电机矢量控制（精选九篇）
电机矢量控制 篇1
矢量控制技术按照获得磁链的不同方式大致可分为两种:直接和间接方式。直接方式的实现依赖于直接测量或对转子, 定子, 气隙磁链矢量的幅值和位置的估算。传统的直接矢量控制策略使用检测线圈, 具有抽头的定子绕组或霍尔效应传感器对磁通进行检测, 但由于电机结构或散热的需要就会产生一定的限制, 但随着目前高速DSP的不断面世, 在一个PWM周期内, 实现负载的控制及磁链估算应成为可能, 所以近年来基于磁链观测器的直接方式由重新得到了人们的重视。而间接方式则使用电动机模型, 例如对于转子磁通定向控制, 它利用了固有的转差关系。与直接的方法相比, 间接方式对电机参数有较高的依赖性。多数场合使用间接策略, 因为这会使硬件电路相对简单并且在低频下也具有较好的总体性能, 但是由于包含了会随着温度, 饱和度和频率变化而变化的电机参数, 所以需要研究不同的参数自适应方法。
2 交流电机矢量控制方法
2.1 转差频率矢量控制方法[1]
此种控制方法的出发点是, 异步电机的转矩主要取决于电机的转差频率。在运行状态突变的动态过程中, 电机的转矩之所以出现偏差, 是因为电机中出现了暂态电流, 它阻碍着运行状态的突变, 影响了动作的快速性, 如果在控制过程中, 只要能使电机定子、转子或气隙磁场中有一个始终保持不变, 电机的转矩就和稳态时工作一样, 主要由转差率决定, 按照这个想法, 在转子磁通定向矢量方程中, 如果仅考虑转子磁通的稳态方程式, 就可以从转子磁通直接得到定子电流m轴分量的给定值, 再通过对定子电流的有效控制, 就形成了转差频率矢量控制, 避免了磁通的闭环控制, 这种控制方法也称为问接磁场定向矢量控制, 不需要实际计算转子磁链的幅值和相位, 用转差频率和量测的转速相加后积分来估计磁通相对于定子的位置, 结构相对比较简单, 所能获得的动态性能基本上可以达到直流双闭环控制系统的水平, 得到了较多的推广应用。
2.2 气隙磁场定向矢量控制方法[2,3]
气隙磁场的定向控制就是将旋转坐标系的d轴定向于气隙磁场的方向, 此时气隙磁场的q轴分量为零。如果保持气隙磁通的d轴分量恒定, 转矩直接和q轴电流成正比。因此通过控制q轴电流, 可以实现转矩的瞬时控制, 从而达到控制电机的目的。
2.3 定子磁场定向矢量控制方法
定子磁场定向的矢量控制方法, 是将旋转坐标的d轴放在定子磁场方向上, 此时, 定子磁通的q轴分量为零。如果保持定子磁通恒定, 转矩直接和q轴电流成正比, 从而控制电机。定子磁场定向控制使定子方程大大简化, 从而有利于定子磁通观测器的实现。然而此方案在进行磁通控制时, 不论采用直接磁通闭坏控制, 还是采用间接磁通闭环控制, 均须消除耦合项的影响。因此, 需要设计一个解耦器, 对电流进行解耦。
2.4 转子磁场定向矢量控制方法
转子磁场定向的矢量控制方法是在磁场定向矢量控制方法中, 将d, q坐标系放在同步旋转磁场上, 将电机转子磁通作为旋转坐标系的d坐标轴。若忽略由反电动势引起的交叉藕合, 只需检测出定子电流的d轴分量, 就可以观测转子磁通幅值。当转子磁通恒定时, 电磁转矩与定子电流的q轴分量成正比, 通过控制定子电流的q轴分量就可以控制电磁转矩。因此称定子电流的d轴分量为励磁分量, 定子电流的q轴分量为转矩分量。可由电压方程d轴分量控制转子磁通, q轴分量控制转矩, 从而实现磁通和转矩的解耦控制。
3 矢量控制方法比较
上述的控制方法是目前应用较多且比较成熟的控制方法。由于各自基于不同的思路, 有着各自的优缺点。
3.1 转差频率矢量控制方法
如果使电机的定子、转子、或气隙磁场中一个保持不变, 电机的转矩就由转差要决定。因此, 此方法主要考虑转子磁通的稳态方程式, 从转子磁通直接得到电流d轴分量, 通过对定子电流的有效控制, 形成了转差矢量控制, 避免了磁闭环控制, 不需要实际计算转子磁链的幅值和相位, 用转差率和量测的转速相积分来计算磁通相对于定子的位置。此方案结构简单, 所能获得的动态性能基可以达到直流双闭环控制系统的水平。但是间接磁场定向控制中对转子时间常较敏感, 当控制器中出现某个参数不正确时, 计算得出的转差率也不正确, 得磁通旋转角度将出现偏差即是定向不准的问题。磁通和转矩瞬时误差表现为一阶暂态过程, 其衰减时间常数为τr, 振荡衰减会比较慢, 而且不正确的稳态转差也将导致稳态的转矩误差, 严重影响了系统性能, 同时还会引起电机的额外发热和效率降低。这种控制方法不适合于高性能的电机控制系统。
3.2 气隙磁场定向矢量控制方法
此方法中磁通和转差存在耦合关系, 需要增加解耦器, 这使得比转子磁通的控制方式要复杂, 但是具有一些状态能直接测量的优点如气隙磁通, 保持气隙磁通的, 从而使转矩与q轴电流成正比, 直接对q轴电流控制, 达到控制电机的目的。同时电机磁通的饱和程度与气隙磁通一致, 故基于气隙磁通的控制方法更适合处理饱和效应。
3.3 定子磁场定向矢量控制方法
此方法是通过保持定子磁通不变, 控制与转矩成正比的q轴电流, 从而控制电机。在一般的调速范围内可利用定子方程作磁通观测器, 易于实现且不包括度变化非常敏感的转子参数, 可达到相当好的动静态性能, 同时控制系统结构简单。但是, 此方法和气隙磁场定向的矢量控制一样, 需要对电流进行解释。
以定子电压作为测量量, 容易受到电机转速的影响。在低速时由于定子电阻压降占端电压大部分, 使反电动势测量误差较大, 导致定子磁通观测不准, 影响系统性能。定子磁场定向的矢量控制系统适用于大范围弱磁运行的情况。
3.4 转子磁场定向的矢量控制方法
交流电机的转矩与定转子旋转磁场及其夹角有关, 要控制好转矩, 必须精确检测和控制磁通, 在此方法中, 检测出定子电流的d轴分量, 就可以观测出转子磁链的幅值, 当转子磁链恒定时, 电磁转矩和电流的q轴分量成正比, 忽略反电动势引起的交叉耦合, 可以由电压方程d轴分量控制转子磁通, q轴分量控制转矩。转子磁场定向的矢量控制方法的缺点是磁链闭环控制系统中转子磁通的检测精度受转子时间常数的影响较大, 降低了系统性能。但它达到了完全的解耦控制, 无需增加解耦器, 并且不存在静态稳定性限制的条件, 控制方式简单, 具有较好动态性能和控制精度, 故应用最为广泛。
4 结论
比较四种矢量控制方法可以看出, 转子磁场定向的矢量控制方法是三相异步电动机矢量控制中基本的最常用的控制方法, 可以实现励磁电流分量、转矩电流分量二者完全解耦, 但是, 转子磁场定向受转子参数变化的影响较大, 一定程度上影响了系统的性能。气隙磁场定向、定子磁场定向, 很少受参数时变的影响, 在应用中, 当需要处理饱和效应时, 采用气隙磁场定向比较合适;当需要恒功率调速时, 采用定子磁场定向方法更为适宜。另外在性能要求不高的电机控制系统, 采用转差频率矢量控制方法, 无论是成本还是操作, 都是非常合适的。
摘要：介绍了四种异步电机矢量控制方法, 分析了各种方法的优缺点, 指出各种方法的适用场合。
关键词：异步电机,矢量控制,方法
参考文献
[1]彭伟发, 徐晓玲, 邹娟.转差频率矢量控制仿真研究[J].华东交通大学学报, 2009, 26 (1) .
