E6BZ-CWZ6C的旋转编码器, 它有三路输出, 分别为A、B、Z三相;其中A与B用于测速, A、B相的相位差为90度, 每转一圈有1 500个脉冲输出;Z相为每转一圈有一个脉冲输出, 主要用于伺服控制系统中的定位。如图7所示, 旋转编码器的A相输出先经过6N136高速光耦隔离后, 然后再经处理后接到TMS320F2812的QEP1引脚, 同样B相信号接到QEP2引脚。

2.3.5 提升机故障保护电路设计

当系统出现过流 (OC) 、过卷、过电压和欠电压、深度指示器失效、闸间隙过大、松绳等电控系统中任何一种故障时, 必须把各种故障信号经过逻辑处理后与DSP的PDPINT管脚相连, 当PD⁃PINT收到低电平故障信号时, DSP将做出相应中断处理, DSP发出信号立即封锁PWM输出及停止系统运行。整体系统保护电路框图如图8所示。

2.3.6 同步电路设计

PWM整流部分的控制中需得到与电网电压同频同相的三相交流电流指令信号作为同步信号, 因此必须通过同步电路获取电网电压的频率和相位。同步信号的获得主要有过零检测方法、锁相环技术获取及“虚拟转子法”获取三种方法, 其中以过零检测方法最为简单, 本文采用过零检测方法来实现同步功能。电路设计如图9所示。电压传感器CS10m A-P输出的交流电流信号通过电阻转换成与所测交流电压同频同相的交流电压信号, 经过过零比较电路输出脉冲信号, 进入DSP TMS320F2812的捕获 (CAP) 单元。通过脉冲信号上升沿的检测, 获得相位同步信号, 测量脉冲信号上升沿两次的间隔时间, 可获得电网频率。

3 双PWM变频调速系统的软件设计

3.1 总体软件设计

软件主要由两部分构成: (1) 上位机监控与显示程序; (2) 下位机的系统运行控制程序。上位机主要功能是系统参数的设定, 包括设定转速给定值以及接收下位机上传的当前速度信号;同时为电流电压波形的实时显示作好准备。下位机控制软件包括主程序、三个中断服务子程序。主程序主要负责DSP系统及各个变量的初始化、开串行中断进行上位机参数设定以及转速、频率的实时显示, 流程图如图10所示。三个中断服务子程序包括:通信中断服务子程序、定时器T1下溢中断服务子程序和故障显示中断服务子程序。

定时器T1下溢中断服务子程序主要内容为:系统整流侧包括:同步 (过零检测) 、A/D采样、坐标变换 (3s/2s, 2s/2r及其反变换) 、PI调节和SVP⁃WM波形生成模块等几个子程序。逆变侧包括:A/D采样、坐标变换 (3s/2s, 2s/2r及其反变换) 、速度PI计算及调节、转子磁通及电流模型计算、励磁和转矩电流PI调节和矢量控制方式的SVP⁃WM波形生成模块等几个子程序。所有整流侧和逆变侧控制的实现均在进入定时器T1下溢中断后完成。主要程序流程图如图11所示。

通信中断服务子程序的主要任务就是: (1) 接收来自PC机设定的电机参数和上位机给定转速; (2) 传递当前转速信息给PC机。其程序流程图如图12所示。

故障显示中断服务子程序的主要任务就是:当提升控制系统出现各种故障时, DSP发出故障中断信号, 封锁PWM信号, 并且显示“ERR”, 以便于及时的保护系统, 使损失减小到最低。程序流程图如图13所示。

3.2 SVPWM波形的实现

本设计的调制方式采用电压空间矢量法 (SVPWM) [4], 它的主要原理就是通过合理组合变流器的开关状态, 获取实时的参考电压Vref, 将电压空间矢量加到电机上时将产生幅值恒定、以恒速旋转的定子磁链空间矢量, 且定子磁链空间矢量顶点运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场。其软件流程如图14所示。

3.3 过零检测

过零信号由TMS320F2812的CAP单元捕获。其具体过程如下:当电网交流电压信号经过从负到正过零时, 同步电路的输出电平从低向高跳变, TMS320F2812中的CAP单元捕获到过零脉冲上跳沿, 引发过零中断, 进入过零中断处理子程序。在子程序中, 通过计数器得到两次中断间的计数值, 算出电网频率fs (ω) 。若电网频率满足:49.5

4 提升机双PWM变频调速系统的仿真研究

本设计主要对逆变部分进行仿真研究, 利用图16矢量控制仿真模型进行仿真。选用的三相鼠笼式异步电动机参数为:电动机型号:Y3-200L1-2;接法:Y接;n N=2 970 r/min, UN=380 V, IN=55.4 A, PN=130 k W, Lir=0.8e-3 H, Lm=34.7e-3 H, f=50 Hz, J=1.622 kg·m2, Rs=0.087Ω, L1s=0.8e-3H, Rr’=0.228Ω。仿真模型进行两个方面的实验:1) 给定频率变化时的对系统性能进行实验测试;2) 对负载变化时的系统性能进行实验测试。实验得到的测试波形包括定子线电压及线电流波形;电动机的电磁转矩和转子转速波形。

(1) 在空载起动时给定速度ω=30 rad/s时的电压、电流、转速、转矩波形 (仿真开始时间0, 结束时间1.5 s) , 如图17所示。

(2) 在t=0.5 s, 对应给定速度ω=25 rad/s跳变到ω=125 rad/s;在t=2 s负载转矩100 N·m突加150 N·m (仿真开始时间0, 结束时间3 s) , 如图18所示。

