电压矢量控制策略

关键词： 电机 水泵 变频 装置

电压矢量控制策略（精选十篇）

电压矢量控制策略 篇1

大中城市自来水厂和污水处理厂的提升泵房通常配有3台以上大功率水泵,其中仅1~2台配置变频装置,每台水泵电机功率通常在500 kW(有的甚至在2 000 kW)以上。根据使用要求,提升泵组有时需要2~3台水泵同时工作。变频装置控制水泵缓慢(软)启动,电机启动电流较小(通常为稳态电流的2~3倍),机械冲击小,而如果是直接合闸的硬启动,其启动瞬时电流通常为稳速电流的10倍以上,因此大功率水泵硬启动不仅机械冲击大、易磨损,而且对局部电网会产生较大的冲击,影响附近用电设备正常运行和局部电力供应安全。

泵房仅配置1台变频器,只能对1台水泵进行变频控制。当需要2台及以上水泵同时工作时,变频器先变频启动一台水泵,当水泵电机启动至额定转速时切换至电网供电,变频器再对下一台水泵电机进行变频软启动[1]。如果采取直接切换或是异步切换[2,3],会对电网产生较大的电流冲击,因此必须检测变频器输出电压和电网电压相位实现电机的变频-工频同步切换[2,3],克服大功率水泵变频-工频直接切换或是异步切换带来的机械冲击大、易磨损以及对局部电网产生瞬时冲击的弊端。

因此,开展大容量三相异步电机的变频-工频切换的控制策略和电路拓扑对实现电机软启动和平稳切换、减小电网冲击电流、抑制电机转矩突变和提高电机使用寿命具有积极意义。国内外相关专家及业内人士对此展开了大量的分析和研究。

文献[4-12]采用锁相环技术控制变频器输出电压和电网电压的某一相或某一线电压同步实现大功率电机变频-工频的平稳切换;文献[13]采用鉴相鉴频器实现大功率电机变频-工频的平稳切换。根据锁相环工作原理,锁相环稳定运行时无频率差,但是存在一定的相位误差,因此基于锁相环技术的电机切换控制器难以实现零相位差切换;在电网电压不是严格对称或电网电压波形发生畸变的工况下,变频器输出电压和电网电压的某一相或某一线电压同相难以确保电机切换时变频器电压和电网电压在空间上保持相位一致,进而无法实现真正意义上的同步切换;同时,针对目前普遍采用的交流接触器存在开关延时较大的问题,必须重新考虑并设计新型的切换开关以减小切换延时,以最大限度地减小电机切换时对电网的冲击电流。

鉴于以上分析,本文提出一种基于电网电压空间矢量定向的电机变频-工频同步切换的控制策略,并给出在电网电压矢量同步坐标系下检测变频器电压相位的方法,可以精确捕获变频器电压矢量与电网电压矢量在空间上相位相同的时刻,提高同步精度,最大限度地降低变频-工频切换对电网的电流冲击;并且提出采用电力电子开关与交流接触器并联工作的新思路,可解决交流接触器开关延时对切换控制精度的影响;最后设计了基于DSP控制的电机变频-工频同步切换的实验系统。实验结果证明了理论分析和研究的正确性和有效性。

1 三相异步电机定子瞬间断电暂态分析

三相异步电机定子瞬间断电时,定子电流和电磁转矩立即变为0,转子则成为无源闭合电路,根据断电瞬间转子磁链不能突变的原则,由于定子开路无法励磁,因此转子中立即产生励磁电流,在定子断电后电机内电枢反应停止,转子电流成为自由分量,从断电瞬间的初值按转子时间常数以指数规律衰减。

设定子在t1时刻断电,定子电流iX=0(X=A,B,C),转子的三相电压方程为:

其中,Rr为转子每相电阻,Lr为计及相邻两相的互感作用后的感应电机转子每相总自感。

根据式(1)可知转子三相电流为:

其中,τr为转子回路的时间常数,τr=Lr/Rr;Ix为转子各相电流初值。

定子断电后电磁转矩变为0,则电机的转速在负载转矩的作用下逐渐降低,其机械角速度Ωr以指数规律降低[14]。

转子中的直流分量将在定子绕组中产生一角频率为ωr的感应电动势,则:

其中,p为电机的极对数。

因此定子端的感应电势的频率同样以指数规律降低。

根据以上分析,电机定子断电后,由于转子中的励磁电流呈指数形式衰减,转子磁链的幅值也以指数规律衰减;转子的机械角速度呈指数规律衰减,感应电势的频率也以指数规律衰减,感应电势的波形也并非正弦波,且随时间推移发生较大的畸变。

当电机重新投入电网时,在电网电压与感应电势的共同作用下,将对电网产生一定的冲击,其大小取决于电机重新投入电网时电网电压与电机定子侧感应电势的相位差。因此为减小电机变频-工频切换对电网的电流冲击,在切换时要遵循以下2个原则:电机在切换至电网前,变频器输出电压应与电网电压相位保持一致[14];因电机定子断电后,感应电势的幅值、频率、相位相对于电网电压迅速衰减,波形也会发生畸变,应尽可能缩短切换时开关动作的延迟时间。

2 电网电压定向的变频器输出电压相位同步检测方法

根据电机学理论,变频器输出电压空间矢量与电网电压空间矢量同相时,电机切换对电网产生的冲击电流最小,而在电网并非严格对称时,仅是两者的某一相电压同步或是某一线电压同步并不等价于两者电压空间矢量同步,此时切换无法将电网的冲击电流降至最低。本文采用电网电压矢量定向的方式捕捉变频器输出电压空间矢量与电网电压空间矢量相位相同的时刻,以获得最佳切换时刻,实现同步切换。

三相电压可以用一个旋转矢量在相隔120°的3根时间轴上的投影表示,这个可同时表示三相的电压量的旋转矢量称为电网电压矢量[15]。设电网三相电压为:

其中,Em为电网相电压幅值,ω0为电网电压角频率,为电网A相相电压初始相位。

引入旋转算子a=ej120°,则电网线电压的综合矢量为:

根据式(5)可知电网电压矢量的瞬时相位为:

将电网三相电压变换到以电网电压矢量的瞬时相位定向的同步旋转坐标系(dq坐标系),可得:

其中,Tabc/dq为电网电压矢量定向的同步旋转变换矩阵。

根据式(7)可以得出变频器输出线电压在dq同步旋转坐标系下的直轴分量ud和交轴分量uq:

其中,uab、ubc、uca为变频器输出线电压,则变频器输出线电压空间矢量为:

电网电压和变频器电压的矢量关系如图1所示(图中将C轴缩短表示)。

切换控制系统采集变频器的线电压,由于线电压超前相电压30°电角度,因此切换时变频器电压矢量应在dq坐标系下处于30°位置,如图1中虚线位置,通过变频器输出电压的直轴分量ud和交轴分量uq判断变频器电压矢量是否位于图1中虚线位置,进而判断变频器电压和电网电压是否同相,即:

在工程上,由于存在数据采集误差和DSP有限精度的限制,式(11)可表示为:

3 电网电压定向的同步切换控制系统

电机变频-工频同步切换控制系统如图2所示,其中KM1、KM3分别是电网侧和变频器侧的交流接触器,KM2、KM4分别是电网侧和变频器侧的电力电子开关,KM1、KM2并联连接,KM3、KM4并联连接;系统分别采用3个霍尔电压传感器采集电网侧相电压ea、eb、ec和2个霍尔电压传感器采集变频器侧的线电压uab、ubc,并对变频器侧的线电压uab、ubc进行低通滤波处理,其中:

根据电网侧霍尔电压传感器测得的电网三相电压ea、eb、ec,并由式(5)计算得到电网电压空间矢量E,由于E是一复数,可根据其实部和虚部计算得出电网空间电压矢量E的瞬时相位φ0(t),即式(6);再根据布置在变频器侧的霍尔电压传感器测得变频器输出的线电压uab、ubc、uca,并由式(9)即可计算得到变频器空间线电压矢量在以电网电压矢量定向的dq同步旋转坐标系下的直轴分量ud和交轴分量uq。为实现差频同相切换[16],在电机同步切换前将变频器输出频率调整至51 Hz,则变频器空间线电压矢量相对于dq同步旋转坐标系以2πrad/s的相对角速度(1 rad/s)旋转,同步切换控制系统以12 k Hz的采样频率对电网三相相电压和变频器三相线电压进行采样,并实时计算变频器空间线电压矢量在dq同步旋转坐标系下的直轴分量ud和交轴分量uq,当ud和uq满足式(12)时,变频器线电压空间矢量位于图1中的虚线位置,此时即为电机进行同步切换的最佳切换时刻。

同步切换控制系统中切换开关的开关动作时间对系统的影响较大,一般交流接触器的开关延时为0.1 s左右,约为5个工频周期,在这段开关延时时间内电机速度因负载的不同,其变化差异很大,若不采取改进措施,极易引起两者相位偏差大而导致电机切换时形成瞬时大电流冲击。为避免交流接触器的开关延时对系统的影响,本文采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和电力二极管设计了全控型电力电子开关,物理结构如图3所示,A、B端子用于串接在交流电路中控制交流电路的开通和关断,IGBT集电极和发射极分别连接在二极管桥式整流电路直流输出端的正极和负极,其中,R、C为电压尖峰吸收网络,以防止IGBT关断时被高压击穿。切换信号控制IGBT的栅极电压以控制IGBT的开通和关断,当IGBT开通时,由于整流桥直流侧短路,A、B端子的等效电阻为0,A、B端子中流过交流电流,即处于交流闭合状态;当IGBT关断时,由于整流桥直流侧开路,A、B端子中的交流电流即被切断,A、B端子处于交流开路状态。根据以上分析可知,切换信号可控制A、B端子所串接的交流电路的开通和关断。

电机在变频器激励下运行时,变频器侧的交流接触器KM3和电力电子开关KM4均处于闭合状态,电网侧的交流接触器KM1和电力电子开关KM2均处于断路状态。电机需要切换至电网时,同步切换控制器通过通信接口控制变频器的输出电压频率略高于电网频率(一般为51 Hz)至电机运行于稳态,保持电力电子开关KM4导通,给交流接触器KM3发送触发信号控制其断开,等待0.1 s确保KM3完成开关动作后,同步控制器通过AD采集电网和变频器的电压数据,根据以上提出的同步检测方法捕获最佳切换时刻。在切换时刻,控制器先关闭KM4,延时50μs以提供死区时间,然后同时触发KM1和KM2使其导通,由于KM2开通时间不超过1.5μs,因此KM2先于KM1导通,约0.1 s后,交流接触器KM1完全闭合,将KM2短路,KM2中的电流即为0,因此电机切换成功并进入稳态运行后,电力电子开关电流为0,无需进行散热处理,节省了空间和成本。同时根据以上控制过程,交流接触器KM1、KM3的近似零电压开通和关断,均不会产生电弧,提高了系统的安全性。

4 实验结果

为验证理论分析和研究的有效性,本文以TMS-320F28335 DSP为核心在实验室设计了同步切换控制系统,对一台功率为4 k W、极对数为2的三相异步电机进行了变频-工频切换实验,电机通过联轴器与测功机和测速发电机相连接,测功机负载转矩设置为25 N·m。在此实验系统的基础上,本文对基于电网电压定向的电机同步切换控制策略进行了实验研究,并对单一采用交流接触器和采用电力电子开关与交流接触器并联的切换方式进行了对比实验,实验波形如图4所示。

由图4(a)和(b)可见电机切换至电网时形成较大的电流冲击,冲击电流为稳态电流的5倍左右,电机转速下降较多;由图4(c)和(d)可以看出电机切换至电网时没有出现大的冲击电流,冲击电流的峰值约为稳态峰值的2倍左右,由于采用电力电子开关,电机切换至电网时对电网的电流冲击大幅减小,电机速度变化较小,在发生较小幅度的振荡后逐步进入稳态;由图4(e)和(f)可以明显看出电机切换至电网时对电网的电流冲击大幅减小,冲击电流的峰值进一步降为稳态峰值的1.2倍左右,电机速度变化较前两者更小,基本消除了电机切换至电网时对电网的电流冲击,电机切换前后转速在发生轻微波动后快速进入稳态。

5 结论

本文针对三相异步电机在进行变频-工频切换时会对电网形成较大电流冲击的问题,提出了一种基于电网电压矢量定向的同步控制策略,综合考虑电网三相电压的相位和幅值信息,研究了在电网电压矢量定向的同步坐标系内变频器输出电压的相位检测方法,确保电机切换时刻变频器输出电压空间矢量和电网电压空间矢量的相位取得一致,最大限度地降低电机切换时对电网的电流冲击;同时,以本文提出的电力电子开关与交流接触器并联工作的新思路构建的实验系统,实测结果表明可将变频-工频开关切换延时缩短至50μs左右,仅为目前广泛采用的单一交流接触器切换方式延时时间的0.05%,由此可大幅提高变频-工频切换的控制精度,同时也增强了该切换控制系统对于不同电机和负载的适应性,并从根本上消除了切换电弧,提高了设备和局部电网的安全性。

摘要：鉴于大容量三相交流异步电机在进行变频-工频切换瞬间存在较大的电网冲击电流,提出一种基于电网电压矢量定向的同步切换控制策略,并采用电力电子开关与交流接触器并联的电路拓扑实现电机变频-工频的同步切换。该控制策略在电网电压同步坐标系下检测到变频器输出线电压空间矢量的相位为30°电角度时触发电力电子开关和交流接触器进行同步切换。实验结果表明该控制策略可精确捕获电机同步切换的最佳时刻实现零相位误差切换,电力电子开关可大幅缩短切换时间,提高了切换控制精度和系统对不同电机及负载的适应性。