[2]王成元, 夏加宽, 杨俊友等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.
电机矢量控制 篇2
目前，最优质的节能家电通常使用无刷直流(brushless DC,BLDC)电机，因为与交流电机及有刷直流电机相比，它们的体积更小，更为安静且更具可靠性，运行效率更高。
使用空间矢量 PWM 控制的好处
不过，提及控制 BLDC 电机，设计师们仍有诸多选择。在消费类产品中，空间矢量脉宽调制(SVPWM)是一个绝佳的选择，因为它可提供相当高的准确度，降低噪音，减少总谐波失真(THD)，而且价格相当实惠。
SVPWM 利用相对成熟的技术产生基础正弦波。其中包括通过在转子和定子之间形成圆形旋转场所产生的三相波形。SVPWM 控制器利用通过不同切换模式所产生的场通量来接近基础圆磁场。为启用切换控制并创建所需的PWM 波，控制器会比较所产生的实际磁场和基础圆磁场。在 BLDC 电机中，控制器和电机被视为一个整体装置。SVPWM 控制器通过内切多边形的方式接近圆磁场，产生恒定的场幅和圆磁场。
SVPWM 使用的磁通量法
SVPWM 控制器使用其中一种磁通量法（共两种）：开环或闭环。开环法使用两个非零矢量加一个零矢量，生成一个等效电压矢量。电压矢量仅受取样时间限制。使用开环法生成的输出电压通常比使用正弦调制生成的输出电压高 15%，并且有效谐波电流之和接近最小值。然而，开环法也有缺点，它无法克服低速运行时具有较高阻值的定子电阻的影响。闭环法通过引入磁通量反馈来控制通量和变化率，克服了这个问题。通过比较预估磁通量与给定磁通量的比较，最终确定可产生所需 PWM 波的下一个电压矢量。因而可提高性能，减少振动和噪音。
Fairchild 提供了几种电机控制器，特别适用于使用 SVPWM 控制的 BLDC。尤其是 FCM8201 和 FCM8202 控制器，它们具有两种驱动模式（正弦波和方波），可让设计师基于目标应用优化性能。正弦波模式适用于吸尘器、空调、冰箱、洗衣机、洗碗机、风扇和其它家电，具有平稳、噪音小及运行时无振动等特点。方形波模式建议用于大功率输出的应用，如车辆、泵、机床、工业风机和户外用具。它可提供较高的扭矩，减少开关损耗，但会降低转子反馈的准确性。
FCM8201 和 FCM8202 支持两种运行模式，具有综合保护功能，可减少设计师开发软件保护功能的需要。如图 1 所示，有三种过流保护： 电流过载保护，其中临界电压(VOCP_OL)为 1.4 V；逐周期电流保护，其中临界电压(VOCP_CYC)为 1.5 V，及短路电流保护，其中临界电压(VOCP_SH)为 2.5 V。
图 1.FCM8201 和 FCM8202 电机控制器中的过流保护
图 2 显示家用风扇中的 FCM8201 和 FCM8202。系统配备有无线连接，可使用遥控器进行远程控制，还具有智能功能（如可选速度），可让消费者轻松改善家居环境。
图 2.带 BLDC 电机智能控制的家用风扇方块图
结论
电机矢量控制 篇3
关键词：感应电机；矢量控制系统；无速度传感器；MRASCC；自适应系统 文献标识码：A
中图分类号：TM34 文章编号：1009-2374（2016）19-0007-02 DOI：10.13535/j.cnki.11-4406/n.2016.19.004
1 概述
无速度传感器矢量控制系统在过去十余年中已得到广泛应用，它的优点是：简化装置硬件的复杂性、降低造价、减小驱动电机尺寸、取消传感器电缆和提高可靠性。而由于模型参考自适应法原理简单、易于实现，在无速度传感器交流调速系统中得到广泛应用。但是目前在生产实际中所应用的模型参考自适应法，大多是以电压模型为参考模型，电压模型存在低速问题。基于定子电流的模型参考自适应法作为一种新型的方法，它以感应电机本身作为参考模型，解决了电压模型的电阻压降问题和纯积分运算存在的逸走问题，因此基于定子电流的模型参考自适应法在实际应用中具有很好的发展
前景。
2 感应电机数学模型
3 基于定子电流的模型参考自适应法
利用感应电机本身作为参考模型，电流模型和电机定子模型作为可调模型，Lyapunov稳定性定理建立自适应率。其原理如图1所示：
3.1 可调模型
用电动机定子模型SM（stator model）可以算出定子电流矢量的观测值：
电机额定参数：PN=35kW，UN=380V，RS=0.4Ω，Rr=0.5，Ls=0.087H，np=2，Lr=0.088H，Lm=0.085H，J=0.0876kg·m2，D=0.001kg·m2/s。
经调试，磁链调节器（AψR）的参数为Kp=150，KI=200；转矩调节器（ATR）参数为Kp=1.27，KI=250；转速调节器（ASR）参数为Kp=100，KI=1；自适应调节器（AAR）的参数为Kp=1000，KI=2.5。
4.1 在高速时的仿真
给定转速为1000rpm，其仿真波形如图4所示。
波形分析：在整个过程中，转速的观测值和实际值的波形基本上重合；加入负载稳态时，转速观测值为1000rpm，转速实际值为999.3rpm，相差0.7rpm；磁链观测值与实际值之差很小；电流波形为标准的正弦波。
4.2 在低速时的仿真
波形分析：在整个过程中，转速的观测值和实际值的波形基本上重合；转速观测值与实际值之差在稳定状态下接近于0；磁链观测值与实际值之差很小；电流波形为标准的正弦波。
5 结语
（1）基于定子电流的模型参考自适应系统的矢量控制，具有优良的动静态调速性能，其响应速度很快、磁通的变化很小、稳定性很好。由于是直接启动，所以其启动电流很大。（2）基于定子电流的模型参考自适应系统的矢量控制，无论是在高速还是在低速，都有着良好的跟踪性能。高速时，转速观测值与实际值误差为1rpm左右；低速时，转速观测值与实际值误差为0.2rpm。与传统的以电压模型为参考模型的模型参考自适应法相比，其速度观测范围更广。
参考文献
[1] 阮毅，陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京：
机械工业出版社，2009.
[2] 洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的Matlab仿真
[M].北京：机械工业出版社，2006.
[3] 马小亮.怎样才能扩展IM无转速传感器VC系统的调
速范围[J].电气传动，2011，（1）.
[4] 李永东.交流电机数字控制系统[M].北京：机械工
业出版社，2004.
[5] Teresa Orlowska-Kowalska，Msteusz Dybkowski.Stator-
Current-Based MRAS Estimator for a Wide Range Speed-
Sensorless Induction-Motor Drive[J].IEEE
TRANSACTIONS ON INDUSTRONICS，2010，（4）.