(3) 在t=0.5 s, 对应给定速度ω=30 rad/s跳变到ω=125 rad/s;在t=2 s负载转矩100 N·m突减50 N·m。 (仿真开始时间0, 结束时间3 s) , 如图19所示。

以上仿真实验结果表明:本文设计的变频调速系统是成功的, 利用矢量控制算法的可获得优良的系统动态特性和优良的抗干扰特性;矢量控制方式的使用, 实现了励磁电流与转矩电流的独立控制, 使系统具有了良好的起动性能、稳态性能及抗干扰性能, 其电流、转速、转矩波形和直流电机的相应波形基本一致, 系统完全可达到直流电动机的调速性能。

5 结论

针对目前在中小功率矿井提升机电控系统存在的能量浪费严重、谐波污染大等缺陷, 本文提出了基于DSP的双PWM变频主控系统, 设计了系统的主要硬件电路及和核心软件流程图。通过MATLAB仿真软件对其进行了仿真实现, 验证了采用SVPWM控制方式的PWM整流器与PWM逆变器构成主电路的可行性与优越性。

参考文献

[1]张崇巍, 张兴.PW M整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[2]张忠贤.变频调速能量回馈控制技术的研究研究[J].工矿自动化, 2007 (2) :17-20.

[3]梁锦泽, 曾岳南, 张雪群, 等.三相电压型PWM整流器建模与仿真[J].通信电源技术, 2008, 25 (1) :26-31.

[4]周有为, 刘和平.基于TMS320F2812的SVPWM的研究[J].电气传动, 2005 (2) :43-46.

双PWM变频 篇4

基于高压大功率器件 (3.3 kV, 4.5 kV及6.5 kV的IGBT和IGCT) 的中压大功率两电平和三电平变频器 (PWM整流和逆变器) 传动已在金属轧制、矿井提升、船舶推进、机车牵引等领域得到广泛应用, 其特点是:

1) 属于工艺调速, 不调速便不能生产, 没有旁路变频器, 电机直接接电网恒速工作要求;

2) 采用专用电机, 电机额定频率和电压依照工艺要求和充分利用开关器件要求设计, 往往与电网不同, 常用电压等级有2.3 kV, 3～3.3 kV, 4.16 kV等, 频率往往低于50 Hz;

3) 多数要求回馈制动, 4象限工作;

4) 要求高性能调速, 快速响应。

随器件电压升高、功率加大, 开关损耗随之加大, 为提高装置输出功率要求降低PWM的开关频率。图1示出EUPEC 6.5 kV 600 A IGBT的最大输出电流有效值与开关频率的关系曲线[1], 从图1中看出在输出基波频率f1=5 Hz时, 开关频率fs从800 Hz降至200 Hz, 输出电流大约增加一倍。

随开关频率fs降低, 每个输出基波周期 (1/f1) 中的PWM方波数 (频率比FR=fs /f1) 减少, 以输出基波频率f1=50 Hz为例, 若fs=200 Hz 则FR=4, 每个输出基波中只有4个方波 (三电平变换器为8个方波) , 再采用常规的固定周期三角载波法 (SPWM) 或电压空间矢量法 (SVPWM) 产生PWM信号, 则输出波形中谐波太大, 无法正常工作。

要想减小谐波, 必须采用新的PWM策略, 它们应满足下列要求:

1) PWM方波应与基波同步且对称。同步指每个基波周期中的PWM方波个数为整数, 即FR=整数, 这就要求在一个基波周期中SPWM三角载波周期数或SVPWM采样周期数是整数, 载波或采样周期长度需随基波周期的变化而变化。对称指方波波形在基波的1/4周期中左右对称 (1/4对称) 及在基波的1/2周期中正负半周对称 (1/2对称) , 这就要求SPWM法中三角载波的频率和相位或SVPWM的采样频率和时刻跟随基波频率和相位变化而变化。常规的SPWM或SVPWM周期固定, 不随基波周期和相位变化而变化, 所以它们是异步且不对称的PWM。异步PWM会产生非特征的次谐波 (它的频率不是基波的整倍数) , 同步但不对称PWM的谐波总畸变率比同步且对称高许多 (参见图2) [2]。

2) 在同步且对称的基础上, 釆用优化PWM策略减小谐波。常用的优化PWM策略有两种:电流谐波最小法 (CHM-PWM) 和指定谐波消除法 (SHE-PWM) 。采用同步且对称的调制策略后, 在PWM输出波形中将只含5, 7, 11, 13, 17, …等次特征谐波。若在1/4输出基波周期中有N次开加关的过程, 采用SHE-PWM法后将消除N-1个特征谐波[3]。CHM-PWM的目标不是消除某些谐波, 而是追求电流所有谐波的总畸变率THD (%) 最小。本文将在第2和3节中分别介绍这两种方法。图3示出在开关频率为200 Hz时, 按常规SVPWM和按CHM-PWM得到的三电平逆变器电流波形图[4]。从图3中看出, 在低开关频率时优化PWM效果明显。