桥湾风电场智能无功电压控制策略 篇2

网

技

术 Power System Technology Vol.37 Supplement 1

Jun.2013 文章编号：1000-3673（2013）S1-0000-00

中图分类号：TM 76

文献标志码：A

学科代码：470·40

桥湾风电场智能无功电压控制策略

张丽坤，郭宁明，董志猛，栾福明

（国网电力科学研究院，北京市 昌平区 102200）

A Reactive Power Control Strategy of Qiaowan Wind Farm ZHANG Likun, GUO Ningming, DONG Zhimeng, LUAN Fuming(State Grid Electric Power Research Institute, Changping District, Beijing 102200, China)摘要：风电场智能无功电压自动控制(auto voltage control，AVC)对风电场的无功电压调节，降低电网损耗、保持电压稳定性有着重要的作用。文章介绍了桥湾风电场自动电压控制的原理、算法、控制方法、系统规模及及安全控制策略。结合系统整体的电压调节能力、风机无功出力、静止无功补偿系统(static var compensator，SVC)无功出力调节、风场间的无功调节试验，总结了AVC系统在桥湾风电场的调节效果。结果表明AVC系统可以合理地分配无功目标给风机及SVC等无功补偿设备，将风电场高低压侧母线电压控制在调度要求的范围之内，使各无功源运行在较优电气点。关键词：无功电压控制；无功目标分配；无功优化

机。场站规模大，场内设备种类复杂，固有的间歇性给电网运行带来了极大的挑战，风电场智能无功电压控制系统的建设对该厂站整体的无功电压控制起到了积极地作用。本文总结了桥湾风电场自动电压控制工程实施的内容及经验，希望能对实施该系统的电厂的运行及管理有所裨益。压控制原理及算法

1.1 控制原理

风电场AVC是根据调度的指令和风电场并网点的信号，调节风电场的无功补偿设备及风电机组本身的控制系统。其输入信号有调度的指令、并网点的有功功率、无功功率、电压等，控制目标为保持风电场的无功/电压在调度要求的范围内；控制对象包括风电场并网点电容器、电抗器的投切、静止无功补偿系统(static var compensator，SVC)的控制、静止式无功发生器(static var generator，SVG)的控制、风场机组的控制，通过对离散/连续的风电场无功设备出力的协调，提高对风场电压/无功的支撑。其中，风场机组的控制通过风场能量监控平台，无功电压自动控制(auto voltage control，AVC)通过风场能量监控平台，下达风电机组无功目标，由风场能量监控平台来协调风场内各机组的无功，从而实现对整个风电场的无功优化控制，控制原理如图1所示。1.2 控制策略

对风电场无功的控制可以通过对母线电压及风机机端电压的控制来实现。

风场无功电压稳定是通过风电场建模，综合考虑升压变、箱变、馈线、风机等设备的无功需求，实时计算风场整体无功裕度，协调利用SVC、风机以及分接头的无功调节能力，保持风电场无功平衡 0 引言

目前，风电以前所未有的速度迅猛发展。由于风电本身固有的间歇性给电网运行带来了极大的挑战，其引起的无功电压问题日益受到关注[1-3]，目前风电接入电网主要的无功调节问题表现在2个方面。首先风电场目前缺乏统一的无功/电压控制设备，风电场高压侧母线(并网点)电压波动大，难以满足电网电压考核要求；其次风电场无功调节设备间缺乏协调控制，当出力变化严重时，机端电压波动，容易导致风机机端电压越限脱网事故[4-6]。

风电场电压/无功的水平影响到风电场有功出力的稳定及系统的安全稳定，保持风电场的电压稳定具有十分重要的意义[7]。风电场智能无功电压控制系统按照选定的智能化控制策略，协调风电场各无功源的无功出力，将风电场高低压侧母线电压控制在调度要求的范围之内，使各无功源运行在较优电气点，是提高风电场的电压/无功支撑能力，实现风电场可观测、可调度、可控制的重要手段。

桥湾330 kV升压站由华能酒泉风电有限责任公司、华润电力风能有限公司、甘肃中电酒泉第四风力发电有限公司3家共同出资建设，共193台风 2 许纯信等：居民用电设备智能电源线的设计与应用 Vol.37 Supplement 1 图

1风电场无功电压控制原理

及电压稳定，并保留足够裕度以应对异常情况，实现风险控制。

风机机端电压稳定是通过风电场状态估计，实现风电场全面监测，同时避免无效采样数据对计算的影响，保证系统的整体可靠性，避免由于电压波动导致风机脱网[8-10]。

图

2风电场无功电压控制算法流程

1.3 算法流程

为系统调控的安全稳定，系统数据库中设定了一些调控相关的控制参数，如调控目标值上限、下限、调节步长等，各参数即规定了调控目标值的调节死区。风电场AVC接收主站下达的电压/无功目标后，会将该目标值和现有的参数进行比对，只有调节目标值偏移死区，才会启动调控算法，进行无功分配。启动无功调节模块，进行无功调节灵敏度计算，算出调节动作对象。将调度下发给风电场高压侧母线电压目标折算为无功目标值，选择不同的控制模式决定风机、SVC各调节装置无功分配量。具体分配算法参考风电场的等值图(见图3)。图3中：U、P、Q分别为当前高压侧母线电压、有功功率、无功功率；Pm、Qm为m侧主变的有功功率、无功功率；Pn、Qn为n侧主变的有功功率、无功功率；W1、Wn、Wi、Wj为风场当前接入的风机组；

TCR(thyristor controlled reactor)为m侧主变下接入晶闸管控制电抗器。设当前高压侧母线电压为Ui，母线上所有机组送入系统的总无功为Qi。要求调节的高压侧母线电压目标值为Uj，需向系统送出的总无功为Qj。系统电抗用X值表示，则机组送入系统的总无功调节目标为

jjUjUiQiQU(XUi)

其中

QinQ(i)g

g1式中：g为母线上机组的台数；Q(i)g为每个风电机组送入系统的当前无功值。

因此，根据Ui、Qi、Uj、Qj、X即可以确定送入系统的总无功调节目标值。

图

3风电场等值图

在保证总调节量的基础上，依据调节欲度和约束条件，本系统分情况采用3种控制方式，将全场的无功目标合理的分配给风机、SVC。实际运行经验表明：自动控制发电厂无功时，充分考虑SVC、风机在系统电压无功支撑中的作用是十分重要的，调解中需要充分考虑SVC对暂态、动态无功的支撑作用并留出一部分作为备用；考虑每台机组的运行工况，并保持相同的功率因素或调节裕度。1.4 控制方式

计算过程受多重约束条件限制，包括母线电压约束、变压器分接头动作次数约束、风场有功出力约束等。

1）当目标缺额大于动作定值时，采用平衡模式的优化控制方式。此方式在接收到电压目标时，先启动优化算法，计算出风机、SVC各自承担的无功量，然后同时启动风机、SVC的调节，直至达到调节目标。调节完成后，由SVC承担电压目标的 第37卷 增刊1 电

网

技

术 3 跟踪和保持。

2）当目标缺额小于动作定值而高于优化定值时，采用SVC优先调节的优化控制方式，此方式优先控制SVC，当SVC的无功调节能力用尽时，调节风机无功，当风机无功调节达到最大但还是没有达到电压目标时，启动分接头调节提示。

3）当目标缺额低于优化定值时，采用风机无功优先调节的优化控制方式，优先控制风机的无功，当风机的无功调节能力用尽时，调节SVC，当SVC调节达到最大但还是没有达到电压目标时，启动分接头调节提示。

当控制目标达到时，优化控制系统将当前母线目标值保持在死区范围内，并等待接收新的调节目标[11-13]。桥湾风电场无功电压控制系统配置

2.1 桥湾风电场规模

桥湾330 kV升压站电压等级为330/35 kV，330 kV母线采用双母线接线，两回330 kV出线接入330 kV玉门镇变至750 kV敦煌变的330 kV母线侧。桥湾330 kV升压站共安装主变4台，容量为2240 MVA+2120 MVA；35 kV采用单母线(2段)分段接线，进线共36回，每段母线均配置磁阀式可控电抗器(magnetic valve controllable reactor，MCR)型动态无功补偿装置，容量为235 Mvar+ 218 Mvar。此外，本变电站配置2台630 kVA站用变压器及1台315 kVA备用站用变。桥湾风电场共193台风机，每10到11台风机为1个回路，共18个回路。

图

4桥湾风电场通讯工况图

2.2 AVC子站配置

AVC子站配置主备服务器，一台后台工作站，以及8台监控工作站，参见图4通讯工况图。主备服务器互为冗余，同步更新数据库，正常情况下，备系统处于侦听状态，接收来自主系统的广播数据和心跳信号。当主系统故障退出时，备系统接替主系统功能，直至主系统恢复。后台工作站同升压站监控系统和 4套 SVC装置的监控系统均安装在升压站通讯机房内，用于调度员查看风场的运行工况，监控工作站分别放置在各风场的风机监控系统安装在各风场的自动化机房内。2.3 系统软件结构

系统软件包含软件平台及数据库模块、人机接口模块、通讯模块、算法模块、闭锁及限制模块5部分。系统软件平台基于Unix/Linux架构，配置Oracle数据库；人机接口模块负责界面及数据的浏览，定值的整定及下载，数据的统计分析及打印等功能；通讯模块负责通讯接口的配置，通讯数据的预处理，通讯数据及调控目标报文的存储；算法模块按照现场选定的算法执行调控功能，当算法目标达到时，执行目标的跟踪功能；闭锁及限制模块负责闭锁工况下系统的功能及系统各种状态切换下的平滑过渡。

从实现方式来分，又可以分为网络子系统、前置机子系统、数据库子系统、人机接口模块。前置机采集并解析前置数据，得到遥测、遥信、电度等生数据。这些生数据通过网络子系统进行监控和管理，实现客户/服务器数据库访问的数据传输功能，实时刷新数据库。人机界面只是跟实时数据库进行数据交换，按照调度员的需求在人机界面中展示数据、事件、曲线等统计结果。无功电压控制系统特色

3.1 通讯接口丰富

由于无功电压控制系统要与多个风机和SVC厂家通讯，该系统配置了多种通讯接口，规约处理功能很强大，可以支持目前电力系统中基本的通信规约。如支持以太网RJ45或以太网光纤接口，CAN2.0B、RS232/485、E1/G703；支持TCP/IP、IEC 60870-5-103/104、MODBUS-TCP、部颁CDT规约、DNP3.0、SC1801数据通讯协议，也可根据用户要

求自定义数据通讯协议，方便系统的接入和转出。3.2 调节模式灵活

AVC子站投入运行时，默认运行在远方全厂电压控制模式。当电厂15 min没有收到中调的电压目4 许纯信等：居民用电设备智能电源线的设计与应用 Vol.37 Supplement 1 标，与中调的远动通道中断或者中调AVC 主站发生故障时，AVC子站自动切换到就地电压曲线控制方式。AVC后台可以设定就地控制方式，目前有电压曲线控制和人工优化曲线控制方式两种。采用以上策略，可以使得在电厂AVC子站投退和控制模式切换期间，不会对电网运行造成波动。3.3 安全控制策略

1）系统自动根据上下限制，在满足电网及无功设备安全运行条件下，对电压/无功进行调节。

2）系统自动检测SVC、风机的运行状态，当电气量不满足控制条件或系统运行工况发生变化时，系统能够及时修改或调整无功的分配方案。

3）系统设置了多种闭锁条件，如风场母线电压扰动、波动，风场母线高、低压侧电压越限，风场升压低压侧变母线电压越限等。当满足条件时，闭锁相关元件并发出告警信号。3.4 风电场状态评估

由于风电场风机监控系统可能难以提供全部风机信息；同时遥测数据中难免存在一些坏数据，这些因素都会影响到最终调控效果。系统利用最小二乘法估计及卡尔曼滤波等手段实现状态信息的平滑、预计、滤波，根据35 kV馈线量测信息，计算沿馈线各风机电量信息，保障调控的的稳定性和可靠性。桥湾风电场调节效果

目前，桥湾风电场AVC系统具备基本调压、无功优化功能，AVC系统与远动、SVC通讯联调完成，处于正常运行状态。在SVC系统和风机服务器的配合下，较好地完成了风电场整体调压及电压维持功能，下面从5个角度对该AVC系统的调节能力进行分析。363.0 瞬时电压调节测试： 高压侧母线电压 目标值360 kV 目标值359 kV 360.5 Vk/压358.0 电355.5 瞬时电压调节测试： 瞬时电压调节测试： 目标值356 kV 目标值353 kV 353.0 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 t/min

图

5330 kV高压侧母线电压曲线

1）系统整体电压调节及维持能力。

分析某一日的系统数据，330 kV高压侧母线电压曲线见图5。母线电压目标值控制在359 kV，图

5显示330 kV高压侧母线电压维持在额定范围内，上下死区1 kV；测试过程中，分别设定瞬时目标值356、360、353 kV，变化范围2 kV以内可在3 min内调节到位，并稳定维持在该水平。AVC系统表现出较好的电压调节及维持能力。

2）风机出力及外部系统电压情况。

日常风场有功出力维持在50 MW以下，接近于0出力。3月26日12时起，出力急剧爬升，下午16时左右达到480 MW左右，接近该风场历史最高水平。图6为3月26日桥湾升压站2号主变有功出力变化情况，其他风场有功出力与之类似。图7显示在同一时间段内风场高出力情况下，AVC则通过调节SVC及风机提供了较高的无功出力保证风场内部无功平衡及母线电压水平。

W90 M/功60 有30 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 t/min

图6

桥湾升压站2号主变有功出力曲线

 ra vM/功1.0 无5.5 10.0 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 t/min

图7

桥湾升压站2号主变无功出力曲线

3）风机机端电压运行情况。

3月26日测试中参与调压的海装风机机端电压曲线如图8所示，直驱风机的机端电压曲线与之类似，在母线电压维持稳定的基础上，机端电压也维持了相对稳定。

4）SVC出力控制测试。

3月26日运行测试中，AVC系统对SVC电容自动投切功能进行了测试，测试中较好实现预定目标，SVC电容投切基本接近手动控制效果，1号SVC无功出力曲线如图9所示，其中无功突变位置(尖峰 第37卷 增刊1 电

网

技

术   Vk/压电   0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 t/min

图8

海装风机机端电压曲线

 r av/功无   0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 t/min

图9

SVC无功出力曲线

部分)即为电容投切时刻。

5）风场间无功优化。

长时间运行测试中AVC系统较好的实现无功优化目标：1）风场间无功平衡，平衡风场间无功出力，维持35 k母线电压稳定；2）风场无功平衡基础上，慢速调节SVC及风机出力，控制SVC电容不投切状态下，SVC具备足够上下调节余量(约单组电容实际容量一半)。总结