电机矢量控制 篇4
异步电机运行时极易受温度、磁饱和以及运行的频率的影响,定、转子电阻受温度变化而变化使得磁链计算与实际存在偏差。同时,导致了转矩和磁链的稳态误差和瞬态振荡[2]。由于滑模控制器设计时与参数及扰动无关,这就使得滑模控制具有快速响应、对参数变化及扰动不灵敏[3]。因此,提出一种基于转子磁链滑模控制器的异步电机矢量控制方案,通过这个摆脱磁链调节对电机参数的依赖,提高异步电机的转矩和转速动静态性能。
1 异步电机数学模型
异步电机在系统中实现MT同步坐标,转子磁场定向是将M轴与转子磁场方向重合[4,5],在转子磁场定向矢量控制下,,可得按转子磁场定向的电压基本方程式为:
M-T同步坐标系的磁链方程为:
利用上式对定子电压解耦得
可知通过usT、us M分别控制is T、is M,必须加上电压补偿量us Tc、us Mc。
上述公式字母含义:p积分因子,Ls定子电感,Lm互感,Lr转子电感,Rs定子电阻,Rr转子电阻,ωs定子角速度,ωr转子角速度,ωsl转差角速度,Tr= LrRr转子时间常数,Ts= LsRs定子时间常数,漏感系数。
2 滑模控制器的设计
2.1 滑模控制原理
滑模控制(Sliding Mode Control,SMC)是一种变结构的控制策略。这种控制策略与常规控制的根本区别在于控制的不连续,即一种使系统“结构”随时间变化的开关特性。该控制特性可以迫使系统在一定特性下沿规定的状态轨迹做小幅度、高频率的上下运动,即所谓的滑动模态或“滑模”运动。这种滑动模态是可以设计,且与系统的参数及扰动无关。这样,处于滑模运动的系统就具有很好的鲁棒性[6]。
2.2 滑模控制器的设计
由式(3)可知磁通调节器传递函数为
ψr M用è代替可简化为
设计滑模函数为
c满足Hurwitzt条件,及c >0 。跟踪误差:
è*为指定磁链信号, è 为转子磁链信号。
定理1.在磁通调节器(7)下,系统(8)稳定。
证明:构造如下lyapunov函数:
为了使该系统具有很好的鲁棒性采用指数趋近律设计,则有
根据lyapunov稳定性理论知, 为了保证,设计滑模控制率为
3 控制系统及仿真结果
图1 所示为异步电机矢量控制系统框图,控制系统主要包括:转矩调节器、转速调节器、磁链调节器、矢量逆变器、电压补偿和磁链、转矩和空间角度计算模块。
为了验证滑模控制器对异步电机性能的改善,建立了MATLAB/Simulink仿真模型,仿真参数见表1。
通过突变负载模拟外界干扰分别对SMC控制系统与PI控制系统性能的影响:给定转速是90rad/s,初始转矩是0 N.m,在0.4s时突加300N.m, 在0.65s减为负100N.m,在0.8s时增加150N.m,仿真结果见图3。由图3 可知,转矩在0.02就趋近稳定,矢量控制具有较好动、静态性能。在0.8s时,PI控制系统的转矩有明显的波动;而SMC控制系统转矩几乎保持恒定,说明具有良好的鲁棒性。故仿真结果验证SMC控制系统对外部干扰表现出较好的鲁棒性和抗干扰能力,能提高异步电机的转矩动静态性能。
通过改变电机参数值模拟内部参数变化分别对SMC控制系统与PI控制系统性能的影响:增加转动惯性和定子电阻到原值200%,转子电阻到原值120%,他条件不变,仿真结果如图4 和图5。由图4 知,SMC控制系统角速度波形更接近给定角速度、超调量小。由图5 可知:PI控制系统明显发生震荡,而SMC比较稳定。故仿真结果验证SMC控制系统对电机内部参数变化表现出较好的鲁棒性和抗干扰能力,能提高异步电机的转矩和转速动静态性能。
4 结论
电机矢量控制 篇5
交流电动机是多变量、非线性、强耦合的被控对象,20世纪70年代德国学者Blaschke等人提出了矢量控制理论,使得交流异步电机定子电流励磁分量和转矩分量之间实现解耦,从而使交流异步电动机的磁通和转矩分别进行独立控制,这样交流异步电动机变频调速系统就具有了直流调速系统的全部优点。近年来电机控制中采用了SVPWM技术,也就是把电动机与逆变器看为一体,着眼于如何使电动机获得幅值恒定的圆形磁场为目标,它以三相对称正弦电压供电时交流电动机中的理想磁链为基准,用逆变器不同的开关模式所产生的磁链有效矢量来逼近基准圆,理论分析和实验表明,SVPWM调制具有脉动转矩小、噪音低,直流电压利用率高(比普通的SPWM调制约高15%)[1,2]等优点。
本研究在分析交流异步电机数学模型的基础上,借助于Matlab/Simulink强大的仿真建模能力,建立交流异步电机SVPWM控制系统仿真模型,并验证异步电机启动和不同负载情况下的性能。
1 矢量控制系统仿真模型
在Matlab/Simulink环境下,建立了交流异步电机控制系统的仿真模型,整体设计框图如图1所示。主要包括:交流异步电机模块、矢量控制模块、坐标变换模块、SVPWM控制模块、PI调节模块[1,2,3,4]。
1.1 交流异步电机模块
异步电机三相原始动态模型相当复杂,在实际应用中必须简化,其基本方法就是坐标变换。由于两相坐标轴互相垂直,两相绕组之间没有磁的耦合,因而异步电机的数学建模方法一般是将三相静止坐标系变换为两相静止坐标系,两相坐标系中电机的数学模型状态方程为:
式中 usα,usβ,isα,isβ—异步电机在α-β轴上的定子电压分量与电流分量;Lm—定转子间互感;Ls,Lr—定转子自感;Rs,Rr—定转子电阻;np—极对数;TL—负载转矩;Ts=Ls/Rs;Tr=Lr/Rr;σ=1-L
在Matlab/Simulink中建模,模块中输入量为三相交流电压和负载转矩,输出三相定子电流、转子角速度ω和电磁转矩Te。电机仿真的模块如图2所示。
1.2 坐标变换模块
由图1系统仿真模型可知,主要坐标变换模块有:三相静止坐标变换为两相垂直的静止坐标3s/2s变换;从两相静止坐标系到两相旋转坐标系的2s/2r变换。其坐标变换的矩阵如下:
1.3 转子磁链定向矢量控制模块
在三相坐标系下的定子输入电流通过坐标变换从三相静止坐标系到两相M-T轴旋转坐标系,并且使得M轴沿转子总磁链矢量的方向,最终等效成同步旋转坐标系下的直流电流iM、iT,其中iM用以控制转子磁链,iT用以调节电磁转矩。矢量控制的最终结果实现定子电流的分解,对转子磁链和电磁转矩进行解耦控制,则:
式中 ωe,ω,ωs—同步角速度,转子速度与转差角速度;θ—转子磁链的位置。
根据方程组(3),转子磁链观测模块如图3所示。
1.4 SVPWM控制模型
SVPWM模块是该系统仿真的关键部分,以电压矢量在两相静止坐标系中的分量usα,usβ,开关周期Ts以及直流端电压Udc为输入,首先判断电压空间矢量区间(N),接着计算其作用时间(T1,T2),再由区间信号和其相应的作用时间确定电压空间矢量的作用次序以及逆变器产生的PWM波形[5,6]。仿真模块如图4所示。
2 仿真结果与分析
为了验证所建模型的正确性,本研究采用如下电机参数进行仿真分析:额定功率为PN=3 kW,额定电压为380 V,频率为50 Hz,Rs=1.898 Ω,Rs=1.45 Ω,Ls=0.196 H,Lr=0.196 H,Lm=0.187 H,np=2,额定转速为n=1 430 r/min,转动惯量J=0.006 7 kg/m2,直流侧电压为540 V,开关频率为5 kHz。由以上给定参数可得电机的同步转速为nN=60f/np=1 500 r/min,转子的额定角速度为ωN=2πn/60=149.75 rad/s,额定转矩TN=PN/ωN=20 N·m,额定电流为:IN=6.8 A。
2.1 空载情况分析
转子磁通的给定值为0.96 Wb,负载为0,转速初值为130 rad/s,0.5 s后变为80 rad/s,仿真结果如图5所示。在图5(a)中空载启动瞬间电机电流峰值达到了32.75 A,其有效值为23.16 A,启动电流是额定电流(6.8 A)的3.4倍,一般情况下启动电流不超过额定电流的6～7倍,因此该电机的启动电流在可接受的范围内。稳定时,在130 rad/s与80 rad/s下电机的空载电流分别是4.13 A与4.24 A,电流有效值分别是2.92 A与3.0 A,分别是额定电流的0.43与0.44倍,一般电机的空载电流是额定电流的0.3～0.6倍,因而空载电流也在可接受范围内。
从图5(b)中可以看到启动最大转矩为33.8 N·m,启动转矩是额定转矩的1.69倍,一般电机的最大转矩不超过电机额定转矩的2倍,说明该电机的启动转矩在可接受范围内。空载稳定时转矩的波动幅值为0.53 N·m,为额定转矩的0.016倍,说明空载转矩小。
从图5(c)中可以看出电机转速从0到130 rad/s的调整时间为0.075 s,从130 rad/s～80 rad/s的调整时间0.05 s,其上升曲面平滑,说明矢量控制电机速度特性达到实验要求。
2.2 负载情况分析
如图6所示,转速设定为120 rad/s,在0～0.5 s输入负载为斜坡信号,其最大值为15 N·m,此时电流值随着斜坡信号变化逐渐上升,其稳定时电流峰值为8.65 A,其有效值为6.11 A,均在额定电流值之内。在1 s时,负载突然转变为0,此时电流下降,转速波形超调量1.67%。在1.5 s时,输入负载为15 N·m的阶跃信号,此时电流上升,转速略有下降,电流稳定时峰值为8.66 A,其有效值6.12 A,在额定电流之内;而转速曲线此时的超调量为1.5%。
当负载为正弦输入时,其仿真结果如图7所示,在0.5 s时输入一个10 N·m的阶跃信号,定子电流增加,转速瞬间略降,其超调量为1.25%;在1 s～2 s的时间段里输入正弦负载信号的幅值为5 N·m,频率为50 Hz,其输出电流幅值为9.24 A,有效值为6.53 A,在额定电流之内;电磁转矩输出与输入正弦信号对应,输出的转速波形的波动量为0.25%。
3 结束语
在Matlab/Simulink环境下对采用SVPWM方式调制的矢量控制系统进行了仿真,可以看出在空载调速时其启动电流,转矩和调速性能都符合要求。在负载转矩为15 N·m的阶跃信号时,转矩的波动量为100%,转速此时的超调量为1.5%;当负载转矩为斜率30的斜坡信号时,转速跟踪稳定,波动小;当负载转矩在10 N·m的基础上,周期性波动量为50%时,输出的转速波动量为0.25%。以上仿真的结果表明了所建仿真模型的动态仿真过程符合实际调速系统运动过程,为下一步采用DSP实现电机数字化控制奠定了良好的基础。
参考文献
[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].3版.北京:机械工业出版社,2004.