采用同步且对称的调制策略, 要求SPWM法中三角载波的频率和相位或SVPWM的采样频率和时刻跟随基波频率和相位变化而变化。对于V/f控制系统, 这要求较容易实现, 因为它大多工作于稳态, 可以一个基波周期更换一次三角载波或采样频率, 且该系统不要求基波相位突变。对于高性能系统, 例如矢量控制系统, 它的基波频率和相位随时都可能变化, 要想实现同步且对称很困难, 因为三角载波或釆样的频率和相位突变将引起PWM波形紊乱, 导致装置过流, 特别是优化PWM, 因为它在一个基波周期中的开关角事先离线算好並存在控制器中, 供工作时调用, 中途更换被调用的开关角会扰乱系统。如何既釆用优化PWM策略, 在低开关频率下获得较小谐波, 又能使系统具有快速响应能力, 是高性能的中压大功率变频器研发的一大难题。从文献中看到两种解决办法:一种是定子电流轨迹跟踪法[5];另一种是定子磁链轨迹跟踪法[1,4]。后一种方法是前一种方法的改进, 本文将在第4节中介绍该方法。

高性能调速系统多采用矢量控制, 它把定子电流分解为磁化分量id和转矩分量iq, 经两个直流电流PI调节器实现解耦。开关频率降低导致PWM响应滞后, 破坏解耦效果, 使id和iq出现交叉耦合。图4示出i*q阶跃响应波形图, 从图4中看出在iq增加期间id减小, 存在交叉耦合。在调节器设计时, 常引入前馈解耦补偿环节来消除电流环控制对象中存在的耦合, 在低开关频率下, 这补偿虽有一定效果, 但耦合仍严重 (图4b) 。本文第5节介绍了一种基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统, 它可以解开由低开关频率带来的耦合。

上述方法效果很好, 也在2 MW系列产品中得到应用和验证, 但很复杂, 是否有更简单的好办法, 希望大家讨论, 提出改进建议, 这是本文的目的。

对于同步且对称PWM, 随基波频率f1降低, 开关频率fs (载波或采样频率) 也随之降低, 为了不使fs过低, 在fs降至一定值后就要增大一个基波周期中采样周期个数 (FR值) ——分段同步。随FR加大和调制深度M减小, 同步优化PWM和异步PWM的谐波总畸变率间的差别越小, 为简化系统, 在M<0.3后, 可以从同步优化PWM改为异步PWM[4]。

2 电流谐波最小PWM策略 (CHM-PWM) [2,6]

CHM-PWM是同步、对称、优化PWM策略中的一种, 它的目标不是消除某些谐波, 而是追求电流所有谐波的总畸变率THD (%) 最小。在控制原理中把能使目标函数为极值 (最大或最小) 的控制称为“最优控制”, 所以在某些文献中把CHM-PWM称为“最优PWM”。电流谐波总畸变率THD (%) 的定义是

undefined/I1 (1)

undefined

式中:Vn为PWM去掉零序分量后相电压波形中第n次谐波的幅值;n为谐波次数;I1为基波电流幅值;In为第n次谐波电流幅值;ω为基波角频率;L为负载电感值。

按上式算出的电流总畸变率与电感值L有关, 计算不方便, 有建议改用“权总畸变率WTHD (%) ”[2]

undefined/V1 (3)

式中:V1为电压基波幅值。

THD和WTHD都是反映电流谐波大小的指标, CHM-PWM的任务是求解能使这二指标最小的开和关角度值α (α=ωt) 。由于同步且对称, 只需要算出第1象限1/4基波周期的α角值 (α= 0～π/2) , 其它3个象限的α值可以根据对称要求从第1象限值算出。开关的时刻t=α/ω=1/2πf1。

求解谐波最小的计算无法用简单的代数计算完成, 需要用遗传算法, 经过长时间反复迭代实现, 因此只能离线计算, 把事先计算的结果存于控制模式P (M, N ) 表中, 工作时调用。在P (M, N) 表中, 对应于每个不同的调制深度M值和不同的开关次数N值 (在1/4基波周期中的开加关次数) , 就有一组α值 (N个值) 。工作时, 依据PWM的输入电压给定矢量u*之幅值u*来决定调用哪组α值, 通过比较矢量u*之相位角αrg (u*) 与P (M, N ) 表中所调用角度值α来决定什么时间发开或关指令。CHM-PWM的框图示于图5[1], 图5中f1是基波频率信号, 用以把α角变换成时间t。

为简化CHM-PWM的计算, 在许多文献中都介绍了一种基于同步对称三角载波法的“准最优PWM策略”[6,7] (Suboptimal PWM) 。它的特点是在三相正弦调制波uR, uS, uT中加入3倍频零序偏置信号u0

u0=-[max (uR, uS, uT) +min (uR, uS, uT) ]/2 (4)

或 u0=0.25M sin (3ωt) (5)

式中:max (uR, uS, uT) 和min (uR, uS, uT) 为取uR, uS, uT 3个量的最大和最小值。

由上式得到3个准梯形参考电压urR, urS, urT (图6) , 用它们去和三角载波比较, 得到PWM信号。

以往也常用加入3倍频零序偏置的方法扩大载波PWM (SPWM) 的输出电压幅值, 但那时零序信号的幅值为0.167M, 它没有减小谐波的功能。Suboptimal PWM的零序信号幅值是0.25M, 既扩大输出又减小谐波。按此法得到的PWM信号和按遗传算法算出的结果很接近。