从桥湾风电AVC系统运行测试情况看，在给出合理电压目标值情况下，风电场AVC系统已经实现了调压、无功优化、数据采集、记录、安全控制等基本功能，桥湾风电场的试验案例可以充分的论证该无功电压控制系统控制策略的有效性。

参考文献

[1] 席晶，李海燕，孔庆东.风电场投切对地区电网电压的影响[J]．电网技术，2008，32(10)：58-62．

[2] 吴义纯，丁明．风电引起的电压波动与闪变的仿真研究[J]．电网

技术，2009，33(20)：126-130．

[3] 李海峰，黄维新，王亮，等．风电场无功电压控制分析[J]．电力

科技，2012：249-250．

[4] 王松岩，朱凌志，陈宁，等．基于分层原则的风电场无功控制策

略[J]．电力系统自动化，2009，33(13)：83-87．

[5] 赵利刚，房大中，孔祥玉，等．综合利用SVC和风力发电机的风

电场无功控制策略[J]．电力系统保护与控制，2012，40(2)：45-55． [6] 王亮，张磊．风电场升压站无功控制策略研究[J]．沈阳工程学院

学报：自然科学版，2013，9(1)：7-10．

[7] 侯佑华，房大中，齐军，等．大规模风电入网的有功功率波动特

性分析及发电计划仿真[J]．电网技术，2010，34(5)：60-66． [8] 乔颖，鲁宗相，徐飞．双馈风电场自动电压协调控制策略[J]．电

力系统自动化，2010，34(5)：96-101．

[9] 杨桦，梁海峰，李庚银．含双馈感应电机的风电场电压协调控制

策略[J]．电网技术，2011，35(2)：121-126．

[10] 丁明，李宾宾，韩平平．双馈风电机组运行方式对系统电压稳定

性的影响[J]．电网技术，2010，34(10)：26-31．

[11] 任普春，石文辉，许晓艳，等．应用SVC提高风电场接入电网的电压稳定性[J]．中国电力，2007，40(11)：97-101．

[12] 王成福，梁军，张利，等．基于静止同步补偿器的风电场无功电

压控制策略[J]．中国电机工程学报，2010，30(25)：23－28． [13] 张平，刘国频，曾祥君，等．风电场无功电源的优化配置方法[J]．电

力系统保护与控制，2008，36(20)：33-37．

收稿日期：2013-00-00。作者简介：

张丽坤(1982)，女，中级工程师，主要从事电力系统稳定控制及自动装置研究，E-mail：zhanglikun@sgepri.sgcc.com.cn；

郭宁明(1980)，男，中级工程师，主要从事电力系统自动化； 董志猛(1983)，男，中级工程师，主要从事电力系统稳定控制及自动装置研究；

栾福明(1980)，男，中级工程师，主要从事电力系统稳定控制及自动装置研究。

（责任编辑

电压矢量控制策略 篇3

摘 要：为了给空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术的仿真研究提 供了一个方便、快捷、高效的仿真平台，介绍了利用Simulink建模与仿真实现的方法，给出 了建立SVPWM仿真模型的详细步骤。最后应用到三相逆变器调速系统中，仿真结果显示其控 制效果良好，完全符合实际电机控制的要求。

关键词：逆变器；电压空间矢量；建模；仿真

Modeling and Simulation of Voltage Space Vector PWM Inverter

ZHU Long-ji

(School of Electrical

and Information Engineering, Anhui U niversity of Science and Technology, Huainan Anhui 232001, China)

Abstract: In order to offer a convenient and effective simulation

platform of space vector PWM, the method of modeling and simulation based on Si mulink was introduced. The detailed process of SVPWM simulation modelling was pr esented. Finally, the model was applied to three-phase inverter speed control

sy stem. The results show that its control effect is good and entirely accords with

requirement of motor control.

Key words:inverter; voltage space vector; modeling; simulati on

电压空间矢量PWM调制技术（SVPWM）与正弦PWM（SPWM）相比，不仅使得电机 转矩脉动降低，电流波形畸变减小，而且其直流电压利用率增加了15%，数字化实现更加容 易［1］。还可以证明电压SVPWM技术可以等效为注入一定零序分量的SPWM。正是SVPW M具有更低高次谐波和电压利用率高等优点，所以越来越受到人们的重视。

在控制系统通用计算机仿真软件中，MathWorks公司的MATLAB软件最为流行。它的Simulink 工具箱是一种优秀的仿真软件，具有模块化、可重载、可封装、面向结构图编程以及高度可 视化等特性［2］。国内文献中大都采用Simulink对电压空间矢量PWM控制算法进行仿 真研究，但遗憾的是大多数文献中只注重理论和公式推导，只给出了仿真结果，对其仿真建 模的方法和过程却鲜有介绍。而SVPWM的建模过程比较复杂，仿真建模步骤又恰恰是研究同 行们最想了解的，基于这一原因，本文采用MATLAB6.5中的Simulink动态仿真工具，利用Pow er System Blockset、S-函数相结合的方法，详细分析了建立SVPWM逆变器仿真模型的过程 ，并得出了正确的仿真结果。

1 SVPWM控制算法的仿真分析

三相电压源逆变器可由6个开关元件来等效表示。逆变器桥臂的上、下开关元件在任何一时 刻不能同时导通。不考虑死区时，上、下桥臂的开关呈互逆状态。三相逆变器实际运行中只 有6个有效空间电压矢量U1~6和2个零矢量U0和U7，6个有效矢量把向量 空间等分成6个不同扇区（见图1），扇区编号为Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ。

SVPWM控制的仿真建模过程可分为：①根据输入的参考电压u*sα、u* sβ，计算出空间电压矢量所处的扇区；②计算两个有效矢量和零矢量的作用时间T x、Ty、T0；③计算三角波调制后产生的三相PWM脉冲前沿延迟时间ton1 、ton2、ton3；④根据扇区号选用a、b、c三相对应的脉冲前沿延迟 时间Tcma、Tcmb、Tcmc；⑤输出三相SVPWM脉冲控制信号 。

图1 电压空间矢量、扇区号及SVPWM波形1.1 扇区Sn的计算要进行SVPWM调制，首先必须根据参考电压u*sα、u*sβ判断电压 空间矢量所处的扇区。若扇区标记为Sn，按图1的扇区划分方法，对参考信号u*s α、u*sβ作2/3变换，得到u*sa、u*sb、u*sc ：

u*sα=u*sβ,u*sb=-[SX(]1[]2[SX)]u*sβ+32u*sα

u*sc=-[SX(]1[]2[SX)]u*sβ-[SX(][KF(]3[KF)][]2[SX)]u* sβ

计算得到u*sa、u*sb、u*sc后，则可以根据以下规则 计算扇区的标号：

如果 u*sa＞0， 那么 N1=1， 否则 N1=0； 如果 u*sb＞0， 那么N2=1，否则N2=0；如果u*sc＞0，那么N3=1，否则N3=0。

那么，扇区的标号SN=4N3+2N2+N1。通过计算，得到6个扇区的标号(见图1)。 判断扇区的仿真模块如图2所示。图2 判断扇区的仿真模型1.2 矢量作用时间的计算要获得更多的与U1~U6相位不同的、新的电压空间矢量，可以利用它们的线性组合， 即利用各电压矢量作用时间的不同，来等效合成所需的电压矢量。以第3扇区为例，用两个 相邻有效矢量U4、U6和零矢量合成参考矢量U*s。设先作用矢量U4的作用时间 为Tx，后作用矢量U6的作用时间为Ty，根据期望获得逼近圆形磁链要求，即磁链幅 值应为恒定值，由平均值等效原理可得U4Tx+U6Ty=U*sT，其中： T为控制周期，但Tx、Ty相加不一定等于T， 剩余的时间由零矢量的作用时间 T0来补充， 则有T=Tx+Ty+T0。

SVPWM的调制载波为等边三角形，为了使输出的PWM波形在一个载波周期T内对称，把每个 矢量的作用时间都一分为二，同时把零矢量时间等分给两个零矢量U0、U7，在一个控制 周期内产生的开关序列为U0-U4-U6-U7-U7-U6-U4-U0，共8段，每段的作用 时间为T/8，其中每段零矢量的作用时间为T0/4，每段U6、U7的作用时间为Tx/2、T y/2［3］。这样可以保证在矢量切换时只有一个开关器件动作，降低了开关损耗 和逆变器输出谐波含量，最后得到各扇区所示的逆变器三相SVPWM波形（见图1）。若参考矢 量U*s落在第3扇区，将第3扇区的电压矢量合成单独画出（见图3）。

图3 第3扇区的电压矢量合成

根据图3的几何关系，可以得到

u*sα=[SX(]Tx[]T[SX)]U4+[SX(]u*sβ[]tg 60°[SX)]

u*sβ=[SX(]Tx[]T[SX)]U4+[SX(]u*sβ[]tg 60°[SX)]

6个有效的空间矢量的幅值是相等的，即｜U4｜=｜U6｜=[SX(]2[]3[SX)]Udc ，代入上式得

Tx=[SX(]T[]2Udc[SX)](3u*sα-[KF(]3[KF)]u*sβ)

Ty=[SX(][KF(]3[KF)]T[]Udc[SX)]u*sβ

计算出Tx、Ty后，可以由T=Tx+Ty+T0得到T0。

其它扇区的计算方法和第3扇区相似，定义

X=[SX(][KF(]3[KF)]T[]Udc[SX)]u*sβ

Y=(32usα+[SX(][KF(]3[KF)][]2[SX)]usβ)[SX(]T[]U dc[SX)]

Z=(-[SX(]3[]2[SX)]usα+[SX(][KF(]3[KF)][]2[SX)]usβ)[SX(]T[]Udc [SX)]

对于不同的扇区，通过计算Tx、Ty可按表1取值， Tx、

Ty赋值后， 为了防止Tx+ Ty＞T， 可对其进行饱和判断， 若Tx+Ty＞T，取Tx=Tx[SX(]T[]Tx+Ty[SX)] ，Ty=Ty[SX(]T[]Tx+Ty[SX)]。

表1 Tx和Ty计算结果表

扇区号ⅠⅡⅢⅣⅤⅥTx[]Z[]Y[]-Z[]-X[]X[]-Y[BHDWG2]Ty[]Y[]-X[]X[]Z[]-Y[]-Z[BG)F]

计算Tx、Ty的仿真模型（见图4）首先根据外部设定参数：参考电压u*sα 、u*sβ，控制周期T，直流电压Udc，利用Simulink函数模块（Fcn）计 算出X、Y、Z的值，再根据扇区号用查表法得到Tx、Ty。Tx、Ty的查表采用编 写S-函数来实现，S-函数名为xyz_account，内容如下：

function ［sys,x0］ = Ktable(t,x,u,flag)

% 输入：X，Y，Z，区段SN，控制周期T，

缓冲电阻Rs=10 kΩ，缓 冲电容Cs=10-3 μF。仿真实验所用异步电动机参数为额定功率PN=12

kW，额定电压UN=380 V，额定频率fN=50 Hz，输入直流电压Udc=500 V。三相给定电压Va,b,c的 调制比设为m=0.6，频率设为50 Hz。图7 SVPWM调速系统的仿真模型t/s

图8 SVPWM调速系统仿真波形

仿真结果如图8所示，输出波形依次为逆变器A相输出电压ua、电动机三相定子电流 la,b,c、电机速度n。SVPWM调速系统由于采用三角载波的调制，使逆变器的开关 频 率固定于载波频率，输出相电压的PWM波形ua接近标准的六阶梯形波。由于是开环控 制，电机的电流波形含有较大的谐波分量，电机在启动时的低速段速度有一定的波动，但比 SPWM调制方式要好得多。3 结束语

仿真是进行产品设计的重要手段，本文用MATLABS6.5的Simulink对SPWM控制方法进行了仿真 实现，结果显示效果良好，完全符合实际电机控制仿真要求，其计算算法可以直接用于数字 信号处理器，来实现其数字化，并用于电机控制。详细介绍了建立SVPWM仿真模型的方法和 步骤，其目的不是去研究SVPWM控制算法，而是给研究SVPWM控制的同行们提供一种仿真建模 的方法，为SVPWM调速系统的仿真研究提供一个方便、快捷、高效的仿真平台，可以在此基 础上进行更深入的仿真研究。

参考文献：

［1］ 王展英,秦连城．空间电压矢量过调制技术的两种简便算法及仿真研究［J］ ．微电机，2007（1）：61-65.

［2］ 吴天明，谢小竹,彭彬．MATLAB电 力系统设计与分析［M］．北京：国防工业出版社,2004：91-97.

［3］

万晓凤，戴文进．SVPWM交流调速系统的建模与仿真［J］．微特电机，2006（2）：23-25.

［4］ 邢绍邦，赵克友．电压型SVPWM算法及其仿真［J］．微特电机，2007（5） ：26-28.