[2]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社,2002.
[3]ALKORTA P,BARAMBONES O,GARRIDO A J,et al.SVPWM variable structure control of induction motor drives[J].IEEE Trans.Industrial Electronics,2007,40(7):1195-1200.
[4]黄忠霖,周向明.控制系统Matlab计算及仿真实训[M].北京:国防工业出版社,2006.
[5]王晓明,王玲.电动机的DSP控制:TI公司DSP应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,2004.
关于永磁同步电机矢量控制的研究 篇6
1 永磁同步电机的矢量控制原理
永磁同步电机结构简单, 体积和重量小, 损耗小效率高。相比于其他类型交流电机, 有着一定的优势, 再加上永磁同步电机的功率因数高, 因此其力矩惯量就大, 而定子电流和电阻损耗却不大, 所以永磁同步电机的转子参数控制性能好。
永磁同步电机的结构有:定子、转子和端盖等部分。定子由定子铁心、定子绕组构成。转子通常由轴、永久磁钢及磁轭组成, 是由永磁材料制成的, 转子能够在电动机气隙内产生足够的磁场强度, 定子绕组通过三相交流电, 产生于电源频率同步的旋转磁场, 转子在定子绕组产生的旋转磁场作用下旋转。在永磁同步电机的工作原理中, 电机的控制过程实际上是对坐标的量进行变换的过程。这样的变换叫作线性变换, 在这样的线性交换的坐标系中, 有静止坐标系和旋转坐标系两种, 即α, β坐标系和d, q坐标。
其具体控制原理和公式如下:
在矢量控制中, 最重要的是将电流矢量等效到坐标系中, 在这个控制公式当中, 我们需要把定子绕组上产生的三相电流矢量等效到α, β坐标系中和d, q坐标系中去。
以下时静止坐标即α, β坐标中的三相变换, 在这里我们把这三相命名为A, B, C。
在坐标系中, 对于任意的矢量, 都有:
同时会产生:
把上图的电流进行分解的得:iα, iβ, ia, ib, ic
在图上所形成的向量分别是α轴β轴A轴B轴和C轴上的投影。
αβ/dq (Park变换) 和其逆变换如下:
矢量控制为永磁同步电机带来的是调速性能, 所以在d, q模型下的坐标系中, 矢量变换的公式如下:
在永磁同步电机的控制过程中, 我们通常设定id=0, 所以:
上述公式中, Lq、Ld表示q、d轴的电感量;R表示定子内阻;iq、id表示q、d轴的电流分量;vq、vd表示q、d轴的电压分量;p表示定子极对数;wr表示转子角速度;Te表示电磁转矩;λ表示电磁转矩系数。
从上图中可以看出, 电磁转矩和q轴电流成正比, 因此要达到对电流的控制, 可以通过控制转矩来完成。同时也能保证最大的输出转矩。它的运动方程如下:
其中J, TL分别为转动系统的转动惯量和电机的阻转矩。
2 矢量控制的基本概念
在永磁同步电机中, 矢量控制是通过坐标变换来实现模拟直流电机的控制方法, 从而以此来对永磁同步电机进行控制的, 在行业内又叫做定向控制。矢量控制的具体过程如下:
2.1 永磁同步电机的矢量控制过程
首先将速度指令信号与转子速度信号进行比较, 然后经过速度控制器的调节, 再通过Clarke原则将三相静止坐标变换成二相静止坐标, 之后就是Park变换原则, 运用这一原则将d-q旋转坐标系的电流值通过调节器的反馈输入;之后被输入的电流将被分解成按转子磁场定向的2个直流分量id、iq (其中id为励磁电流分量, iq为转矩电流分量) 。因此在操作过程中, 控制id就相当于控制磁通, 而控制iq就相当于控制转矩, 这样我们就能通过控制其速度电流环来对机器进行控制。Iq调节参考量经过电流环调节后得出其d, q轴上的电压分量即ud和uq。得出的这两个控制量ud和uq再通过Park逆变换, 最后根据SVPWM空间矢量合成方法实现矢量控制量输出, 达到矢量控制的目的。
永磁同步电机的控制过程之所以比异步电机的要简单, 是因为同步电机的转子磁通位置与其机械位置相同, 所以当我们检测到转子的实际位置时就可以直接得知电机转子磁链的位置了。
2.2 电机控制中使用的pwm方法
PWM技术是电机控制中使用的较为普遍也较为重要的一种方法, 是利用半导体功率器件的导通与关断, 从而使得直流电压变成压脉冲序列, 通过控制电压宽度或周期来达到变压的目的的一种技术。PWM技术可以分为正弦PWM法, 等宽PWM法, 磁链和电流追踪法四种。PWM技术可以分为磁链和电流跟踪法, 等宽与正弦PWM法四种。
在实际运用中, SVPWM法则主要着眼于使电机获得幅值恒定的圆形旋转磁场, 这也是从电机的角度出发的。这种法则不仅能为矢量控制的实现提供途径, 也能很好地结合矢量控制的算法让设备发挥出最大限度的性能, 除此之外, 这一法则还具备了电压利用率高、开关次数少以及低谐波成分少以及功耗小等优点。
SVPWM法则中的PWM波形是操作的关键, PWM波形由实际磁链矢量与基准磁链圆的比较结果所形成的开关状态产生的。磁链圆的基准以是以电动机定子的理想磁链圆为准, 在运作过程中, 三相逆变器不同的开关模式所产生的实际磁链矢量与基准磁链圆并不完全相同, 因此才有了比较结果, 所以才产生了逆变器的开关状态, 这就是PWM波的形成缘由。
3 永磁同步电机矢量控制中应注意的事项
3.1 在永磁同步电机控制中, 起动是一个很关键的问题, 因此这是在永磁同步电机控制中要注意的第一个问题
如果使用开环起动, 会使电机的起动性能变差, 而起动较好的电机则应该使转子转动到预先设定的位置。因此, 转子的预先设定位置成了能够高效起动的关键, 所以在起动之前, 需要通过较好的方法精确检测到初始转子的实际空间位置, 这才会使得控制系统能高效起动进而正常工作。而当转子的初始位置检测不精确时, 会使得电机起动的转矩减弱, 从而出现很大的震动。
对于永磁同步电机的初始转子的位置检测, 方法比较多, 其一, 我们可以通过光电编码器进行检测, 它是通过自身带有的简单磁极来定位的, 在检测的过程中, 它输出两组信息, 一组是三者相差120度且占空比为0.5的U、V、W三路脉冲信号, 用于检测磁极位置, 带着绝对信息功能;另一组输出的三路方波脉冲A、B、Z, 其中A与B位差90度, 再通过Z脉冲的转向来确定基准点。其二, 可以使用示波器来观察光电编码器的安装角度来确定转子的位置。
3.2 位置控制器参数对控制性能的影响
在永磁同步电机的控制系统中, 对矢量控制产生影响的参数还有位置控制器。当参数过小时, 稳态误差大, 动态跟踪误差也由此增大, 继而调节的速度变慢;当参数过大时, 虽然误差可以减少, 但是会使得位置响应在给定值附近出现比较大的波动, 从而导致稳态误差增大最终超过容许值, 进而会引起速度响应的波动。因此大小合适的比例系数选择很重要。
结束语
日新月异的社会发展, 使得人们对电机的要求也越来越高, 在这些要求中, 速度的快速与电压的增大是比较普遍的, 但是电机的电压有自身的限制, 不能超出其额定值, 所以对于电机的额定转速要进行控制, 得通过减小磁场分量才能是额定电压保持不变。因此为了使系统能够更广泛地用于实际中, 必须要实现对调速的场合控制, 即要实现弱磁控制。