空间电压矢量法 (SVPWM) 已得到广泛应用, 它把每半个开关周期分为4段, T0, TA, TB和T7, T0和T7是零矢量时间, TA和TB是有效矢量时间 (下标A和B为1～6整数) , 在零矢量时间中T0和T7的分配不同, PWM输出波形中的谐波大小也不同, 在T0=T7时总畸变率最小[8]。在很多文献[6,8,9]中已证明, T0=T7 的同步对称SVPWM输出波形和Suboptimal PWM的输出波形完全相等 (波形的形状及各段持续时间相同) , 也就是说T0=T7 的同步对称SVPWM是Suboptimal PWM的另一种实现。

上述同步对称SVPWM和Suboptimal PWM的结论, 例如加3倍频零序偏置及两种PWM间的关系等, 是从两电平变换器推出, 但它们基本上也适用于三电平变换器 (依三电平SPWM实现方法不同而略有不同) [9]。

虽然同步对称SVPWM和Suboptimal PWM算法简单, 对于V/f开环系统可以在线实现, 但对于高性能系统要想随时随刻都满足同步且对称要求就不容易了。同步可从通过改变三角载波频率或SVPWM的采样频率实现, 对称则要求随时改变载波相位或SVPWM采样时刻, 会引起PWM波形紊乱, 导致过流。我认为对于高性能系统, 最好还是采用离线计算开关角度, 工作时调用的方法, 由于同步对称SVPWM和Suboptimal PWM简单, 离线计算工作量将比遗传算法大大减少。

3 指定谐波消除策略 (SHE-PWM)

SHE-PWM是同步、对称、优化PWM策略中的另一种。采用同步且对称的调制策略后, 在PWM输出波形中将只含5, 7, 11, 13, 17, …等次特征谐波。若在1/4输出基波周期中有N次开加关的过程, 采用SHE-PWM法后将消除N-1个特征谐波, 例如N=5 则第5, 7, 11, 13次4个谐波将被消除, 第一个未消除的谐波是第17次, 但幅值被放大, 原因是被消除的谐波的能量被转移到未消除的谐波中[3]。此法的原理在很多教科书中都有介绍, 本文不再重复。采用此法也需离线计算1/4基波周期的开和关角度α, 事先存入控制器, 工作时调用, 它的控制框图与CHM-PWM的框图一样 (同图5) 。

求解SHE-PWM的开关角要解N维三角函数联立方程, 也需反复迭代, 很麻烦。为简化SHE-PWM的计算, 在许多文献中介绍了一种基于解代数方程的近似SHE-PWM策略[6,10,11], 它的特点是把解N维三角函数联立方程得到的开关角α与基波电压幅值相对值u* (它也是调制深度M) 之关系曲线用代数方程来近似。

近似SHE-PWM策略有两种[11]:一种开关角只位于0～60°范围内, 它较简单, 但在u*>0.8时u*和α角间的线性关系将不存在, 不能用简单的代数方程来近似, 需要辅以修正措施;另一种开关角位于0～90°范围内, 它略复杂, 但u*的工作范围扩大至u* (M) ≤1.15。本文仅简单介绍第二种方法[11]。

在N=5和7时通过解三角函数联立方程得到的开关角α与M的关系曲线示于图7。

由图7看出αk=f (M) 基本上是直线,

若k=1 (第1个波前沿)

undefined

若k=3, 5, … (PWM波前沿)

undefined

若k=2, 4, … (PWM波后沿)

undefined

其中

undefined

φ1=NT/2

φ2=T/4

按式 (6) ～式 (8) 很容易算出1/4基波周期的开关角。N=5的近似SHE-PWM电流波形及其频谱示于图8, 从该频谱图看出4个特征谐波 (5, 7, 11及13次) 被消除, 第一个未被消除的谐波是17次, 且幅值较大。

和Suboptimal PWM一样, 虽然近似SHE-PWM算法简单, 对于V/f开环系统可以在线实现, 但对于高性能系统要想随时随刻都满足同步且对称要求却不行。我认为对于高性能系统, 最好还是采用离线计算开关角度, 工作时调用的方法, 由于近似SHE-PWM简单, 离线计算工作量将比解三角函数联立方程大大减少。近似SHE-PWM从两电平推得, 对于三电平基本上也适用。

4 定子磁链轨迹跟踪控制

定子磁链轨迹跟踪控制用以解决在矢量控制系统中由于采用优化PWM策略而出现的问题, 使得在低开关频率时谐波又小, 系统响应又快。它的特点是在暂态根据期望的定子磁链矢量Ψss与实际的定子磁链矢量undefined之差d (t) 修正P (M, N) 表中的开关角, 避免PWM紊乱。

控制框图示于图9, 图9中上半部是基于查表的优化PWM框图 (同图5) , 下半部是开关角修正部分框图。根据P (M, N) 表中贮存的开关角信号算出期望的PWM输出电压波形uss, 再经积分得到期望的定子磁链矢量Ψss。实测的定子电流经电机模型得实际定子磁链矢量 (观测值) undefined。两个磁链矢量之差d (t) (矢量) 通过轨迹控制器 (trajectory controller) 产生三相角度修正信号ΔP。开关角度的变化带来PWM脉冲宽度变化, 导致变换器输出电压波形伏-秒面积变化, 电压伏-秒面积对应于磁链, 所以可以通过修正开关角来修正定子磁链轨迹, 使其实际矢量跟随期望矢量运动, 从而避免PWM波形紊乱。开关角度修正示意图示于图10, 图10中虚线为未修正电压波形, 实线为修正后电压波形, 阴影部分为伏-秒面积的改变。 (在某个采样周期Tk中, a相和c相有开关过程, 有修正;b相没有开关过程, 不修正) 。