电压矢量控制策略 篇4

永磁同步电机由于其体积小、低噪音、高效率、高转矩和功率密度,非常适用于电动汽车领域。特别是内置式永磁同步电机,调速范围宽,可充分利用电机凸极性带来的磁阻转矩,是电动汽车用驱动电机的发展方向[1,2,3]。目前,电动汽车用永磁同步电机调速系统普遍采用矢量控制,但矢量控制对电机参数依赖性强,在电动汽车实际运行工况下,电机参数变化大,从而严重影响了矢量控制的效果。直接转矩控制技术由于具有动态响应好,结构简单,易于实现,鲁棒性强,无需连续转子信息和旋转坐标变换等优点,成为电动汽车永磁同步电机驱动技术的研究热点[4,5,6,7,8,9]。

永磁同步电机直接转矩控制系统根据定子磁链和转矩滞环比较器的输出和磁链扇区信息,选择适当的电压矢量实现对定子磁链和转矩的闭环控制,如图1所示[10,11]。

直接转矩控制采用滞环比较器实现对磁链和转矩的控制,本质上就是滞环控制。电压矢量选择策略作为滞环控制规律,对控制效果起着极其关键的作用。

近年来研究发现:当转矩角较大时,开关表所选择的电压矢量对转矩的实际作用与开关表期望相反,从而引起不合理转矩脉动[12,13]。参考文献[14,15]提出了一种通过三相和两相混合导通方式来增加可用电压矢量,从而优化开关表的方法,但这种方法只能有限抑制转矩脉动,不能从根本上解决因开关表失效引起的转矩脉动问题,而且带来了换相转矩脉动,并不是最优解决方案。这表明开关表作为电压矢量选择策略存在局限性,不能始终满足对转矩的要求。因此,研究永磁同步电机直接转矩控制系统电压矢量选择策略对从理论上阐明直接转矩控制运行机制,从而解决转矩脉动问题有着重要的理论意义和实际应用价值。

参考文献[16,17,18]针对表面式永磁同步电机直接转矩控制系统,提出了一种电压矢量选择策略,并实验验证。实验结果表明电压矢量选择策略这种方法可以根本上解决因开关表失效引起的转矩脉动问题。本文给出了内置式永磁同步电机直接转矩控制系统定子磁链幅值、转矩角和转矩的简化控制规律,提出了一种适用于转矩角小于90°时的内置式永磁同步电机直接转矩控制电压矢量选择策略,并针对Honda Civic 06 Myhybrid混合动力电动汽车用15 kW内置式永磁同步电机进行实验验证。实验结果表明:相比较于开关表控制,电压矢量选择策略可有效减小电流和转矩脉动,电流谐波含量小且固定开关频率。

2 电压矢量作用分析

忽略定子电阻压降,定子磁链将沿着所施加电压矢量的方向运动,如图2所示,其中α为所施加电压矢量与定子磁链的夹角,Δδs为定子磁链角位置的变化。由图2可知:

Ψs(k+1)=Ψs(k)+Vs(k+1)·Δt (1)

由图2及余弦定理可知,施加电压矢量Δt时间后,定子磁链幅值为

$\widehat{\Psi }´{}_{\text{s}}=\sqrt{\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}^2+(V{}_{\text{s}}\cdot \text{Δ}t){}^2+2\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}\cdot V{}_{\text{s}}\cdot \text{Δ}t\cdot \cos \alpha }(2)$

这里定义q为

$q=\widehat{V}{}_{\text{s}}\cdot \text{Δ}t/\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}(3)$

式中:$\widehat{V}{}_{\text{s}}$为施加电压矢量幅值;$\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}$为定子磁链幅值。

将式(3)代入式(2)可得:

$\widehat{\Psi }´{}_{\text{s}}=\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }(4)$

由于$\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}＞0$成立,定义f为

$f=\sqrt{1+q{}^2+2q\cos \alpha }-1(5)$

来表示施加电压矢量引起的定子磁链幅值变化。

当0<q<0.01,f随α变化如图3所示。

由图3可知,施加电压矢量引起的定子磁链幅值变化可以表示为

f*=qcos α (6)

式(5)和式(6)的误差为(见图4)

Δf=f-f* (7)

图4表明式(6)可以用来表示施加电压矢量引起的定子磁链幅值变化。式(6)表明,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(-90°,90°)之间,电压矢量增加定子磁链幅值,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(90°,270°)之间,电压矢量减小定子磁链幅值。施加电压矢量对定子磁链幅值的影响与q成正比。忽略转子磁链运动对转矩角的影响,则定子磁链角位置的变化即为转矩角的变化。由图2及正弦定理可知转矩角的变化如下式所示:

$\text{Δ}\delta \approx \text{Δ}\delta {}_{\text{s}}=\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }}(8)$

当0<q<0.01,Δδ随α的变化如图5所示。

由图5可知,施加电压矢量引起的转矩角变化可以表示为

Δδ*=arcsin q·sin α (9)

式(8)和式(9)的误差为(见图6)

Δ(Δδ)=Δδ-Δδ* (10)

图6表明式(9)可以用来表示施加电压矢量引起的转矩角变化。式(9)表明,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(0°,180°)之间,电压矢量增加转矩角,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(180°,360°)之间,电压矢量减小转矩角。施加电压矢量对转矩角的影响与arcsin q成正比。

定子磁链坐标系下,PMSM转矩方程为

$\begin{array}{l}{\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3p\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}}{4L{}_{d}L{}_q}[2\Psi {}_{\text{f}}L{}_q\sin \delta -\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}(L{}_q-\\ L{}_d)\sin (2\delta )](11)\end{array}$

式中: δ为转矩角。

式(11)表明PMSM转矩由2部分组成,分别为永磁体产生的励磁转矩和由凸极性产生的磁阻转矩。

定义k为

$k=\frac{(L{}_q-L{}_d)\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}}{L{}_q\Psi {}_{\text{f}}}(12)$

将式(12)代入式(11)可得:

${\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3p\Psi {}_{\text{f}}\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}}{2L{}_d}(\sin \delta -k\sin \delta \cos \delta )(13)$

由式(4)和式(12)可知,施加电压矢量Δt时间后,k值为

$k^{\prime }=k\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }(14)$

由式(4)、式(8)、式(11)和式(14)可知,施加电压矢量Δt时间后,转矩为

$\begin{array}{l}{{\rm T}}^{\prime }{}_{\text{e}}=\frac{3p\Psi {}_{\text{f}}\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}}{2L{}_d}[\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }\sin (\delta +\\ \arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})-k(1+q{}^2+2q\cos \alpha )\times \\ \sin (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})\times \\ \cos (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})](15)\end{array}$

由于$3p\Psi {}_{\text{f}}\widehat{\Psi }{}_{\text{s}}/(2L{}_d)＞0$成立,定义M表示施加电压矢量所引起的转矩的变化,

$\begin{array}{l}{\rm M}=\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }\sin (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})-\sin \delta -\\ k[(1+q{}^2+2q\cos \alpha )\sin (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})\times \\ \cos (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})-\sin \delta \cos \delta ](16)\end{array}$

式(16)由M1和M2 2部分组成,分别表示励磁转矩和磁阻转矩的变化,

$\{\begin{array}{l}{\rm M}{}_1=\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }\sin (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})-\sin \delta \\ {\rm M}{}_2=-k[(1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha )\sin (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})\times \\ \cos (\delta +\arcsin \frac{q\text{s}\text{i}\text{n}\alpha }{\sqrt{1+q{}^2+2q\text{c}\text{o}\text{s}\alpha }})-\sin \delta \cos \delta ]\end{array}(17)$

当q=0.01和0<δ<120°,M1随α变化如图7所示。

由图7可知,施加电压矢量引起的励磁转矩变化可以表示为

M*1=q·sin(α+δ) (18)

当q=0.01,M1和式(18)的误差为(见图8)

ΔM1=M1-M*1 (19)

图8表明式(18)可以用来表示施加电压矢量引起的励磁转矩变化。式(18)表明,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(-δ,180°-δ)之间,电压矢量增加励磁转矩,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(180°-δ,360°-δ)之间,电压矢量减小励磁转矩,即施加电压矢量与转子磁链夹角位于(0°,180°),电压矢量增加励磁转矩,当施加电压矢量与转子磁链夹角位于(180°,360°)之间,电压矢量减小励磁转矩。施加电压矢量对励磁转矩的影响与q成正比。对于表面式永磁同步电机,磁阻转矩为零,则励磁转矩的电压矢量选择区域即为表面式永磁同步电机转矩的电压矢量选择区域。

当q=0.01,k=1和0<δ<120°,M2随α的变化如图9所示。

由图9可知,施加电压矢量引起的磁阻转矩变化可以表示为

M*2=-k·q·sin(α+2δ) (20)

当q=0.01和k=1,M2和式(20)的误差可表示为(见图10)

ΔM2=M2-M*2 (21)

图10表明式(20)可以用来表示施加电压矢量引起的磁阻转矩变化。式(20)表明,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(-2δ,180°-2δ)之间,电压矢量减小磁阻转矩,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(180°-2δ,360°-2δ)之间,电压矢量增加磁阻转矩。施加电压矢量对磁阻转矩的影响与q和k成反比。

由式(16)、式(18)、式(20)可知,施加电压矢量引起的转矩变化可表示为

$\begin{array}{l}{\rm M}{}^{*}=q\cdot [\sin (\alpha +\delta )-k\sin (\alpha +2\delta )]\\ =q\cdot \sqrt{(1-k\text{c}\text{o}\text{s}\delta ){}^2+(k\text{s}\text{i}\text{n}\delta ){}^2}\times \\ \sin (\alpha +\delta -\lambda )(22)\end{array}$

其中λ为

$\lambda =\arcsin \frac{k\text{s}\text{i}\text{n}\delta }{\sqrt{(1-k\text{c}\text{o}\text{s}\delta ){}^2+(k\text{s}\text{i}\text{n}\delta ){}^2}}(23)$

M与式(22)的误差为(见图11)

ΔM=M-M* (24)

图11表明式(22)可用来表示施加电压矢量引起的转矩变化。式(22)表明,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(λ-δ,180°+λ-δ)之间,电压矢量增加转矩,当施加电压矢量与定子磁链夹角位于(180°+λ-δ,360°+λ-δ)之间,电压矢量减小转矩。施加电压矢量对转矩的影响与q成正比。

3 电压矢量选择策略

由式(23)可知,当k为0,0.5和1,0<δ<90°时,(δ-λ)随δ变化如图12a所示。当0<k<1和1,0<δ<90°时,(δ-λ )随δ变化如图12b所示。

图12a和图12b表明当转矩角小于90°,施加电压矢量与定子磁链夹角位于(δ,90°),电压矢量增加定子磁链幅值、转矩角和转矩(V11),当夹角位于(90°,90°+δ),电压矢量减小定子磁链幅值,增加转矩角和转矩(V01),当夹角位于(δ+180°,270°),电压矢量减小定子磁链幅值、转矩角和转矩(V00),当夹角位于(270°,270°+δ),电压矢量增加定子磁链幅值,减小转矩角和转矩(V10)。

因此,本文提出一种适用于转矩角小于90°时的电压矢量选择策略,

$\{\begin{array}{l}\angle \mathit{V}{}_{11}=\text{m}\text{o}\text{d}(90°+\delta {}_{\text{s}}-\frac{\delta }{2}‚360°)\\ \angle \mathit{V}{}_{01}=\text{m}\text{o}\text{d}(\delta {}_{\text{s}}+90°+\frac{90°-\delta }{2}‚360°)\\ \angle \mathit{V}{}_{00}=\text{m}\text{o}\text{d}(\angle \mathit{V}{}_{11}+180°‚360°)\\ \angle \mathit{V}{}_{10}=\text{m}\text{o}\text{d}(\angle \mathit{V}{}_{01}+180°‚360°)\end{array}(25)$

式中:δs为定子磁链在静止坐标系下位置信息。

由此可知,电压矢量选择策略实现所需的输入和具体步骤如下。

1)转矩角δ信息。

电流模型下,可根据d轴和q轴定子磁链信息得到,

$\delta =\arctan (\frac{\Psi {}_q}{\Psi {}_d})=\arctan (\frac{L{}_{q}i{}_q}{L{}_{d}i{}_d+\Psi {}_{\text{f}}})(26)$

2)所需施加的电压矢量相角∠Vs:

根据磁链和转矩比较器的输出,定子磁链角位置和转矩角信息,由式(25)得到。

3)所需电压矢量Vs:

由于∠Vs相角为任意值,采用空间矢量调制技术合成。

由此可得,基于电压矢量选择策略控制的永磁同步电机直接转矩控制系统如图13所示。

4 实验结果

下文给出在开关表和电压矢量选择策略控制下,永磁同步电机直接转矩控制系统的实验结果。实验电机为Honda Civic 06MY Hybrid混合动力电动汽车用15 kW内置式永磁同步电机,电机参数为:极对数p=6,定子电阻Rs=0.014 2 Ω,d轴电感Ld=0.666 0 mH,q轴电感Lq=0.874 5 mH,永磁体磁链Ψf=0.06 Wb。直接转矩控制电压矢量选择策略算法采用DSP TMS320F2812实现。参考转速为100 r/min,参考定子磁链幅值为0.06 Wb,磁链和转矩滞环控制宽度分别为0.002 Wb和0.002 N·m。

4.1 开关表控制

永磁同步电机直接转矩控制系统采用开关表控制的实验波形如图14～图18所示。

4.2 电压矢量选择法控制

永磁同步电机直接转矩控制系统采用电压矢量选择策略控制的实验波形如图19～图23所示。

对比开关表和电压矢量选择策略控制下永磁同步电机直接转矩控制系统的实验结果可知,与开关表控制相比,电压矢量选择策略可有效减小电流和转矩脉动,电流波形更加正弦,谐波含量更小,固定开关频率。

5 结论

本文给出了内置式永磁同步电机直接转矩控制系统定子磁链幅值、转矩角和转矩的简化控制规律,提出了一种适用于转矩角小于90°时的内置式永磁同步电机直接转矩控制电压矢量选择策略,并针对Honda Civic 06 Myhybrid混合动力电动汽车用15 kW内置式永磁同步电机进行实验验证。实验结果表明:相比较于开关表控制,电压矢量选择策略可有效减小电流和转矩脉动,电流谐波含量小且固定开关频率。

电压矢量控制策略 篇5

现阶段，我国对低电压穿越控制策略的研究，注重集中在风电领域，光电领域还比较少。正是因为如此本文以光伏并网发现系统为研究对象，对低电压穿越控制策略进行了探讨分析。笔者认为可以采取电压定向矢量控制的方法，来提高低电压穿越控制能力，以此达到有功与无功解耦。本文首先对光伏并网发电系统及其低电压穿越要求进行了分析，其次对光伏并网发电系统的低电压穿越控制策略进行了探讨，仅供参考借鉴。