在永磁同步电机的矢量控制中, 使用者应该对基本原理熟悉, 并对需要注意的参数以及条件进行控制, 从而使得电机的控制能够更好地进行。
摘要：随着社会对科技的需要, 电机普遍用于社会生产和生活中。永磁同步电机与其他类型交流电动机相比具有效率高, 功率因数高定子电流和电阻损耗小等优点, 使得国内外的电机学者对其产生极大兴趣。本文基于空间矢量控制的原理, 对永磁同步电机的控制方法和步骤进行分析。
关键词：永磁同步电机,矢量控制,变换研究
参考文献
[1]徐有升.电机变频调速技术发展及应用前景[J].华中电力, 1997.
[2]王成元, 周美文, 郭庆典.矢量控制交流伺服驱动电动机[M].北京:机械工业出版社, 1994.
[3]李华德.交流调速控制系统[M].北京:电子工业出版社, 2003.
电机矢量控制 篇7
混合励磁同步电机 (Hybrid Excitation Synchronous Motor, HESM) 具有永磁体和电励磁绕组两种励磁源, 继承了永磁同步电机效率和功率密度高的优点, 相比于永磁同步电机具有更强的磁场调节能力, 具有转矩输出能力强和调速范围宽的优点。在电动汽车用轮毂式直驱系统中具有良好的应用前景[1]。
混合励磁电机控制方法的研究难点在于如何优化电流分配方案。现有混合励磁电机控制方法的研究文献尚不多[2,3,4], 其中, 参考文献[2]建立了混合励磁双凸极电机等效模型并进行了弱磁控制策略的分析, 参考文献[3]提出一种并列式混合励磁磁通切换电机功率角线性控制策略。参考文献[4]提出了一种弱磁区保持q轴反电势为恒定值的铜耗最小控制策略, 实现了HESM电机弱磁扩速运行, 但没有计算d轴反电势因而是一种近似算法, 且未考虑负载转矩和励磁电流对弱磁基速的影响。
本文提出了一种基于分区控制的混合励磁电机矢量控制算法, 重点介绍了弱磁基速计算模块和弱磁区电流控制策略, 通过合理分配电枢电流和励磁电流, 实现HESM电机低速大转矩和高速宽调速范围运行, 同时使电机在恒转矩区和恒功率区之间能够更精确地进行状态切换。
1 HESM电机数学模型
混合励磁同步电机, 在abc三相坐标下励磁互感呈三相对称, 励磁电流只提供励磁磁场[5], 在dq O坐标系中, 励磁互感只有d轴分量, 给出HESM电机数学模型如公式 (1) 、 (2) 和 (3) 所示。
磁链方程:
式中:ψd、ψq分别为HESM电机d 、q轴磁链分量;ψpm为永磁体磁链;ψs为定子合成磁链;id、iq分别为d、q轴电枢电流分量;Msf为励磁绕组与电枢绕组互感;if为励磁电流。
电压方程:
转矩方程:
式中:p为电机极对数。
2分区控制
2.1控制策略概述
和PMSM类似, 可以将HESM的运行状态分为区域I (恒转矩区, nr≤nBdec, nr为电机转速, nBdec为弱磁基速) 与区域II (恒功率区, nr>nBdec) [6], 转速-转矩调节特性如图1所示。
1) 区域Ⅰ (nr≤nBdec)
为简化算法, 恒转矩区采用id=0的电枢电流控制策略。励磁电流给定值由负载情况确定:负载转矩小于额定转矩时励磁电流为零;负载转矩大于额定转矩时通入正向励磁电流。
2) 区域Ⅱ (nr>nBdec)
当转速超过弱磁基速nBdec后, 电机进入高速弱磁区。本文提出一种保持弱磁区合成反电势恒定的弱磁调速方法。将弱磁区分为两个子区域i和ii:
(1) 子区域i保持d轴电流为零采用励磁电流进行弱磁。
(2) 子区域ii保持励磁电流为负的额定值, 利用d轴电流弱磁。
2.2弱磁基速nBdec
电机转速超过额定转速时, 由于端电压的限制, 需要进行弱磁升速, 额定转速的定义为电枢电压为额定值、电枢电流为额定值且励磁电流为零时的转速。实际中, 混合励磁电流的弱磁基速会随负载和励磁电流的变化而升高或降低, 在电动汽车等应用场合, 电池长时间放电出现的欠压状态也会影响弱磁基速。电机弱磁基速随负载转矩和励磁电流变化曲线分别如图2和图3所示。
负载为1 N·m且励磁电流为零时, 弱磁基速随直流母线电压变化曲线如图4所示。
由图2、图3和图4可知, 需要根据电机运行状态实时计算弱磁基速。忽略定子电阻, 电机转速为弱磁基速时, 电机反电势满足:
式中:Umax为电机端电压有效值, 即
将id=0、电流分配器的输出iq和if以及直流母线电压实测值代入上式, 即得实时弱磁基速:
当电机的转速高于实时弱磁基速时, 进入恒功率区。
2.3恒功率区
2.3.1恒功率i区
当电机转速超过弱磁基速nBdec, 采用保持合成反电势恒定的控制策略, 此时电枢电流和励磁电流满足下述方程组:
求解上面方程组, 可得两组解。考虑实际控制中电流的连续性及在相同情况下希望电枢电流尽可能小, 得到恒功率i区的电流给定值为:
2.3.2恒功率ii区
恒功率i区采用反向励磁电流进行弱磁提速, 当励磁电流减小为负的额定值时, 对应转速为nBdec2, 若要继续升速, 就需利用反向d轴电流。
将励磁电流的额定值代入合成反电势表达式即可求得当前负载下的nBdec2表达式:
由于电机凸极率较低, 忽略磁阻转矩, 结合式 (3) 和式 (7) , 可得到恒功率区ii的电流给定值为:
3仿真建模
HESM的仿真驱动系统如图5所示。
主要模块包括HESM电机本体、坐标变换、速度控制器、电流分配器、电流控制器、空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 模块、主逆变器和励磁逆变器等。HESM电机参数如表1所示。
3.1恒转矩区增磁运行
仿真方法为给定转速500 r/min, 起动转矩为1 N·m。在t=0.2 s负载转矩提高到5 N·m, 仿真得到增磁运行时的转速、输出电磁转矩、励磁电流和弱磁基速波形如图6所示。
由图6所示可以得知, 启动的时候由于正向励磁电流的增磁作用, 电机输出电磁转矩显著增加, 缩短了起动时间。当负载转矩突变为5 N·m时, 由于电机的额定转矩只有3.4 N·m, 因而电枢电流无法提供所需电磁转矩, 在电流分配器的调节下, 励磁电流被调制某一数值, 使电磁转矩和负载转矩平衡, 实现了低速增磁运行。增磁运行产生的正向励磁电流使得合成反电势大幅上升, 弱磁基速降低, 以避免继续升速可能出现的反电势越限, 如图6 d) 所示。
3.2恒功率区弱磁运行
给定负载转矩恒定为0.5 N·m, 初始转速为1 500 r/min, 在t =0.2 s时, 给定转速突变为3 500 r/min, 转速高于弱磁基速, 电机进入弱磁区。仿真得到弱磁运行时的转速、输出电磁转矩、励磁电流和弱磁基速波形如图7所示。
由图7可知, 转速为1 500 r/min时, 转速小于弱磁基速, 电机处于恒转矩区, 励磁电流为零。当给定转速变为3 500 r/min, 电机进入恒功率ii区, 励磁电流和d轴电流减小为负值, 削弱了气隙合成磁通, 实现了混合励磁电机高速弱磁运行。
4结语
本文根据HESM电机特点, 提出了一种基于分区控制的矢量控制方法。该方法根据负载和母线电压实时在线计算弱磁基速, 在弱磁区采用保持合成反电势不变的控制策略调节电枢和励磁电流。在理论分析的基础上, 搭建了仿真模型, 仿真结果表明该控制策略实现了HESM电机低速大转矩和高速宽调速范围运行, 同时电机在低速区和弱磁区能够更精确地进行状态切换。