使用的异步电动机模型有3种, 示于图11。图11a为静止坐标观测器, 受电机参数影响较大;图11b为全阶观测器, 动态响应较慢;图11c是混合观测器, 它的定子模型是降阶观测器, 转子模型是转子磁链定向模型, 性能较好。

在矢量控制系统中PWM输入电压矢量u*来自电流调节器输出, 含有噪声, 把它送至优化PWM, 将导致P (M, N) 错误切换和修正, 系统紊乱。解决的办法是借助电机模型建立一个能输出干净u*的“自控电机”。电机模型输入u*不来自电流调节器输出, 而是优化PWM输入, 模型输出一个干净的u*′信号, 又送回PWM输入, 这是一个自我封闭的稳态工作系统, 所有输出都是干净的基波值, 仅在接受输入扰动信号后才改变工作状态。优化PWM需要之干净的频率信号ωs.ss也来自“自控电机”。 (见混合观测器图11c和图12)

5 闭环调速系统

引入“自控电机”后系统不能调速, 必须通过外环加入扰动矢量ΔΨs才能改变原来的稳定工作状态。在文献[4,12]中介绍了一种基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统, 示于图12。外环由磁链调节器和转速调节器 (两个PI调节器) 组成。

磁链调节器的反馈信号是来自混合观测器的转子磁链实际值Ψrd (由于Ψrq=0, 所以Ψrd=Ψr) , 输出是定子磁链d轴分量给定Ψ*sd, 由于

undefined

所以转子磁链的控制不与q轴耦合。

转速调节器的反馈信号是来自编码器的转速实际值ω , 输出是定子磁链q轴分量给定Ψ*sq, 由于

undefined

所以在Ψrd恒定条件下, 转速和转矩的控制不与d轴耦合, 转矩和电流的限制由该调节器限幅实现。本系统沒有电流调节器。

Ψ*sd和Ψ*sq合成得定子磁链给定矢量Ψ*s, 与来自混合观测器的定子磁链实际基波矢量undefined比较后得定子磁链轨迹跟踪控制的扰动矢量信号ΔΨs。由于磁链轨迹跟踪控制的跟踪性能好, 能很快消除磁链误差ΔΨs, 使undefined, 从而消除交叉耦合, 实现磁链与转矩的分别控制。

为消除电机参数变化对系统影响, 在系统中引入2个参数补偿PI调节器, 它们的输入是ΔΨs, 输出与u*′信号 (“自控电机”输出) 叠加, 修改PWM输入矢量u*。由于电机参数变化缓慢, 这2个PI调节的比例系数P很小, 时间常数T大。

基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统已在30 kW样机和2 MW系列工业产品中得到验证。图13是磁链跟踪性能图, 磁链偏差经3个采样周期 (1.5 ms) 被纠正到零。图14是突加i*q的响应图, 从图13中看出, 虽然开关频率只有200 Hz, 但基波转矩电流iq1经3个采样周期 (1.5 ms) 达到新稳定值, 期间iq1只有微小变化, 说明解耦性能良好。图15是突加转速给定响应图, 经0.5 s转速从0 r/min加速到1 500 r/min, 超调很小, 加速期间转矩和转矩电流的限制性能良好。图16是电机从空载到额定负载的电流轨迹图, 响应快, 超调小。

6 结论

1) 为降低高压大功率器件的开关损耗, 增加变频器出力, 要求降低开关频率, 带来PWM波形谐波大问题。

2) 解决谐波问题的办法是采用同步且对称的优化PWM策略CHM-PWM或SHE-PWM , 但它们不适用于高性能系统。

3) 优化PWM策略不能直接用于矢量控制等高性能系统, 因为它在动态会造成PWM紊乱, 系统过流。本文介绍了一种既能减小谐波又能快速响应的磁链跟踪控制系统, 它基于优化PWM, 又有在动态修正开关角的功能。

4) 基于定子磁链轨迹跟踪控制的闭环调速系统解耦效果良好。

5) 磁链跟踪控制系统很复杂。本文目的:提出问题, 征求解决办法。

摘要：为加大中压变频器出力, 要求降低开关频率, 这就带来了PWM波形谐波大的问题。解决上述问题的办法是采用同步且对称的优化PWM策略, 介绍了CHM-PWM和SHE-PWM及其近似简化算法。优化PWM策略不能直接用于矢量控制等高性能系统, 因为它在动态会造成PWM紊乱, 系统过流。介绍了一种既能减小谐波又能快速响应的定子磁链轨迹跟踪控制方法, 它基于优化PWM, 又有在动态修正开关角的功能。为解决低开关频率对解耦的影响, 出现了一种不同于矢量控制的基于磁链跟踪之新闭环调速系统。

关键词：低开关频率,优化PWM,磁链轨迹跟踪控制,闭环调速系统

参考文献

[1]Holtz J.Synchronous Opti mal Pulsewidth Modulation and Stator Flux Trajectory Control for Medium Voltage Drives[J].IEEE Trans.on Ind.2007, 43 (2) :600-608.

[2]Ranganathan V T.Modified SVPWM Algorithmfor Three Level VSI with Synchronized and Symmetrical Waveform[J].IEEE Trans.on Ind.Electron., 2007, 54 (1) :486-494.