一、光伏并网发电系统及其低电压穿越要求

光伏发电系统主要应用的物质是光伏电池，该设施最重要的价值就是将太阳能转换成电能，最终完成发电任务。光伏并网主要是指两大系统连接，分别为光伏系统、电力网系统。两大系统连接之后，不必再借助蓄电池，初期成本比较低，而且更容易维护，后期检修成本也比较低，可以说是现阶段最为经济实用的发电系统。光伏并网发电系统形式依据场合差异而不同，现阶段应用最为广泛的应该是逆潮与无逆潮并网系统、地域并网系统等。早期应用的是光伏发电系统，存在着比较多的缺陷，比如逆充电现象、电网电压波动过于明显等现象，因此在应用的过程中比较麻烦。正是基于此，光伏并网发电系统优势更加突出。但是光伏并网发电系统在应用的过程中，则需要满足非常重要的条件，即低电压穿越要得到控制。这主要是因为发电系统运行过程中，会出现并网点电压跌落情况，此时要求光伏设备依然能够实现并网，如果条件允许，还能够为电网提供无功功率，确保电网在短时间内就可以恢复。

现阶段我国针对光伏并网发电系统的低压电压穿越能力要求已经出台了相应的技术规范，该技术规范中对光伏电站的低电压穿越能力标准要求进行了明确的规定，具体标准如图1所示。

依据图1中显示可知，如果光伏并网电点电压正好处于在轮廓线或者高于轮廓线，同时处于区域之间，此时光伏电站并网运行必须要保证畅通，但是如果并网点电压处于在轮廓线之下，则可以出现线路送电暂停的情况。世界上很多国家都依据自己国情制定了光伏并网低电压穿越要求，其中比较典型的就是德国制定的E.ON标准。该标准对低电压穿越控制要求更加的详细，其中最为重要的是该标准对低压穿越过程中，无功电流比重与电压跌落深度之间的呈现的关系进行了规定。电压跌落过程中，光伏并网发电站一定要为系统提供无功电流，如果子电压跌落深度超过了50%，但是没有超过90%，则无功电流应该满足线性输出条件，而如果电压跌落深度未能超過50%，此时无功电流必须达到100%。

二、光伏并网发电系统的低电压穿越控制策略

光伏并网系统电压跌落过程中，逆变器既要始终处于并网运行状态，同时还需要对有功与无功功率进行有效的协调，以便此时能够提供无功功率，保证光伏并网发电系统能够有足够的电压恢复正常运行，达到低电压穿越要求。

如果光伏并网发电系统电压处于正常状态，逆变器要遵循有功优先的原则，对最大功率进行始终都进行跟踪控制，换言之，就是最大程度的达到有功电流要求，而有功电流值则需要根据电压外环来取得，同时利用最大功率跟踪算法获得相应的信息数据。该信息数据可以作为参考值，其与直流侧电压会出现一定的误差，但是利用PI进行调节之后，误差信号会及时的得以纠正。如果电网电压处于跌落期间，因为逆变器具有限流功能，不能继续遵循有功优先控制原则，否则逆变器状态会发生变化，呈现出功率现幅状态，不能对光伏并网发电系统提供有效的无功支持，所以此时你逆变器遵循的是无功优先控制原则。

在无功优秀控制期间，有关需要借助相应的公式计算出无功电流给定值，之后再按照国家规定的内容：逆变器输出电流可以高于额定电流，但是不能高于1.1倍。

当电网电压发生跌落时，要根据电网电压跌落的深度来调节逆变器的无功电流给定值，改善电压跌落情况，进而提高光伏并网发电系统的低电压穿越能力。低电压穿越期间所需的无功电流百分比的表达式如下：

i*q为所需的无功电流；UN、IN分别为电网的额定电压、电流；U为跌落之后测得的电网电压有效值。在电网电压发生跌落时，可以根据上述公式式得出跌落深度和无功电流之间的关系。光伏并网发电系统的控制流程图如图2所示。当电网电压发生跌落时，根据2中所示的步骤光伏逆变器提供无功给电网，让电压恢复，实现低电压穿越。

三、结语

综上所述，可知借助光伏逆变器来实现低电压穿越控制，此种控制策略属于定向矢量控制。通过调查分析，应用逆变器之后，光伏并网发电系统在电压跌落过程中，能够实现并网运行，同时能够为系统提供无功功率，可以使电网在最短实践脱离故障，继续运行。本文所研究的光伏并网发电系统属于大型系统，其他规模类型的光伏并网发电系统，还需要有关学者进一步研究。

（作者单位：廊坊师范学院）

电压矢量控制策略 篇6

能源短缺是当今世界面临的重大问题,对可再生能源发电领域的研究具有重要意义。作为光伏发电技术的关键设备,光伏并网逆变器及其控制技术的研究越来越受到普遍关注[1,2]。目前,大部分光伏逆变器采用的是三相半桥电压型逆变器拓扑结构,控制方式多为电流模式控制,例如滞环电流控制,滞环电流控制具有很好的电流跟踪性能,但由于环宽不变,将导致功率器件的开关频率变化范围较大,造成交流侧滤波电感设计困难以及功率模块应力和开关损耗较大等一系列问题[3]。

基于空间电压矢量的双滞环电流控制策略就是针对传统电流滞环的上述缺点而提出的,其主要原理是通过实时调节电流滞环宽度以维持开关频率的基本恒定。就该原理的实现途径上来说,目前一些学者的研究,可划分为以下三个方面。

(1)利用PLL电路构成开关频率闭环控制器,使开关信号与一个给定的频率固定的方波信号进行比较,给到的相位差值经过PI调节得到期望的环宽值。这种方法能有效地使输出电压脉冲序列与时钟脉冲序列的相位差保持最小[2,4]。

(2)采用滞环宽度电流误差预测法,通过对(K-1)T时刻电流误差的采样,预测出KT时刻电流误差的变化趋势,并计算出下一周期内开关切换时刻,在一个给定的周期内完成一次桥臂开关的通/断,实现定频。这种方法可实现数字化控制,但是控制器实时计算量很大,并且交流侧电感和电阻参数的选取对电流低次谐波含量影响较大[5,6]。

(3)利用双滞环实现定频滞环SVPWM,该方法采用双滞环比较单元,内滞环比较单元作用是确定空间电压参考矢量,外滞环比较单元输出最终开关状态值。这种方法关键在于空间电压参考矢量V*的确定。由于这种控制方法结合了SVPWM调制,有效地提高了电压利用率[6,7]。

文献[3]提出了一种能适用于单相逆变器的定频滞环控制算法,本文在该文献结论的基础上,把该算法引入到三相无中线逆变器结构中并加以改进,最后在Matlab中进行仿真验证,证明了该改进算法的可行性。

1 滞环宽度与开关频率的函数关系

图1所示为三相光伏并网逆变器的电流滞环控制结构图,基本原理是把反馈电流和给定电流进行比较,Δi作为滞环比较器的输入,通过设定合理的滞环宽度使实际输入电流围绕给定电流信号做锯齿状跟踪变化,达到跟踪给定电流的目的。电流滞环宽度的固定会引起功率器件开关频率不恒定,造成功率器件开关损耗过大,这对驱动保护电路硬件设计要求较高。

为了说明开关频率fs与滞环宽度h之间的函数关系,现以a相桥臂频率变化进行分析,a相桥臂主电路拓扑如图2所示,主电路电流电压关系为:

其中:ea为交流侧电动势;L,R分别为交流侧电感和电阻;ia表示a相电流。

图3为a相电流滞环与误差电流的关系图,忽略交流器电阻压降的影响,式(1)可以表示为:

由于逆变器开关频率较高,因此,在一个开关周期T内,可以对输出电压值进行线性化处理,假定在Δt时间内电感电流误差值为Δia,则式(2)可以改写为:

令开关周期T=t1+t2,分段时间函数可以表示为:

综合式(3)和式(4),得到电流滞环宽度和开关频率之间的函数关系为:

从式(5)可以看出,滞环宽度是开关频率fs、滤波电感L、直流侧输出电压udc、电网电动势ea的函数,因为L固定不变,所以只要保持h和udc,ea按照一定的函数关系变化,就能保持开关频率fs恒定。

2 三相无中线光伏并网逆变器双滞环控制

2.1 三相无中线逆变器线电流解耦算法

本文以三相线电流解耦算法为基础,利用a相开关状态与ibc无关,即a相开关状态与线电流ibc解耦控制的原理。对iab,ibc,ica实行解耦控制,把Δiab,Δibc,Δica作为电流滞环控制器的输入,结合SVPWM调制方式以及PLL相位检测实现定频控制。

图4为三相无中线逆变器主电路拓扑,此时a相桥臂电压方程不再是式(1),应写为:

其中:uaN表示a相相对N点的输出电压;ae表示电网电动势;ai表示a相交流电流。

式(6)表明,由于存在中点电压UNO,同时又因为UNO受各相功率开关管开关状态变化而变化,因此各相电流的变化均受另外两相开关状态的影响,即三相电流之间存在耦合,不能把式(5)的结论直接加以利用。要想实现对各相电流的单独控制,需要对交流侧线电流进行解耦[7,8]。

以a相为例,开关函数依然采用两态控制,忽略交流侧电阻上的压降,式(6)可以改写为:

当sa=0时,a、b之间的线电压可以表示为:

a、b之间线电流的误差方程为:

从式(9)可以看出,由于sa=0已经确定,uab的大小可以由sb来控制,即Δiab也由sb控制。在此过程中sc不对Δiab的变化产生影响,即Δiab的大小与c相无关。a、c之间的线电压可以表示为:

a、c线电流的误差方程为:

同样,Δica和uca的值也只由cs来确定,与sb无关。

以上分析的是sa=0的情况下,sb和cs函数分别对线电流iab,ica的控制作用。同理,在sb=0和sc=0两种情况下,分析其他两相开关函数对线电流的影响与sa=0情况下的分析过程一致。表1表示的是各开关量对线电流的控制关系。

2.2 SVPWM及双滞环调节算法

利用电压空间矢量的理论,在两态调制下,上述各相开关函数对逆变侧电压矢量的控制作用可以用表2表示。

结合表1和表2可以看出,六个非零电压矢量围成的六边形可以分成三个部分,图5中虚线围成的三个平行四边形分别表示sa=0,sb=0,sc=0的区域。以sa=0所在的四边形(III—IV)为例,此时a相下桥臂始终导通,b相开关函数变化时,电压矢量始终在(U0,U3)或(U4,U5)之间相互切换,Δiab只受b相开关函数控制;c相开关函数变化时,电压矢量就会在(U0,U5)或(U3,U4)之间相互切换,Δica只受c相开关函数控制。表3列出了各个开关函数与平行四边形之间的矢量对应关系。

注:*表示此时可取任意值。

线电流解耦算法的控制目标为电流误差Δiab,Δibc,Δica,关键步骤是对参考电压矢量u*位置的检测。从表3中可以看出,对于每个平行四边形来说,参考电压矢量只能由四边形所含的电压矢量来合成,因此,要想检测u*所在的位置,可以先检测u*所在的平行四边形,本文采用文献[8]中的方法,利用双滞环对参考电压矢量u*进行检测。大致思路为:外滞环用来判别参考电压所在的平行四边形位置,内滞环作用是根据确定的四边形位置信息,确定最终采用的控制电压矢量。

就外滞环控制而言,其输入为Δiab,Δibc,Δica,输出为sab,sbc,sca,当sab=1时,说明应施加指令电压ua*b,使iab增大,当sab=0时,应使iab增大。如果此时外滞环输出满足sab=1,sbc=0,则说明参考电压矢量u*处于sb=0的四边形区域,即u*的位置可以确定。

内滞环的作用就是对参考电压矢量u*所在的四边形区域的四个电压控制矢量进行选择。

以as=0对应的平行四边形为例,此时外滞环输出为sab=0,sca=1,根据式(10)和式(11)可知,b相下桥臂和c相上桥臂始终导通,即sb=0,cs=1,dtdΔiab>0,dtdΔica<0,Δiab增大,Δica减小。又因为误差电流之间满足Δibc=-(Δiab+Δica)的关系,因此在内环控制中,应尽量保持Δiab和Δica大小相近,相位相反,以便减少Δibc。对于两个误差电流Δiab和Δica来说,从图3中不难看出,由于误差电流的峰值点时刻与开关函数变化时刻一致,因此只要能保证Δiab和Δica的相位相反,就可以实现Δibc最小。根据式(9)~(11)并进行逻辑运算,可得到内滞环输出与开关函数的逻辑关系:

其中:sab,sbc,sca表示外滞环输出状态值;sa′b,sb′c,sc′a表示内滞环输出状态值。

显然,通过双滞环比较器最终确定了三相开关函数sa,sb,sc的取值问题。另外,在外滞环做线电流误差检测的过程中,需要利用锁相环电路对两个对应的受控线电流误差进行相位控制,使这两个电流误差相位相反,图6为最终的双滞环控制结构框图。

3 仿真与实验验证

对双滞环SVPWM算法进行仿真,主电路仿真参数为:交流侧滤波电感5 m H,直流侧负载RL=20Ω,直流侧电容Cdc=1000μF,交流侧等效电阻R=0.5Ω,交流侧电源为f=50 Hz,E=380 V,给定开关频率fs=5 k Hz,仿真步长为10-6 s。

图7表示采用电压空间矢量双滞环电流控制算法的三相并网逆变器a相相电压Ea和相电流ia的波形;可以看出,相电流ia的正弦度较好,基本上保持了与相电压Ea的相位相差180°,即此时逆变器处于单位功率因数运行状态。

图8所示为逆变器三相线电流iab,ibc,ica的波形,在0 s0.15 s时,逆变器工作于稳态,此时线电流基本上正弦化。

图9表示的是线电流iab的误差电流波形,其误差电流范围稳定在0.1 A之内,体现了实际线电流对参考线电流良好的跟随性能。

进一步在设计功率为3 k W的光伏并网逆变器实验平台上进行实验验证研究,控制算法在处理器TMS320LF2812中进行实现,实验装置主要参数为:蓄电池组直流侧电压值Udc=300 V;并入电网电压值为220 V,逆变桥选用富士IGBT(1 400 V/30 A),输出交流侧滤波电感为2 m H,直流均压电阻14 kΩ×2,稳压电容为2 200μF/400 V,交流侧电阻10Ω,给定开关频率为6 k Hz和10 k Hz,驱动电路选用PSHI2012×3。为了观察逆变器在不同开关频率下交流侧输出电流波形,分别设置给定频率在6 k Hz和10 k Hz两组实验以便对比。