摘要：在速度分区控制的基础上提出一种混合励磁电机矢量控制算法, 该方法综合考虑了负载转矩、励磁电流及母线电压对弱磁基速的影响, 在线动态计算弱磁基速。在弱磁区, 保持气隙合成反电势恒定, 利用励磁电流和d轴电流共同弱磁升速。采用Matlab/Simulink仿真软件建立混合励磁同步电机控制系统, 对所提算法进行验证。仿真结果表明该算法可实现混合励磁电机低速大转矩和高速宽调速范围运行。
关键词：混合励磁同步电机,分区控制,弱磁基速,合成反电势
参考文献
[1]朱孝勇, 程明, 赵文祥, 等.混合励磁电机技术综述与发展展望[J].电工技术学报, 2008, 23 (1) :30-39.
[2]葛善兵.混合励磁双凸极电机调速系统控制策略研究[D].南京:东南大学, 2006.
[3]王宇, 邓智泉.并列式混合励磁磁通切换电机直流发电系统功率角线性控制策略[J].中国电机工程学报, 2012, 32 (12) :136-145.
[4]黄明明, 林鹤云, 金平, 颜建虎.混合励磁同步电机驱动系统弱磁控制[J].中国电机工程学报, 2012, 32 (4) :8-12.
[5]杨成峰.新型混合励磁同步电机的分析、设计及控制策略研究[D].南京:东南大学, 2007.
电机矢量控制 篇8
除此之外,异步电机的基础模型十分复杂,要想建立有效的对应结构也需要相关人员进行集中的处理和优化分析,并且对其时间常数进行集中的关注。传统的PID模式不仅会产生一定程度的时间延迟,也会发生超调,对于整体系统的性能指标不是非常令人满意。而作为比较先进的模糊控制机制,是一项有效的智能控制系统,能利用基础的电压矢量对开关表进行集中的控制,并且实现对整体转矩和转速的实时控制,能从根本上提高整体控制系统的安全性能以及稳定特性。
1异步电机矢量控制概述
1.1异步电机矢量控制内涵
在对相应系统研究的过程中,相关人员要集中处理相应系统的内涵,进行有效的数据分析和信息处理,异步电机的矢量控制机制就是在运行过程中主要依据异步电机的基础坐标,形成有效的变换理论,从三相坐标系出发,利用相应的数据关系将定子输入到电流变换结构中,并且保证其有效的转化到两项旋转坐标系中,建立相应的M,T轴,使得M轴沿转子的总磁链矢量方向,从而获取等效价值的直流电流,然后将异步电机等效的电流解构为输入电流的直流电,获取相应的动态调速特性,基础的原理图见图1。
在建立相应的运行结构模型的过程中,设定基础组为三相定子绕组A、B、C以及相应的转子绕组a、b、c,两者在空间内呈现的是对称分布,并且结构中各相电流差生的磁势在空间内是正弦关系,若是对温度以及基础的频率变化参数忽略不计,则对于笼型转子电动机,其转子短路[1]。并且,通过转差频率控制方程、电机转矩计算方程以及对励磁分量以及转矩分量的分析,能得出磁链和励磁电流是一阶惯性传递函数,并且相应的性质和直流电机的励磁特性也十分相近。
1.2电压空间矢量电力电子逆变技术内涵
在研究相应的技术项目时,矢量控制系统的实质就是对逆变器结构进行有效的控制,采取的基本手段就是电力电子逆变技术,SVPWM的主要运行结构是以三相对称正弦波电压供电机制和三相对称电动机定子理想磁链圆为基础的数据参考标准,主要是三相逆变器不同开关模式形成的适当切换。相较于传统机制,新型的电力电子逆变技术是将逆变电路以及电机结合成一个整体,整体基础模型更加的简单便捷,并且能更加适用于数字化技术的运行[2]。另外,该控制机制的技术参数有效的缩减了电流波形的畸变以及电机谐波的过度损耗,一定程度上规避了电机转矩脉动效应,从根本上提升了整体系统的电压利用效率,已经大量用于电机调速领域内了。在项目运行的过程中,基础的项目原理是依据平均值等效原理,保证相应的电压矢量能在一定的开关周期内实现有效合成,且基本的平均值和给定电压矢量值相等[3],基础的电压空间矢量图见图2。
电压矢量所在扇形区域两侧会存在相应的相邻开关状态,相关研究人员要对相应的开关周期进行集中的控制,并且对实际工作时间进行有效的模型建构。
2模糊PI控制器设计机制概述
模糊PI控制器是在控制系统中比较常见的系统结构,不仅操作比较简单,相应的稳定性能也比较好,但是,由于异步电机数学模型在建立过程中,相对参数和基础组成结构不能保证很好的确定性,就导致相应的参数变化和外部扰动得不到有效的推广[4]。要改善其运行性能,就要针对电机项目的动态模型进行集中的升级。
2.1模糊PI控制器运行原理
早在1965年,模糊PI逻辑控制机制第一次被提及,在其运行过程中,不需要借助数学模型对控制对象进行精确的项目建立,只是需要相关人员利用自身的运行经验以及成型的语言控制系统,按照相应的规范化原则进行数据的控制,并且模糊逻辑控制机制最大的优势就是可以忽略对象的不确定、不精确以及噪声和非线性等特征。在建立模糊PI控制机制的过程中,相关人员要保证其只是模型的建立是由单一组成部分进行的模糊推理产生规则构成的,能有效的实现人机对话,并且保证专家的经验和实际思考都融合在模型中,实现推理系统向模糊控制器转变,主要是由数据库[5]。规则库形成的推理机,并且利用输入模糊器形成解模糊器的输出。模糊器是将输入的精确量进行集中的转换,将其转换为有效的模糊量,解模糊器是将有效的模糊推理项目进行有效的控制量转换,保证建立有效的清晰量。而推理机是整个模糊PI控制机制的核心组成部分,甚至具有模拟人工的推理能力。在整体推理过程中,需要借助最基本的模糊逻辑以及相应的推理规则和数据关系,通常使用的都是极小运算机制或者是拉森乘积运算机制。
2.2模糊PI控制器设计要求
基本的模糊PI控制系统是在矢量控制结构中用于基础速度调节的,能实现有效的输入电量转换,速度误差以及速度误差变化率作为运算结构的输入变量,输出控制变量为u,并且要对模糊控制器中模糊变量进行有效的关注和和记录。基本的控制机制见图3。
在模糊PI控制器参数的整合和确定过程中,相关研究人员要根据速度误差以及速度误差变化率建立不同的比例增益以及积分增益,其一,速度误差数值增大时,会一定程度影响整体系统的速度,导致其加快。那么就要选取相对较大的比例增益,但是,为了防止系统由于速度过快产生不同程度的超调,就要适时的运行相应的限制措施,有效的利用积分作用,选取较小的积分增益;其二,速度误差以及速度误差变化率都处于中等数值范围内,相关人员要从两方面进行考虑,一方面是速度误差以及速度误差变化率同为正数或者是同为负数,被控制量会朝着远离定值的方向变化,相关人员要选取较大的比例增益,以确保系统的响应具有较小的超调;另一方面,若是速度误差以及速度误差变化率一个为正另一个为负,则被控制量会朝着接近定值的方向变化,相关人员要选取较小的比例增益和积分增益,以保证控制机制的优化运行[6];其三,速度误差数值较小时,相关人员要适当的弱化整体系统的比例作用,才能保证系统获取有效的稳定性能,集中强化积分作用,并且将积分增益调节到最大值,这样才能有效的规避由于速度误差产生微小变化而导致的系统震荡;其四,通过相应的数据分析和信息整理,会得出这样的结论:速度误差变化率与积分增益呈现的是正比例关系。
3仿真分析模型
本文中我们利用异步电机控制系统进行仿真模型的建立,以实现对于模糊PI控制算法的进一步测试,通过仿真分析,建立有效的对比数据,从而有效的推进整体控制系统的建立和完善。选取鼠笼电机模型进行电机仿真参数的确定,其中对基础的额定功率以及额定电压进行数值确定,PN=2.2k W、UN=220V,基础频率的50Hz,定子的电阻值为0.8Ω,转子电阻为0.816Ω,另外,对于转子自感71豪亨,定子自感71豪亨,定转子互感69豪亨,极对数控制在2,而基础的转动惯量保持在0.18kg·m2。基础的仿真模型见图4。