[3]陈伯时.交流调速系统[M].第2版.北京:机械工业出版社, 2005.

[4]Holtz J.Fast Dynamic Control of Medium Voltage Drives Operating at Very Low Switching Frequency an Over-view[J].IEEE Trans.on Ind.Electron, 2008, 55 (3) :1005-1013.

[5]Holtz J.Fast Current Trajectory Control Based on Synchro-nous Opti mal Pulsewidth Modulation[J].IEEE Trans.on Ind.1995, 31 (5) :1110-1120.

[6]Bowes S R.Opti mal Regular-sampled PWMInverter Con-trol Techniques[J].IEEE Trans.on Ind.Electron, 2007, 54 (3) :1547-1559.

[7]Bowes S R.Microprocessor I mplementation of New Opti mal PWMSwitching Strategies[J].Proc.Inst.Electr.Eng., 1998, 135 (5) :269-280.

[8]Sun J.Opti mal Space Vector Modulation and Regular-sam-pled PWM:A Reexamination[J].IEEE, 1996:956-963.

[9]Lipo T.Opti mized Space Vector Switching Sequences for Multilevel Inverters[J].IEEE Trans.on Power Electron., 2003, 18 (6) :1293-1301.

[10]Bowes S R.Regular-sampled Harmonic-eli mination PWM Control of Inverter Drives[J].IEEE Trans.on Power E-lectron, 1995, 10 (5) :521-531.

[11]Bowes S R.Novel Harmonic Eli mination PWMControl Strate-gies for Three-phase PWMInverters Using Space Vector Tech-niques[J].IEE Proc.-Electr.Power Appl.1999, 146 (5) :495-514.

电流控制双PWM焊接电源研究 篇5

1 双PWM焊接电源工作原理

1.1 基本结构

双PWM焊接电源的基本结构包括主电路和控制电路两部分。若按照该系统的功能来划分, 则其可分成功率因数校正功能的前级和弧焊控制功能的后级两个方面, 其中前级的核心设备是整流器, 同时配以相应的控制电路, 而后级则是围绕弧焊逆变器为核心设备, 同样配以相应的控制电路作为恒流源, 即为双PWM焊接电源的基本结构。当三项交流电经过整流后, 电流便成为高压直流, 然后通过逆变器将高频交流变压器降压, 再经过整流滤波后变成平滑直流电以供焊接使用。所以, 在这个过程中, 对于焊接方法的选择必须准确合理, 因为很多焊接方法都会有金属的熔滴过渡发生, 而焊接电源与一般电源的负载性质不同, 所以电源的输出短路状态是焊接电源的关键点, 因此必须要求你变焊机有较为理想的短路电流控制功能。

1.2 直接电流控制策略

对于双PWM焊接电源, 前级的整流控制可采用两相同步旋转坐标体系下固定开关频率对电流进行直接控制, 而控制策略保持双闭环控制策略不变, 外环设为电压环, 内环则为电流环。与传统的三相静止坐标系下控制策略不同的是在电流内环中, 网侧电流信号要经过Park部分进行变换, 而电压外环PI调节器的输出为有功电流参考值, 其与有功电流的差值输送到PI控制器。为达到网侧电流正弦化、并实现单位功能的目的, 将控制网侧无功的电流值设定为零, 所以, 无功电流的参考值亦为零, 待遇无功电流作差值后输送到PI控制器。内环的PI控制器输出要经过解耦计算, 然后才能输送到SVPW调制模块中进行相应调制, 再输出固定开关频率的脉冲信号, 进而控制开关管的断与通。

2 双PWM焊接电源的仿真模型

在Matlab/Simulink模块下搭建双PWM焊接电源系统仿真模型, 根据仿真分析得出, PWM整流器控制策略的选择十分重要, 它直接关乎焊接电源连入接入网点的电能质量, 以及其应用效果, 采用双闭环控制将电流引入电流内环控制, 是电压外环的随动系统, 因此整个控制效果明显。此外, 为满足焊接电源负载动态要求, 在矢量的调制上, 亦具有较低电流波纹的特点, 所以可有效降低输入电流谐波。研究证实, 调整电压环控制参数, 可将脉冲负载调制中产生的输入电流畸变控制在合理的范围内, 所以其效果不言而喻。

3 双PWM焊接电源试验波形分析

根据上述理论内容, 可在其基础上开发一台3kw级的三相双PWM焊接电源样机。其中, 该机的整流模块选用7MB150N-120型智能型功率模块, 其控制芯片选用TMS320F2812型芯片, 其具体的电气参数如下, 交流电压设定为110u/V, 滤波电感设定为4.4L/m H, 直流电容设定为660C/μF, 直流电压设定为320u/V, 空载电压设定为70u/V, 开关频率设定为5Kf/Hz。

根据双PWM焊接电源的设备选用, 对其采用矢量调制的直接电流控制策略, 通过中断程序实现整流控制, 具体步骤如下, 即 (1) DC中断入口; (2) 采样信号调理; (3) 电网电压空间矢量角度计算; (4) 调用电压控制环子程序; (5) 调用功率控制环子程序; (6) 调用SVPMN调制程序; (7) 差生PWM波; (8) 中断返回。