图10为在给定开关频率为6 k Hz和10 k Hz时的三相并网逆变器输出电流ia实验波形。图11表示给定的开关频率在6 k Hz和10 k Hz时的a相桥臂PWM输出波形;通过图10和图11的电流波形比较可以看出,随着开关频率的升高,电流波形的正弦化越好,但是与此同时,功率器件的损耗也由此上升,对驱动保护电路的要求也更高,上述的实验波形基本上验证了该控制策略的正确性。

4 结论

本文在文献[3]结论的基础上提出了一种适合三相光伏并网逆变器的空间电压矢量双滞环电流控制算法,它的主要原理是利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解耦控制,利用双滞环来检测参考空间电压矢量的位置,结合PLL电路对输出开关量进行检测,构成频率闭环控制。通过对空间电压矢量双滞环电流控制算法的仿真,验证了该改进算法的可行性。这种控制算法在保留了传统滞环控制的电流响应速度快、有一定限流能力等优点的基础上,能有效地保持功率器件开关频率恒定,降低功率器件开关损耗,有助于驱动电路以及保护电路的设计,具备良好的实际应用价值。

摘要：提出了一种适用于三相光伏并网逆变器的双滞环电流控制改进算法。根据逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解耦控制,利用双滞环来判断参考空间电压矢量的位置,结合锁相环电路对输出的开关状态进行检测,构成频率闭环控制。最后利用Matlab/Simulink工具箱和3kW实验平台对双滞环控制算法进行验证。结果表明,该算法保留了传统滞环控制电流跟踪响应快、有限流能力的优点,同时也有效地克服了开关频率变化不固定、开关损耗较大等问题。

关键词：并网逆变器,空间电压矢量,双滞环,开关频率,仿真

参考文献

[1]戴训江,晁勤.单相光伏并网逆变器固定滞环的电流控制[J].电力系统保护与控制,2009,37(20):12-17.DAI Xun-jiang,ZHAO Qin.Current control of constant hysteresis band for single phase photovoltaicgrid-connected inverter[J].Power System Protection and Control,2009,37(20):12-17.

[2]叶小军,曾江,王克英,等.并联有源电力滤波器双滞环电流控制策略[J].电力系统保护与控制,2009,37(9):60-64.YE Xiao-jun,ZENG Jiang,WANG Ke-ying,et al.Double hysteresis current control strategy for shunt active power filter[J].Power System Protection and Control,2009,37(9):60-64.

[3]王德发,丁洪发.基于不对称级联型多电平逆变器的动态电压恢复器研究[J].电力系统保护与控制,2007,35(13):49-52,60.WANG De-fa,DING Hong-fa.Simulation of dynamic voltage restorer based on asymmetry cascade multilevel inverter[J].Power System Protection and Control,2007,35(13):49-52,60.

[4]张崇魏,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.ZHANG Chong-wei,ZHANG Xing.PWM rectifier and its control[M].Beijing:China Machine Press,2003.

[5]Zhong Yanping.Novel current decoupled control strategy for PWM rectifier[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2005,20(8):74-77.

[6]曾江,焦连伟,倪以信,等.有源滤波器定频滞环电流控制新方法[J].电网技术,2000,24(6):1-8.ZENG Jiang,JIAO Lian-wei,NI Yi-xin,et al.A new current control method for active power filters with constant switch frequency[J].Power System Technology,2000,24(6):1-8.

[7]洪峰,单任仲,王慧贞,等.一种变环宽准恒频电流滞环控制方法[J].电工技术学报,2009,24(1):115-119.HONG Feng,SHAN Ren-zhong,WANG Hui-zhen,et al.A varied hysteresis-band current controller with fixed switching frequency[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(1):115-119.

[8]杨旭,王兆安.一种新的准固定频率滞环PWM电流控制方法[J].电工技术学报,2003,18(3):24-28.YANG Xu,WANG Zhao-an.A novel quasi-constant hysteretic PWM current mode control approach[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2003,18(3):24-28.

[9]邹晓,易灵芝,张明和,等.光伏并网逆变器的定频滞环电流控制新方法[J].电力自动化设备,2008,28(4):58-63.ZOU Xiao,YI Ling-zhi,ZHANG Ming-he,et al.Constant-frequency hysteresis current control of PV gril-connected inverter[J].Electric Power Automation Equipment,2008,28(4):58-63.

[10]应建平,沈红,张德华,等.双滞环控制的三相双幅有源箱位谐振直流环节逆变器[J].中国电机工程学报,2004,24(2):8-12.YIN Jian-ping,SHEN Hong,ZHANG De-hua,et al.Double hysteresis control of three-phase two-ampltitude active clamped resonant DC-link inverter[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(2):8-12.

[11]Malesani L,Tenti P.A novel hysteresis control method for current-controlled voltage-source PWM inverter swith constant-modulation frequency[J].IEEE Trans on IA,1990,26(1):88-92.

电压矢量控制策略 篇7

目前较为成熟的三相异步感应电机控制方法均采用两电平PWM控制,其输出电压中除基波外,还包含有大量的谐波分量,造成电压波形的畸变,因而运行效率较低,浪费了大量的电能。针对这种状况,文中介绍了采用当前较新的电压空间矢量PWM控制方法控制电机,其数学模型是建立在电机统一理论、电机轴系坐标变换理论基础上的。它把电动机看成是一个整体加以处理,所得数学模型简单,便于由微机实现实时处理,从而可使控制系统结构简单,实时性强,能获得更好的性能。从而提高电机的综合节电效率,实现较好的节能效果。对电动机电压空间矢量实施控制,可以得到逼近圆形的磁链轨迹,以减小电机低频的转矩脉动和谐波电流损耗。采用电压矢量分析方法在定子坐标系进行磁通计算,无须对定子电流进行解耦,免去了矢量变换的复杂计算,控制结构简单,便于实现全数字化,目前正受到各国学者的重视。

2 电压空间矢量PWM控制(SVPWM)原理

2.1 基本思想

电压空间矢量来自于交流电机的旋转磁势空间矢量。由电机学知,旋转磁势是由三相正弦脉振磁势合成得到的:

$\{\begin{array}{l}\overrightarrow{F}{}_{\text{A}}=F{}_{\text{ϕ}}\cos \omega te{}^{j0{}^{{\rm O}}}\\ \overrightarrow{F}{}_{\text{B}}=F{}_{\text{ϕ}}\cos (\omega t-120{}^{{\rm O}})e{}^{j120{}^{{\rm O}}}\\ \overrightarrow{F}{}_{\text{C}}=F{}_{\text{ϕ}}\cos (\omega t+120{}^{{\rm O}})e{}^{-j120{}^{{\rm O}}}\end{array}(1)$

式中 Fϕ——每相磁势脉振幅度;

{ej0O,ej120O,e-j120O}(非正交基)——三相坐标轴对应的单位矢量(类似于直角系中$\overrightarrow{i}$,$\overrightarrow{j}$,$\overrightarrow{k}$)。

如图(0)所示。

图中每个脉振矢量的方向一定,但幅度按正弦变化。

三者的合成矢量

$\begin{array}{l}\overrightarrow{F}{}_1=\overrightarrow{F}{}_{\text{A}}+\overrightarrow{F}{}_{\text{B}}+\overrightarrow{F}{}_{\text{C}}\\ =F{}_{\text{ϕ}}\cos \omega t+F{}_{\text{ϕ}}(\frac{1}{2}\cos \omega te{}^{j0°}+j\frac{3}{2}\sin \omega t)\\ =\frac{3}{2}F{}_{\text{ϕ}}(\cos \omega te{}^{j0°}+j\sin \omega t)\\ =\frac{3}{2}F{}_{\text{ϕ}}e{}^{j\omega t}(2)\end{array}$

可见三相三个脉振磁势都不旋转但合成效果都是以ω旋转的矢量,其顶端轨迹为圆。

反过来,任一旋转矢量也可以分解为三个轴上的分矢量(可逆性)。定子三相磁链同样可以合成为磁链空间矢量$\overrightarrow{\Psi }$1。

定子三相电压也都是三相对称正弦量,尽管不象旋转磁场那样存在空间对称分布,但从纯数学的角度来看,可以定义数学意义上的空间坐标系概念。这样,将交流电机统一理论中的空间坐标矢量的概念直接加以拓展(或移值),定义相应的电压合成空间矢量。电压空间矢量:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{U}{}_1=\overrightarrow{U}{}_{\text{A}}+\overrightarrow{U}{}_{\text{B}}+\overrightarrow{U}{}_{\text{C}}\\ =[u{}_{\text{A}}‚u{}_{\text{B}}‚u{}_{\text{C}}]\left[\begin{array}{l}1\\ e{}^{j120°}\\ e{}^{-j120°}\end{array}\right](\text{综}\text{合}\text{矢}\text{量})(3)\end{array}$

因此,异步电动机的三相对称绕组由三相平衡正弦电压供电时,对每一相都可以写出它的电压方程式。三相合起来,可用合成空间矢量表示定子的电压方程式为

$u{}_1=r{}_{1}i{}_1+\frac{\text{d}\Psi {}_1}{\text{d}t}\Psi {}_1\approx {\displaystyle \int (}u{}_1-r{}_{1}i{}_1)\text{d}t(4)$

式(1)表明,电压空间矢量u1的大小约等于Ψ1的变化率,磁链矢量顶端的运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场(一般简称为磁链圆)。感应电机的恒磁通变频调速是通过调压、调频两种功能来调节电动机的转速的交流电机的磁链(磁通)是一个矢量,在α-β坐标系中,对于恒定大小的磁链其轨迹是圆,直接从维持磁链轨迹为圆的角度出发,通过调控逆变器的开关状态,控制逆变器输出的电压矢量来逼近磁链的圆形轨迹,这就是电压矢量控制PWM法的基本出发点。

2.2 电压空间矢量与磁链轨迹

在变压变频调速系统中,异步电动机由三相PWM逆变器供电,这时供电电压和三相平衡正弦电压有所不同。

由图(1)电压型逆变器的主电路可看出,一台电压型逆变器,由三组、六个开关(V1、V3、V5、V2、V4、V6)组成。为了简单起见,六个功率开关器件都用开关符号表示。为使电机对称工作,必须三相同时供电,即在任一时刻一定有处于不同桥臂下的三个器件同时导通,而相应桥臂的另三个功率器件则处于关断状态。这样从逆变器的拓扑结构看,功率器件共有八种工作状态,即V6、V1、V2导通,V1、V2、V3导通,V2、V3、V4导通,V3、V4、V5导通,V4、V5、V6导通等八种工作状态。如把上桥臂开关器件导通用“1”表示,下桥臂开关器件导通用“0”表示,则上述八种工作状态可以相应表示为100、110、010、011、001、101与111、000八组数字。对于每一个有效的工作状态,三相电压都可用一个合成的空间矢量表示,其幅值相等,只是相位不同而已。

将图中所示的理想磁链圆作为基准圆,适当地使用图(2)中8种磁链矢量追踪基准磁链圆。使用不同的磁链矢量,意味着使用不同的开关模式。开关模式的切换,则形成逆变器输出电压PWM波。

2.3 空间矢量追踪磁链轨迹的控制方案

采用滞环跟踪型PWM控制技术,其原理根据测得的定子实际磁链与给定值的差值进行滞后比较,当误差超出允许值就进行开关的切换,将一个合适的电压矢量加到电机上,使其磁链回到误差允许值范围内。磁链的轨迹是一个理想的磁链圆,其表达式形式应为

Ψm=ΨsejθS (5)

式中ΨS即为理想的磁链圆形轨迹的幅值,θS为磁链轨迹的相位角度。从上式中,可以看出磁链轨迹本身是一个旋转的量,其轨迹可由两部分组成。其一是幅值Ψm,也是磁链圆形轨迹的半径,在整个系统运行过程中是恒定不变的;另一主要部分就是磁链轨迹的相位角θS,它在系统整个运行过程中是一个连续变化的量,变化范围为0-2π rad。所以针对磁通的轨迹,最形象的应该是从幅值和相位两个因素来考虑对其轨迹的跟踪。实际上两对于磁通跟踪PWM控制技术,一般都是直接以使|ΨS|*跟踪给定|ΨS|*使其满足这以特定关系为准则。为了使磁通PWM控制技术在调速领域里得到更进一步的完善和发展,在这里作者提出了一种新的跟踪思想,即将磁链分解为幅值和相位两个部分分别跟踪形成两个闭环,从而选择出合适的电压空间矢量。

3 系统的硬件实现

为了便于对方案进行实验研究,我们组装了一套实验系统,该系统以80C196KC单片机为控制核心。

SVPWM系统的结构主要是围绕着PWM波的产生和输出,它的主要组成部分有

(1)主电路部分

主电路采用图(1)所示的是标准的两点式PWM逆变电路,但IGBT的门控信号并不是通过正弦波与三角波比较得到,而是单片机输出的电压空间矢量,共有八种可能,通过这八种的不同的次序和维持的时间,直接控制电机的磁场恒定(不仅是幅值,而且是相位同步)。在此时加在IGBT上的触发脉冲并不就是基准频率,而是从5 Hz开始逐渐上升,以达到软启动的目的。当频率达到给定频率后,电机正常工作起来。

(2)单片机主控板部分

单片机采用Intel 80196KC此种MCS-96系列16位单片机,与51系列相比,它具有许多优势。比如:灵活的高速输入口HSI,高速输出口HSO;增强型高效96指令集等等。我们使用高速输入口和标准输入口来检测用户的外部输入以及给定信号。使用高速输出口来将PWM波进行输出。在设置HSO命令字时指定在时间到时触发软件定时器,在软件定时器中断服务程序中,就可继续设置。我们在获得外部输入时,用到了高速输入口HSI。它用来记录某一外部事件发生的时间,时间基准由定时器1提供。在此方案中,主要是查询用户的面板给定。同时,检测及保护电路还向主控板提供主电路的各种检测信号。