在进行数据分析的过程中,相关人员要针对电机的运行状态进行集中的关注,并且对负载情况进行集中分析,以保证其在突加阶跃负载环境下能保证有效的运行机制,顺利完成过渡过程,要实现控制系统保持在转速恒定范围内。另外,系统处于过渡过程中时,相应的响应快速,并且也会抑制电磁转矩脉动,相应的电机转速恒定,鲁棒性能也处于最佳状态。
4结论
通过相应的数据研究,在异步电机矢量控制系统中运行模糊PI控制,能实现整体系统的性能升级,并且保证控制系统能进一步优化,并且能顺利抑制转速超调现象。总而言之,无论是在正常运行结构下,还是在突变负载情况下,都能保证速度的数值不变,而且系统的鲁棒性也随之增强,真正实现整体异步电机项目的可持续发展。
摘要：伴随着经济的进步和科学技术的不断发展,对于异步电机的研究受到了社会各界的广泛关注,由于传统的PI控制机制运行过程中,异步电机矢量系统会有延迟和超调的不良反应,因此相关管理人员要针对技术特征进行有效的项目升级,并且对模糊PI控制器进行优化的项目分析,才能进一步优化整体系统的基本功能。本文针对异步电机矢量控制机制进行了简要的分析,并且对异步电机矢量控制系统中模糊PI控制器的设计机制以及仿真分析展开了讨论,旨在为相关研究人员提供必要的数据和技术参数借鉴。
关键词：异步电机,矢量控制系统,模糊PI控制器
参考文献
[1]张洪帅,王平,韩邦成等.基于模糊PI模型参考自适应的高速永磁同步电机转子位置检测[J].中国电机工程学报,2014,12(12):1889-1896.
[2]缪玲娟,胡勇,沈军等.参数自调整模糊-PI控制器在转位控制系统中的应用[J].北京理工大学学报,2013,33(3):285-289.
[3]樊英杰,张开如,马慧等.基于模糊PI永磁同步电机优化矢量控制系统的研究[J].电气传动,2016,46(3):15-19.
[4]刘胜,刘江华.变论域模糊PI在全范围调速系统中的应用设计[J].电气传动,2015,45(12):50-54.
[5]付青,单英浩,周超林,等.微电网并联逆变器的模糊PI控制[J].电器与能效管理技术,2015,19(9):60-63.
一种十五相感应电机的矢量控制算法 篇9
近几十年来, 多相电动机系统的研究受到了广泛的关注。多相电动机较传统的三相电机系统具有其明显的优点: (1) 可用低压功率器件来实现大功率。 (2) 具有较小的转矩脉动和转子谐波损耗。 (3) 可在定子缺相时降额运行, 可靠性高。
目前, 国内外学者对多相电机控制做了不同程度的研究。国外对五相电机控制[1]和六相电机控制[2,3,4]进行了较为详细的研究和分析, 提出了五相电机和六相电机的建模方法及几种不同的电机控制方法, 为多相电机的控制研究提供了理论依据和参考。国内也有一些学者对多相电机及其调速系统进行了研究, 对多相感应电机及其调速系统的研究现状及其发展前景进行了总结, 指出多相感应电机及其调速系统将成为实现低压、大功率传动的发展趋势[5]。在已有三相电机矢量控制系统[6]的基础上, 许多文献对多相电机的矢量控制系统进行了分析和研究[7,8,9]。文献[7]对五相电机的直接转矩控制进行了研究, 给出了一套简单、易于实施的定子电阻在线辨识算法。文献[9]对十五相感应电机的定子绕组多相开路的稳态特性进行了分析, 其十五相感应电机中的每两相绕组之间的相位角为24°。
综上所述, 国内外虽然有相关文献对多相电机及其调速系统进行了研究, 但大都针对五相或六相电机系统, 鲜有文献对十五相感应电机及其变频调速系统进行研究。
本文以一台十五相新型感应电机为控制对象, 分析并研究了该种十五相感应电机的矢量控制算法, 并将其成功应用于实际控制系统, 实验结果表明该算法可以很好地实现十五相感应电机的变频调速控制。
2 十五相感应电机的数学模型
本文以一台十五相新型感应电机为研究对象, 该电机的定子绕组由三个互差12°的五相对称绕组构成, 每个五相绕组内部依次差72°, 十五相绕组的中点相互独立, 为中点独立的半对称绕组, 其空间分布情况如图1所示。
根据不同结构下的磁势分析, 采用该结构的十五相新型感应电机优势在于:脉动转矩分量小, 噪声与振动小, 无效谐波磁势大量减少使电机损耗降低、效率增加, 电机缺相运行平稳, 使电机容错性加强。
忽略磁路饱和现象及损耗, 并假定绕组为正弦分布, 且各相定子绕组电阻相等, 则十五相先进感应电机定子电压平衡方程可表示为
式中
分别为定子电流, 转子电流, 定子电压矩阵;
分别为定子绕组之间的互感矩阵, 定子与转子之间的互感矩阵。
同理, 转子电压平衡方程表示为:
为转子绕组之间的互感矩阵;
为转子电压矩阵。
将电机方程由abc坐标系变换到dq0的坐标系的变换关系为
式中, 变量f可以是电机的电流、电压或磁通量。Park变换矩阵定义为
式中, Cii表示如下, 其中i=1, 2, 3。
Cii矩阵中变换角度θ是指以同步旋转角速度ω旋转的参考坐标轴q轴和固定的定子绕组a1轴之间的夹角。
3 十五相感应电机磁场定向控制建模分析
在传动控制调速系统中, 考虑电机稳态条件下的等效电路已经不能用于高性能的调速。通常需要对电机的瞬态行为进行考虑, 高性能的传动控制, 例如矢量控制都是以电机的动态d-q模型为基础的。
根据十五相感应电机数学模型, 仅考虑定子绕组基波作用的Park变换和逆变换可表示为
Park逆变换矩阵定义为
根据磁场定向间接矢量控制的基本向量关系, 同步角速度ωe满足ωe=ωr+ωsl。定子电流励磁分量ids1被定向在de轴上, 定子电流转矩分量iqs1被定向在qe轴上, 以实现解耦控制。根据电机的数学模型, 转子回路电压方程表示如下:
根据转子磁链方程, 得到转子电流d、q轴分量为
将式 (9) 代入式 (8) , 得
式中, Tr1为转子时间常数, 对于磁场定向控制, 有Ψqr1=0, 则
为了简化控制, 取转子磁链为常数, 则式 (12) 可以简化为:
根据电机模型, 基波转矩方程如下:
则根据定子磁链方程有
将转子电流式 (9) 代入式 (15) , 得
根据式 (11) 、式 (13) 、式 (16) 构成的十五相感应电机的矢量控制算法得到的控制框图如图2所示。
图2中, 由速度控制环得到定子电流的转矩分量i*qs1, 为了控制简单, 以开环方式维持转子磁链Ψ*qr1为常值, 并根据给定磁链Ψ*dr1, 计算产生期望磁链所需要的励磁电流分量大小i*ds1, 转差角速度ωsl由转矩分量i*qs1算得, 根据转速传感器检测的转子机械角速度, 得到同步角速度ωe, 对同步角速度积分即可得到θ角。电机控制时, 假设电机设计对称度良好, 零序控制可以忽略, 故u*0s=0。u*dst1、u*qst1为注入的三次谐波控制分量, 由于三次谐波的注入方式不是本文的重点, 对于三次谐波的控制不做阐述。
4 试验结果分析
为了验证本文研究的矢量控制算法的正确性, 将该算法应用到十五相感应电机调速系统中, 系统主要由十五相推进变频器、额定功率为45k W的十五相感应电动机、直流发电机和负载电阻组成, 实验用十五相45k W先进感应电动机和直流发电机负载实物如图3所示。十五相感应电动机额定转速600r/min。