根据上述原理, 对样机进行试验和测试以确保其可靠性, 选用的测试设备为TEKTRONIX示波器和HIOKI电力质量分析仪。测试内容即样机的稳态负载测试和脉冲负载试验。静态负载即输出功率在恒定的情况下进行的测试, 即采用电阻箱模拟负载进行的测试。经过对样机的测试结果得出输入电流谐波收到了较好的抑制作用。其实测功率因素达到了99.4%, 而二级管整流的功率因数仅为63.9%。因此, 可以说样机达到了有效控制谐波抑制效果的目的, 对功率因素的校正起到了控制作用。另外, 在试验中, 鉴于阶跃负载响应可有效反应样机系统的动态响应性能, 因此在试验中使用焊锡丝来模拟焊条焊接时, 必须仔细观察样机阶的跃响应对动态负载的适应性程度。若样机的动态响应较快, 过度过程相较稳定, 则表明样机具有良好的动态响应性能, 即可充分满足负载变动的需求。本文的双PWM焊接电源结构可有效抑制由电路结构造成的电流畸变, 虽然脉冲负载所产生的电流畸变无法消除, 但是影响明显降低, 测试结果与预期及仿真原理基本一致, 其不仅有良好的功率因数校正效果, 并且功率因素达到了99%以上, 此外, 其对于输入电流谐波的有效抑制亦十分明显, THDi可控制在15%左右。鉴于本双PWM焊接电源的前级采用的全控器件, 且附加的DSP控制部件, 成本相对较高, 但其降低电网污染和保证焊机的稳定性和可靠性是不容置疑的, 尤其是大功率全控器件模块化及专用DSP的生产, 其成本必然会不断下降, 而双PWM逆变焊接电源也自然得到广泛的应用和良好的发展前景。

摘要：电网污染已经越发得引起人们的重视, 随着相关谐波限制标准的出台和推广应用, 用逆变焊机进行功率因数校正进行抑制谐波已经成为发展潮流, 所以本文从双PWM焊接电源的工作原理出发, 对构建其仿真模型及波形试验进行了分析。

关键词：电流控制,双PWM焊接电源,研究

参考文献

[1]刘暲, 宫成, 万健如.直接电流控制双PWM焊接电源[J].焊接设备与材料, 2012, 41 (7) :39-40.

双PWM一体化控制策略研究 篇6

双PWM调速系统的传统控制方式采取“整流侧”独立于“电机侧”的控制策略,如果不能保证直流母线电压的稳定,会导致直流母线电压短时大幅跌落或泵升,影响后级“电机侧”的稳定性与动态性能。因此研究双PWM的一体化控制策略对实际系统将具有实际的意义。

1 双PWM一体化控制策略

增加直流母线电容与改进“整流侧”控制策略都可抑制直流母线电压的波动,但大电容存在体积大、寿命低、可靠性差的缺点。因此,在电容容量一定的情况下,研究双PWM整流器改进控制策略将是一种有效的途径。

文献[1]在常规双PWM控制的主电路直流侧加装电流传感器,将其直流成分前馈到整流桥的电流给定上。但实际中需要加装低通滤波器,滤去直流母线电流脉动但变频器直流侧多采用叠铜母排结构,传感器的安装存在困难。

2 直流母线加装电流传感器控制策略

文献[2][3]在整流器有功功率内环加入逆变器输入功率,使整流器的输出功率正好满足逆变器的输入功率要求,达到前后桥路功率平衡,稳定直流电压的目的。对双P W M变频器的来说,任意时刻系统都满足功率平衡关系。

在系统达到稳定时,电容侧直流电压Udc的变化主要是由前后功率不平衡引起的,在计算有功功率时加入逆变器输入功率分量,并考虑到整流器自身的损耗,就可以实现直流电容前后功率平衡,达到抑制直流电压波动的目的。

3 负载电流前馈的一体化控制策略

文献[4]采用负载电流前馈的方法,把负载电流引入电流调节内环,在iinv对直流母线形成冲击前,引入对其进行补偿,缓冲直流母线电压的波动,经过PI调节器、惯性环节1/(LS+R)作用于直流母线电容,如果负载变化频繁,其补偿的快速性将受到较大考验。

4 对直流充电电容与电感压降前馈补偿控制策略

文献[5]采用一种对直流充电电容与电感压降前馈补偿的方法,具有一定的动态特性,这种前馈方式将会及时反映负载的变化信息,较好的调高直流母线电压的抗扰性能。

5 基于电容充放电平衡的双PWM联合控制策略仿真研究

方法二、方法三仅从静态功率平衡的观点来分析控制策略,未考虑到系统的动态特性。方法四在考虑系统静态特性的同时,利用整流侧电感的微分特性,具有一定的动态特性。本文采用方法四对双PWM一体化控制策略进行仿真化研究。

仿真环境设置为:直流母线电压给定为650V;电机负载为位能型负载TL=12Nm;仿真时间为0.6s,在0.1s时速度给定为200rpm,0.4s时速度给定至-200rpm。

由图3可见,采用一体化控制策略后,直流母线电压误差明显比采用独立控制方式时小。

6 结语

本文给出了四种双PWM一体化控制策略,改善了传统控制方式下直流母线电压大幅暂态跌落或上升的情况,并对其中一种控制策略进行MATLAB仿真,验证了双PWM一体化控制策略的可行性和有效性。