(3)磁链轨迹观测器

在主电路拓扑结构中,另一个我们要介绍的就是磁链轨迹观测器。在实际的磁链轨迹观测器的设计中,考虑到要把这八个电压空间矢量以恰当次序组合,以达到叠加的目的,我们采用多路数据选择器来使矢量按一定次序选通,再通过积分来真正得到磁通的幅值和相角。注意,加在选择器上的八路电压信号即代表着某一个电压空间矢量,A、B、C是选择器的选择端用来选择这八路电压信号,经过积分器积分以后得到X轴和Y轴的投影,通过用示波器可观测出磁链圆。

4 系统控制软件

整个系统控制软件共分两大部分:主程序模块和软件定时器中断模块。其中主程序模块,主要由两大部分组成:初始化模块和循环扫描模块。初始化模块负责各运行参数的预设值,以及从数据存储器读取用户的设定值,并判断数据的合法性,只有合法的数据才能利用,这需要在数据存储器中设置校验标志。当一切初始化完成后,程序就一直检测用户是否按下启动键,如果用户按下就设置HSO命令字,开放中断启动软件定时器开始输出PWM波,频率也由程序控制从5 Hz开始上升到基频。在此过程中,程序并不响应用户的外部控制,但会检测主电路的工作情况,一旦发生过压、过流等故障,会自动关中断、停机。当频率到达基频后,主程序就进入了循环扫描模块,在此模块中,程序主要是循环检测用户的输入,并对之作出正确的响应,用户与系统主控板交互主要是通过我们在硬件部分介绍的操作显示板。

5 实验结果

利用设计好的电压控制器,根据选择好的控制方案进行软件编程,并通过实验系统进行了多种运行状态下的静、动态实验。实验结果证实了本文所进行的理论分析、系统设计的正确性。

以下为当电压频率为20 Hz时用示波器所观测到的实验波形。

在实验调试过程中,对由低频到高频各个频率段的运行情况都做了细致的观察和详细的数据和波形记录,经过多方面的考察,证明了这一系统满足了最初做本课题的要求,不仅实现了电压空间矢量的正确选择,而且达到了恒磁通的效果。

6 结论

将电压空间矢量PWM控制技术应用于电机控制上,具有转矩调节动态响应速度快的特点,SVPWM可以提高电压的利用率,谐波优化程度高,消除谐波效果比SPWM好,并且噪声低、转矩脉动小;磁通轨迹法思路新颖,突破了SPWM以追求逆变器输出电流接近正弦波为目标的概念,直接控制气隙磁通,既能使电机工作稳定,又能保证具有良好的性能。直接对电机的磁链轨迹进行控制,经实际运行,电机运行平稳,电压谐波含量较少,大大提高了电机的运行效率,具有很高的研究价值。

摘要：由于目前较为成熟的三相异步感应电机控制常采用两电平PWM变频控制,其输出电压中除基波外,还包含有大量的谐波分量,造成电压波形的畸变,因而运行效率较低,浪费了大量的电能。文中介绍了采用电压空间矢量PWM控制技术来控制电机的方法,与传统的PWM方法相比,可以减小转矩脉动和铁损耗,并可提高电源电压的利用率,从而实现较好的节能效果。

关键词：电压空间矢量,变频,感应电机,节能,PWM控制

参考文献

(1)吴守箴,臧英杰.电气传动的脉宽调制控制技术(M).北京:机械工业出版社.

(2)李夙.异步电机直接转矩控制技术(M).北京:机械工业出版社.

(3)郭玉琦,吴斌.新型电压空间矢量控制高频三相PWM波形发生器(J).电气传动,1995.6(6):11-14.

(4)许大中.交流电机调速理论(M).杭州:浙江大学出版社1991:171-209.

(5)Murai,Yetal.New PWM Method for Fully Digitized Invert-ers(J).IEEE Trans.on IA,1987,IA-23(5):536-545.

电压矢量控制策略 篇8

安装在电机终端的速度传感器增加了系统复杂性和成本,降低了系统可靠性[1]。因此,异步电机无速度传感器控制技术的研究受到了各国学者的普遍关注。目前,比较典型的无速度传感器控制方法有[2,3]:利用电机数学模型直接计算转速、基于PI闭环控制构造转速方法[4,5,6,7]以及利用电机结构特征产生转速信号[8]。使用较为广泛的速度辨识方法是第2种方法中的模型参考自适应方法。

传统的模型参考自适应转速估计方法利用电压、电流磁链模型的输出值误差,通过校正环节构造转速。该方法中的电压模型不是理想的参考模型,低速时电压本身不准确,存在估算转速信号失真问题。另外,部分文献也提出了新的转速估计方法[9,10,11,12,13],它们在一定程度上提高了矢量控制系统的性能和低速稳定性,但是估计参数的精度都受到一定程度的影响。文献[14]提出了一种基于定、转子电阻在线辨识的模型参考自适应转速估计方法,来解决感应电机参数变化导致转速估计不准的问题;文献[15-16]对参考模型中的电压模型进行了改进,避免了易受积分初值和漂移影响的问题;文献[17]在仿真中考虑到了积分误差和定子电阻,提出了带补偿的电压模型磁链及转速估算方法。这些方法从一定程度上减弱了传统模型参考自适应法速度估计精度差、波形失真等问题的影响,但是他们解决的问题比较单一,或者需要定、转子电阻的在线辨识,在应用上均有一定的局限性。

本文以异步电动机矢量控制原理为基础,采用改进的模型参考自适应方法,利用电流模型、改进模型的输出值误差构造转速信号,在全速范围内都能有效跟踪电机转子转速,避免了低速信号失真问题。同时设置滤波校正环节,提高转速估计器的精度,改善了抗扰性能。

2 矢量控制原理

2.1 异步电机的数学模型

两相静止坐标下,异步电机的电压方程为[18]

定、转子磁链方程为

电磁转矩方程为

式中:为定、转子相电压在两相静止坐标系上分量;为定、转子相电流在两相静止坐标系上分量;ωr为转子转速;Rs,Rr为定、转子电阻;Ls,Lr为定、转子等效两相绕组自感;Lm为定、转子同轴等效绕组间互感;pn为电机极对数。

两相旋转坐标下,定子绕组的电压方程为

定、转子磁链方程为

电磁转矩方程为

式中:usd,usq为定子电压的dq轴分量;isd,isq,ird,irq为定、转子电流的dq轴分量;ωs为转差电角速度,即dq坐标系相对于转子的电角速度,ωs= ω1- ωr;Ψsd,Ψsq,Ψrd,Ψrq为定、转子磁链的dq轴分量;Rs,Rr为定、转子绕组电阻。

图1为交流异步电机矢量控制原理框图,电机三相定子电压、三相定子电流经过Clarke变换得到两相静止坐标下的电压和电流isαβ,usαβ,并通过磁链观测器和速度估计器分别计算出电机转速ωR和同步旋转角度θ。经过Park变换得到两相旋转坐标下的定子电流,采用PI闭环控制得到解耦后的定子电压变量,Park反变换后得到两相静止坐标下的电压,最后经SPWM调制后控制逆变器。

2.2 转子磁链电流模型

在两相静止坐标系下,感应电机的转子磁链方程为

两相静止坐标系上的转子电压方程为

整理后可得两相静止坐标系上转子磁链的电流模型:

两相静止坐标系上转子磁链电流模型框图如图2所示。

2.3 转子磁链改进电压模型两相静止坐标系上

整理可得:

进而可得:

上式即为普通电压模型法的转子磁链计算公式,改进电压模型法取消了其中的积分环节,可以消除因为积分初始值和累积误差而带来的计算结果的偏差。消除了直流偏置的影响。

转子反电动势为

转子反电 动势经过 一阶惯性 环节的作 用er·Tc/(1 + Tcp)后,产生的计算幅值减小误差和相位滞后误差由励磁电流计算而来的转子磁链的滤波信号来补偿。

转子磁链状态估计的动态方程如下:

励磁电流补偿的改进电压模型框图如图3所示。

改进电压模型是电流模型与电压模型的组合,兼具两者的优点,在低速时能避免电压模型定子电阻压降的影响,在高速时能避免电流模型电机参数变化的影响。

3 无速度传感器结构设计

改进电压模型不含待辨识转速ωr,作为参考模型,而含有待辨识转速ωr的磁链方程(电流模型)作为可调模型,利用改进电压模型的输出作为转子磁链的期望值,电流模型的输出作为转子磁链的推算值,以转子磁链的期望值和推算值作为比较输出量,采用PI自适应律估计转速,其原理框图如图4所示。

模型中对磁链误差进行滤波处理以减小噪声,由于ε经过一阶低通滤波环节后会产生相位误差,所以需要设计校正频率特性函数予以补偿。

4 仿真结果分析

仿真系统 中的电机 参数 :额定功率PN= 1 120k W,额定电压UN= 6k V,频率f = 50 Hz ,定子电阻Rs= 0.179 7Ω,转子电阻Rr= 0.182 6Ω,定子电感Ls= 0.013 2H ,转子电感Lr= 0.012 8H ,定、转子间互感Lm= 0.444 9H,电机极对数pn= 1,转动惯量J = 15.9 kg·m2。

4.1 速度估计器仿真

仿真系统采用恒定励磁,在0~50 s时间段内转速指令给定为250 rad/s(约0.8标幺值),在50~100 s时间段内为180 rad/s(约0.6标幺值);负载转矩为在0~15 s时间段内为0,在15~100 s时间段内变为0.1标幺值。

图5、图6、分别是电机定子三相电压、定子三相电压放大图,图7、图8分别是电机转速和电机电磁转矩图。从图7中可以看出电机转速的估计值与测量值差异很小,该系统得到的转速与有速度传感器时测量的转速接近,能够获得很好的矢量控制效果。

图9表示电机的转速指令与电机实际转速曲线图,从图9中可以看出,电机的实际转速能够很快跟踪上速度指令,在15 s处收到负载扰动后能快速调节恢复到指令值,无速度传感器矢量控制系统获得了很好的控制效果。

4.2 低速估计效果仿真

采用恒定励磁,在0~100 s时间段内转速指令给定为25 rad/s(约0.08标幺值);负载转矩为在0~50 s时间段内为0,在50~100 s时间段内变为0.1标幺值。

图10、图11为电机定子三相电压及其波形放大图,图12为电机电磁转矩和负载转矩。

图13表示低速时采用改进的模型参考自适应方法得到的电机转子转速与实际转速曲线。图13中,低速(25 rad/s)时估计转速曲线与转速实际曲线重合,说明模型不受低速电压不准的影响,能够有效避免信号失真问题。

5 结论

电压矢量控制策略 篇9

在电网出现故障时,风力发电机组都需要被电网切除,直到电网故障清除后风电机组才能重新并网运行。然而,随着风电机组的容量和风电场的规模越来越大,风力发电的容量在电力系统总装机容量中所占的比例越来越大,如果电网发生故障时大规模的风电机组从电网解列,而不是像常规发电机组一样能继续支撑电网的频率和电压,这可能会导致更为严重的连锁反应,从而对电网的稳定运行带来非常不利的影响。为此目前国外许多电网运营商针对此问题对风力发电系统提出了故障不间断运行的要求,即在电网电压发生跌落时,风电发电机必须与电网保持连接并继续运行,甚至还需要为电网提供一定的无功以帮助系统电压的恢复;而在电网电压恢复后,风力发电机必须尽快恢复正常运行,向电网输出必要的有功功率以保证系统的频率稳定。上述要求即为风力发电系统的低电压穿越(LVRT)要求[1,2]。

因为双馈发电机的定子绕组与电网直接相连,所以电网发生故障时,发电机机端电压会随之迅速跌落,从而引起双馈发电机内部剧烈的电磁过渡过程[3,4]。同时,双馈发电机励磁变流器的容量和发电机额定容量相比只占很小的一部分(30%左右),只能对发电机提供部分控制。因此,当电网发生严重故障时,发电机转子绕组中产生的过电压和过电流可能会超过变流器中电力电子器件的耐压和过流极限,从而损坏变流器,使得电网故障清除后风力发电系统无法恢复正常运行。对于双馈风力发电系统而言,低电压穿越要求是电网对其提出的最大挑战,将直接影响该系统的大规模应用。

本文首先介绍了双馈发电机的模型,然后在此基础上推导了其改进的矢量控制策略,最后通过实验验证了所提出方法的有效性。

2 双馈发电机的模型

本文采用了双馈发电机的5阶模型,其dq旋转坐标系下的数学模型为

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{s}d}=R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}d}}{\text{d}t}-\omega {}_{\text{s}}\Psi {}_{\text{s}q}\\ v{}_{\text{s}q}=R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}q}}{\text{d}t}+\omega {}_{\text{s}}\Psi {}_{\text{s}d}\end{array}(1)$

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{r}d}=R{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{r}d}}{\text{d}t}-\omega {}_{\text{r}}\Psi {}_{\text{r}q}\\ v{}_{\text{r}q}=R{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{r}q}}{\text{d}t}+\omega {}_{\text{r}}\Psi {}_{\text{r}d}\end{array}(2)$

$\{\begin{array}{l}\Psi {}_{\text{s}d}=L{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}+{\rm M}i{}_{\text{r}d}\\ \Psi {}_{\text{s}q}=L{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}+{\rm M}i{}_{\text{r}q}\end{array}(3)$

$\{\begin{array}{l}\Psi {}_{\text{r}d}={\rm M}i{}_{\text{r}d}+L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}\\ \Psi {}_{\text{r}q}={\rm M}i{}_{\text{s}q}+L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}\end{array}(4)$

Tem=p(Ψsdisq-Ψsqisd) (5)

式中:vsd,vsq,vrd和vrq分别为定转子d,q轴电压;isd,isq,ird,irq分别为定转子d,q轴电流;Rs和Ls分别为定子的电阻和电感;Rr和Lr分别为转子的电阻和电感;M为定转子间的互感,Ψsd,Ψsq,Ψrd,Ψrq分别为定转子d,q轴磁链;ωs为同步旋转速度;ωr为滑差速度;Tem为电磁转矩;p为发电机极对数。