十五相推进变频器由十五个完全相同的标准逆变单元构成, 分别连接电动机的十五相绕组, 标准逆变单元电路拓扑如图4所示, 调制方式采用基于载波层叠的PWM脉宽调制, 试验时变频器直流侧输入电压为513V。
4.1 空载实验结果分析
图5为空载启动过程中转速的跟踪情况, 从图中已经很难分辨出转速PI调节器的参考输入与反馈输入了, 说明电机在空载启动过程中, 实际转速能够很好地跟踪给定转速, 控制效果较好。
从实际转速跟踪情况看来, 电机在空载启动过程中, 变频器对电机的控制达到了较好的效果。
4.2 负载实验结果分析
系统带负载性能是考核变频调速控制的重要指标。负载实验可以进一步考核变频器的控制效果, 包括控制的稳定性, 控制对于电机参数变化的适应性等。
本实验通过调节直流发电机励磁电流, 来改变直流发电机输出电压, 达到调节负载大小的目的。调节直流发电机励磁电流, 使电动机在额定转速600r/min时, 直流发电机输出功率27k W。
十五相感应电机的输入电压电流波形如图6 (a) 所示。可以看出, 由于推进变频器采用的是H桥型三电平结构, 因此其输出相电压为五电平模式, 电流基本为正弦, 对称度较好, 输出电流纹波小于10%。
图6 (b) 显示了a3、b3相的输出电流的相位关系。从图中可以看出a3相电流输出超前b3相电流输出10ms, 在600r的额定转速下, a3相电流输出超前b3相电流相位角为72°, 相位差控制准确。
4.3 突加负载实验结果分析
为了考察电机控制的动态性能, 进行了突加负载的实验。实验时, 通过直流开关, 将直流发电机的27k W负载电阻连接在电机的输出端。用直流开关的突合, 来实现电动机负载的突加。电机从0 r/min启动, 在转速升至600 r/min的过程中, 保持励磁电流为不变, 保持直流电机负载电阻端的直流开关处于断开状态。当电动机达到额定转速, 并稳定运行时, 突然闭合直流电机负载电阻的直流开关。这样, 随着直流开关的闭合, 电机就突然从空载运行状态转入带载27k W的运行工况。
突加负载时a3相输出电流如图7 (a) 所示。可以看出, 电动机在突加负载后, 输出电流幅值增大, 电流在突加负载约1.5s后幅值达到稳定, 稳定输出幅值约为32A。
突加负载瞬间, 转速会出现一定波动。观察得到的转速PI调节器在突加负载瞬间的跟踪情况如图7 (b) 所示。突加负载后, 转速PI调节器的反馈转速开始跌落, 最低跌落到给定转速的93.12%后, 反馈转速开始上升, 直至稳定, 突加负载转速调节过程持续约为1.5s。
5 结论
本文在已有多相电机系统的研究基础上, 借鉴已有的矢量控制方法, 详细推导了十五相感应电机的矢量控制算法, 给出了以该控制算法为核心的矢量控制框图。同时, 将该算法应用于实际的十五相感应电机矢量控制系统, 系统的空载、带载试验和电机的突加负载试验, 试验结果表明该控制算法取得了较好的控制效果。该十五相感应电机矢量控制算法可直接应用于兆瓦级大功率十五相感应电机的控制。
摘要：在已有多相电机系统研究的基础上, 研究了一种新型的十五相感应电机矢量控制算法。详细推导了该种十五相感应电机的数学模型, 并在此基础上推导了十五相感应电机的矢量控制算法, 给出了系统的控制框图。系统试验结果表明了该矢量控制算法的正确性和可行性, 将该算法应用于实际的十五相感应电机矢量控制系统中, 可以取得对电机良好的控制效果, 该十五相感应电机矢量控制算法可直接应用于兆瓦级大功率十五相感应电机系统中。
关键词：多相电机控制,十五相感应电机,数学模型,矢量控制算法,逆变器
参考文献
[1]Luís Alberto Pereira.General model of a five-phase induction machine allowing for harmonics in the air gap field[J].IEEE Transactions on Energy Convertion, 2006, 21 (4) :891-899.
[2]Alcharea R, Nahidmobarakeh B.Decoupling modeling and control of six-phase induction machines under open phase fault conditions[A].IECON 2006-32nd Annual Conference on IEEE Industrial Electronics[C].Paris, 2006.5101-5106.
[3]Yong-le Ai, Maarten J.Novel direct field and direct torque control of six-phase induction machine with special[A].Industry Applications Conference, 41st IAS Annual Meeting[C].Tampa, USA, 2006.805-812.
[4]Kianinezhad R, Nahid-Mobarakeh B.Torque ripples suppression for six-phase induction motors under open phase faults[A].IECON 2006-32nd Annual Conference on IEEE Industrial Electronics[C].Paris, France, 2006.1363-1368.
[5]庄朝晖, 熊有伦 (Zhuang Zhaohui, Xiong Youlun) .多相感应电机变频调速系统—回顾、现状及展望 (Multiphase variable-speed induction machine drives systemstate of arts and trends) [J].电气传动 (Electric Drive) , 2001, 2 (5) :3-8.
[6]曹莹, 付光杰, 侯永强 (Cao Ying, Fu Guangjie, Hou Yongqiang) .电压自平衡不对称多电平逆变器对电机调速的研究 (Research on voltage-balanced asymmetric multi-level inverter for motor’s speed control) [J].电工电能新技术 (Adv.Tech.of Ele.Eng.&Energy) , 2011, 30 (4) :80-84.
[7]戴巨川 (Dai Juchuan) .五相感应电机直接转矩控制研究 (The research of DTC for five-phase induction motor) [J].电气应用 (Electrotechnical Application) , 2006, 25 (11) :74-78.
[8]侯立军, 苏彦民, 陈林 (Hou Lijun, Su Yanmin, Chen Lin) .一种新颖的用于六相感应电机调速系统的空间矢量PWM方法 (A novel space vector PWM method for six-phase induction machines) [J].电工电能新技术 (Adv.Tech.of Ele.Eng.&Energy) , 2004, 23 (1) :11-15.