摘要：双PWM整流侧独立于电机侧的传统控制方式会导致的直流母线电压不稳定,为改善这一缺点,该文给出四种双PWM一体化控制策略:直流母线加装电流传感器、基于功率平衡、负载电流前馈、对直流充电电容与电感压降前馈补偿的控制策略,建立MATLAB仿真模型,并验证了双PWM一体化控制策略具有可行性。

关键词：双PWM,一体化,控制策略,MATLAB仿真

参考文献

[1]L.Malesani,L.Rossetto,P.Tenti,P.Tomasin.AC/DC/AC pwm converter with reduced energy storage in theDC link.IEEE.306-311,1993

[2]郑征,刘俪侠,陶海军.新型双PWM变频器一体化控制研究.工矿自动化,2008年第2期

[3]韦立祥,孙旭东,刘丛伟,等.一种新型的双PWM三电平调速系统控制方法.清华大学学报(自然科学版),2002,42(3)

[4]Rusong Wu,Shashi B.Dewan,Gordon R.Slemon.Analysis of a PWM ac to dc Voltage SourceConverter under the Predicted Current Control with aFixed Switching Frequency.IEEE.VOL.27,NO.4,JULY/AUGUST 1991

双PWM变频 篇7

关键词：逆变器,PWM,双闭环PI控制

1 概述

逆变器作为光伏发电产业中不可或缺的一个组成,在我们的生活中也得到了越来越广泛的运用。逆变器输出的电压和电流质量是衡量一个逆变器好坏的重要指标。研究表明采用电压电流双闭环控制的逆变器能够有效的提高逆变器输出电流和电压的波形质量。双闭环控制方案的电流内环扩大逆变器控制系统的带宽,使得逆变器的动态响应加快,输出电压谐波含量降低。

2 逆变器的系统模型

为了使得控制器的设计变得简便,我们首先建立了单相PWM逆变器的数学模型。单相全桥逆变器的主电路如图1所示。在图1中,T1~T4是IGBT开关器件,E是直流输入电压,滤波电感L和滤波电容一起组成了低通滤波器。

3 PWM逆变器双闭环控制策略

3.1 双闭环控制

在电压源型逆变器之中,采用滤波电容上的电流ic作为内环反馈。这是因为ic被瞬时控制,这使得输出的电压uc因为ic的微分作用而提前得到矫正,所以带负载的能力较强。图2是双闭环控制系统的框图。

输出反馈电压和给定的电压基准信号进行比较,从而形成瞬时的误差调节信号。误差调节信号经过电压PI调节器之后作为电流的基准信号和电流反馈信号ic进行对比,形成瞬时的电流误差信号,经过电流PI调节器后形成电流误差控制信号。该信号与三角载波信号进行调制形成PWM控制信号来控制IGBT开关器件,在LC滤波器前端形成PWM调制电压。经过LC滤波器后输出正弦电压。

3.2 控制系统参数设置与性能分析

对于双闭环控制系统的控制参数的的选择,需要考虑两个PII调节器之间的响应速度、频带宽度的相互影响与协调,控制器的设计步骤复杂,需要反复的验证。常用的试凑经验是,(1)确定比例系数Kp时,首先去掉PI的积分项和微分项,可以令Ti=0,使之成为纯比例调节。输入设定为系统允许输出最大值的60%~70%,比例系数Kp由0开始逐渐增大,直至系统出现振荡;再反过来,从此时的比例系数Kp逐渐减小,直至系统振荡消失。记录此时的比例系数Kp,设定PI的比例系数Kp为当前值的60%~70%。(2)比例系数Kp确定之后,设定一个较大的积分时间常数Ti,然后逐渐减小Ti,直至系统出现振荡,然后再反过来,逐渐增大Ti,直至系统振荡消失。记录此时的Ti,设定PI的积分时间常数Ti为当前值的150%~180%。

4 系统仿真实验

根据上述分析,建立PI控制器的仿真模型如图3所示。选取电压和电流PI调节器的参数为:KVP=0.58;KVI=1439;KIP=12.45。仿真模型的主要参数设置如下:

直流侧电压380V;额定输出电压UO=220V;额定输出功率P=11KW;额定输出频率f=50Hz;输出滤波电感L=0.48mH;输出滤波电容C=160u F。PI双闭环的仿真图如图4所示。

为了得出PI双闭环调节相比较于开环系统的优劣,本实验同时对双闭环逆变器和开环逆变器的输出电流、电压波形进行了测量,如图5所示。同时本实验使用了MATLAB/simulink中powergui模块的FFT分析仪对PI双闭环逆变器的谐波进行了分析,结果如图6所示。

5 结论

通过对实验所得到的闭环和开环两个系统的

输出电压和电流波形的对比可以看出来,PI双闭环的电压波形和设定的基电压波形非常的接近,而没有加入闭环控制的逆变器输出波形波动非常大。由此可以得出结论,双闭环控制的逆变器输出电压稳态精度高,动态响应快。再由图6中的THD分析可以看出,双闭环控制的逆变器其输出电压中谐波含量非常低,只有0.96%,由此可见,双闭环控制系统应用在逆变器之中,对于提高逆变器输出电压的精度、动态响应和消除谐波方面都起到了很大的作用。

参考文献

[1]祝龙记,石晓艳.电气工程与自动化控制系统的MATLAB仿真[M].徐州:中国矿业大学出版社,2013.

[2]何俊.PWM逆变电源双环控制技术研究[D].武汉:华中科技大学.

[3]陈坚.电力电子学-电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社,2002.