3 改进的矢量控制方法

电网电压跌落的情况下,双馈发电机的电磁过渡过程不仅受自身电磁特性的影响,还和转子侧变流器对其施加的励磁电压相关。传统的双馈发电机矢量控制方法在电网电压稳定时能获得优异的控制性能[5]。但是,由于忽略了定子磁链的暂态过程,在电网出现故障时其控制性能将会恶化。这是因为电网发生故障时,发电机机端电压跌落,使得用于定子磁链观测的积分器出现饱和,这将导致定子磁链定向不准确,从而影响整个控制系统的性能,无法实现对转子电流的准确控制。因此,为了抑制电压跌落下转子绕组中出现的过电流,在设计转子电流调节器的过程中必须考虑定子磁链的动态变化[4]。

在传统的基于定子磁链定向的矢量控制方法中,为了简化转子电流调节器的设计,通常认为定子磁链保持恒定且始终位于同步旋转坐标系的d轴上。然而,当电网电压跌落时,定子磁链将随之衰减,而且由于定子磁链中产生了直流分量,因此无法保证定子磁链矢量准确定向在d轴上,并且定子磁链的微分项也不再等于0。

根据双馈发电机的定子磁链表达式(2),可以得到定子电流的表达式为

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{s}d}=\frac{\Psi {}_{\text{s}d}-{\rm M}i{}_{\text{r}d}}{L{}_{\text{s}}}\\ i{}_{\text{s}q}=\frac{\Psi {}_{\text{s}q}-{\rm M}i{}_{\text{r}q}}{L{}_{\text{s}}}\end{array}(6)$

把式(6)代入定子电压表达式(1)可得:

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{s}d}=\frac{R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{s}}}\Psi {}_{\text{s}d}-\frac{R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{s}}}i{}_{\text{r}d}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}d}}{\text{d}t}\\ v{}_{\text{s}q}=\frac{R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{s}}}\Psi {}_{\text{s}q}-\frac{R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{s}}}i{}_{\text{r}q}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}q}}{\text{d}t}\end{array}(7)$

而把式(6)代入转子磁链表示式(4)可得:

$\{\begin{array}{l}\Psi {}_{\text{r}d}=\sigma L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}+\frac{{\rm M}}{L{}_{\text{s}}}\Psi {}_{\text{s}d}\\ \Psi {}_{\text{r}q}=\sigma L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}+\frac{{\rm M}}{L{}_{\text{s}}}\Psi {}_{\text{s}q}\end{array}(8)$

这样根据式(2)和式(8)可以得到转子电压表达式为

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{r}d}=R{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}+\sigma L{}_{\text{r}}\frac{\text{d}i{}_{\text{r}d}}{\text{d}t}+v{}_{\text{r}dc}\\ v{}_{\text{r}q}=R{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}+\sigma L{}_{\text{r}}\frac{\text{d}i{}_{\text{r}q}}{\text{d}t}+v{}_{\text{r}qc}\end{array}(9)$

根据式(9)可以设计出改进的矢量控制器,其中vrdc和vrqc为交叉耦合项,可以表示为

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{r}dc}=-\omega {}_{\text{r}}\sigma L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}-\frac{{\rm M}}{L{}_{\text{s}}}(\omega {}_{\text{r}}\Psi {}_{\text{s}q}-\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}d}}{\text{d}t})\\ v{}_{\text{r}dc}=\omega {}_{\text{r}}\sigma L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}+\frac{{\rm M}}{L{}_{\text{s}}}(\omega {}_{\text{r}}\Psi {}_{\text{s}d}+\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}q}}{\text{d}t})\end{array}(10)$

由此可以得到改进的双馈发电机矢量控制框图,如图1所示。

图1中转子电流的d轴分量和q轴分量分别用来控制发电机输出的无功功率和电磁转矩,可以得到其参考值分别为

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{r}d\_\text{r}\text{e}\text{f}}=\frac{\Psi {}_{\text{s}\_\text{r}\text{e}\text{f}}}{{\rm M}}-\frac{L{}_{\text{s}}}{v{}_{\text{s}\_\text{r}\text{e}\text{f}}{\rm M}}Q{}_{\text{s}\_\text{r}\text{e}\text{f}}\\ i{}_{\text{r}q\_\text{r}\text{e}\text{f}}=-\frac{1}{p\Psi {}_{\text{s}\_\text{r}\text{e}\text{f}}}\frac{L{}_{\text{s}}}{{\rm M}}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}\_\text{r}\text{e}\text{f}}\end{array}(11)$

4 实验结果

为了验证所提出的电压跌落下双馈发电机改进矢量控制策略的有效性,本文在1台4.5kW的双馈发电机实验平台上对该控制策略进行了实验验证,发电机参数为:定子电阻0.4Ω,转子电阻0.8Ω,定子电感0.082H,转子电感0.082H,互感0.08H,额定电压380V,额定电流11A,极对数3,定转子匝数比2.97。实验中双馈发电机的转速被控制为1200r/min。

该实验平台采用永磁同步电动机及其驱动变频器组成了风力机模拟系统,用来拖动双馈发电机旋转;双馈发电机由1台电压型交-直-交双PWM变流器控制,其定子通过并网接触器连到电网。控制器采用德国dSPACE公司生产的DS 1103,它包括处理器和I/O接口,具有高速计算能力。

为了完成低电压穿越的实验验证,本文采用2台调压器组成了如图2所示的电压跌落发生装置。其中TY1为降压调压器,而TY2为升压调压器,而且TY1和TY2的变比正好相反;K1为常闭开关,K2为常开开关。正常工作时,K1闭合,而K2打开,这样电网电压经过两级调压后还原到初始值,发电机机端电压和电网电压相等。为了产生电压跌落,断开K1,同时闭合K2,这样发电机机端电压将下降到TY1的副边电压。通过改变调压器的变比,可以方便地调节电压跌落的深度。需要注意的是K2闭合之前必须保证K1断开,否则会在TY2中产生环流。而当断开K2,

同时闭合K1后,发电机机端电压将重新恢复到原来的值。

图3是电压跌落下定子磁链的实验波形。从图3中可以看出,当电网电压跌落到67%时,在定子磁链的d轴和q轴分量中产生了频率接近于电网频率的交流分量,这代表定子磁链中含有直流分量。该直流分量是造成电压跌落下双馈发电机出现转子过电流的主要原因。因此,为了抑制电压跌落造成的发电机电磁暂态过程,必须在设计控制器时考虑定子磁链的动态变化量。

图4是电压跌落到67%时转子d,q轴电流的实验波形。从图4中可以看出,在电压跌落时改进的矢量控制方法仍然能够很好地控制转子电流,这是因为在转子电流控制器中加上了由电压跌落引起的定子磁链动态变化量。实验结果表明该方法可以有效抑制电压跌落造成的转子过电流。

图5是电压跌落到67%时转子电流和定子电流的实验波形。从图5中可以看出,尽管电压跌落使定子电流含有直流分量,但采用改进的矢量控制策略后,转子电流仍然能得到有效的控制,其正弦度较好,谐波含量少。这说明改进控制算法后,双馈发电机可以实现低电压穿越。

图6是电压跌落到67%时发电机输出功率的实验波形。

从图6中可以看出,由于定子电压跌落,发电机输出的有功功率也随之下降。而由于定子磁链在电压跌落后降低,尽管无功功率参考值为0,但由式(11)可知,此时发电机实际输出的无功功率将大于0,这和图6中的实验结果是一致的。这说明电网电压跌落时双馈发电机能向电网输出一定的无功功率,这将起到支持电网的作用。并且在电网电压恢复后,发电机能够迅速恢复功率输出。值得注意的是,这种方法的控制效果取决于对定子磁链动态变化的准确补偿,因此对电机参数的准确性要求较高。另外,由于受变流器输出电压能力的限制,该方法只适用于电压跌落不严重的情况。当电压深度跌落时,为了实现低电压穿越,必须增加额外的硬件电路保护风力发电系统。

5 结论

本文提出了一种改进的双馈发电机矢量控制策略,在设计转子电流控制器时加入了表示定子磁链动态变化的前馈补偿项,以补偿电网电压跌落引起的定子磁链变化,从而能在电压跌落不严重的情况下抑制转子中产生的过电流,实现双馈风力发电机的低电压穿越。该方法只是在传统矢量控制策略的基础上增加了由电压跌落引起的定子磁链变化项,实现起来非常方便,而且在电网电压正常时能达到与传统方法同样的控制效果。实验结果验证了该方法的有效性。

摘要：为了减小双馈风力发电系统受电网电压跌落的影响,提出了一种改进的双馈发电机矢量控制方法。该方法在设计转子电流控制器时考虑了定子磁链的动态变化过程,加入了相应的前馈补偿项。实验结果证明,该方法能有效抑制电压跌落下发电机转子的过电流,并且能控制发电机向电网输出一定的无功,从而使双馈风力发电机实现了低电压穿越。

关键词：风力发电,双馈发电机,改进的矢量控制,低电压穿越

参考文献

[1]Morren J,Haan S.Ridethrough of Wind Turbines withDoubly-fed Induction Generator During a Voltage Dip[J].IEEE Trans.Energy Conv.,2005,20(2):435-441.

[2]张兴,张龙云,杨淑英,等.风力发电低电压穿越技术综述[J].电力系统及其自动化学报,2008,20(2):1-8.

[3]Lopez J,Sanchis P,Roboam X,et al.Dynamic Behavior ofthe Doubly Fed Induction Generator During Three-phaseVoltage Dips[J].IEEE Trans.Energy Conv.,2007,22(3):709-717.

[4]He Y,Hu J,Zhao R.Modeling and Control of Wind-tur-bine Used DFIG under Network Fault Conditions[C]∥inConf.Rec.Elec.Mach.Syst.,2005,2:986-991.

电压矢量控制策略 篇10

现代工业中, 多电平变频器以其独特的优点在高压大功率的变流器中得到了越来越广泛的应用[1,2,3]。它不但可以减少波形的谐波含量及器件的电压电流应力, 具有很高的功率因数, 而且还可以进行模块化设计, 降低生产成本。但是, 随着高压大功率变频器的广泛应用, 同样也发现了一些问题。例如, 传统的脉宽调制 (PWM) 会使逆变器输出产生共模电压。较大的共模电压通过定子和转子间的电容耦合产生较大的电机轴承电流或对地电流, 导致电机因轴承电流过大而损坏或对邻近电气设备构成电磁干扰 (EMI) [4,5], 影响电网上的其他设备的正常运行;另外共模电压过高还会使轴电压和轴承电流过大使电机轴承过早毁坏[6,7]。

由于共模电压的危害非常大, 因此如何消除或抑制共模电压是当前学术界和工业界的研究热点。目前, 抑制或消除共模电压常用的方法如下:1) 在传动系统中加入一台兆瓦级的隔离变压器以阻断共模电压[8];2) 采用无源共模电压滤波器[5,9];3) 采用有源共模电压滤波器[10,11];4) 采用脉宽调制技术对共模电压进行抑制[12,13], 也是当前研究的一个趋势, 因为其只需要从控制上来解决共模电压问题, 无需额外的硬件。

本文提出了一种基于空间矢量的有效消除多电平逆变器共模电压的方法。并且在消除多电平逆变器共模电压的同时并没有使波形质量严重降低。最后的仿真结果也证明了本文的理论分析以及所提出的消除共模电压方法的正确性和可行性。

2 空间矢量与共模电压的本质联系

图1是5电平、7电平、9电平、11电平电压空间矢量在同一个坐标系中的分布图。

图1中每一个虚线与实线的交点都代表着一个电压矢量。E为逆变器直流侧电压。随着逆变器电平数的增加, 开关状态数目以3次方关系增加, 而空间矢量数也以近似平方的关系增加, 它和电平数的关系为

式中:m为多电平逆变器的电平数。

定义多电平逆变器的共模电压为

式中, vAN, vBN, vCN为多电平逆变器的输出相电压。

它的限定条件为

式中:H是直流电压源的个数。

对共模电压以E/3进行标幺化:

为了分析方便, 下面将以5电平逆变器为例, 详细分析电压矢量以及冗余状态和共模电压的内在的本质联系。

对于一个5电平逆变器而言, 根据式 (1) 它将具有61个空间矢量, 其分别对应于125个开关状态, 其中64个开关状态是冗余的。图2示出了5电平逆变器在Ⅰ扇区的15个电压矢量 (A0～A14) 和所有开关状态。在每一个扇区中, 都将有16个小的等效三角形 (Δ0～Δ15) 。参考电压矢量可能落在任何一个小三角形中, 那么该参考矢量就由该三角形3个定点矢量来合成。

根据式 (2) 可知, 共模电压将和每一个开关状态直接相关。不同的开关状态将产生不同的共模电压。例如, 对开关状态 (2, 2, -2) 将产生的共模电压为2E/3。对于5电平逆变器而言, 它所产生的共模电压将会在-2E和2E之间变化。而对于m电平逆变器而言, 它的共模电压将在- (m-1) E/2和 (m-1) E/2之间变化。如果逆变器的功率很大, 较大的共模电压会导致较大的轴承电流以及传输电缆的电压反射而使电缆内电压抬升多倍, 从而大大减少电压轴承和绕组以及传输电缆的寿命。因此在设计逆变器时, 必须加以考虑。

图2中的每一个括号代表一个开关状态, 而其后的方括号表示的是该开关状态所产生的标幺化的共模电压。5电平逆变器空间矢量所产生的标幺化的共模电压在-6和6之间。每一个电压矢量都至少对应一个开关状态, 这些开关状态中有且只有一个状态所产生标幺化共模电压的绝对值小于或等于1 (A10和A14除外, 它们产生的共模电压绝对值为2) 。

图3是5电平电压空间矢量Ⅰ扇区所选择的开关状态以及它所产生的共模电压, 其中每一个实心圆圈代表一个可以产生零共模电压的空间矢量。在扇区Ⅰ内只有5个矢量可以产生零共模电压, 分别是A0, A4, A6, A9和A12, 而其它矢量则否, 如表1所示。因此, 在实际的操作中将只使用这些矢量来合成参考电压。

图4示出了7电平逆变器电压矢量以及能够产生零共模电压的矢量图。从图4中可以看出, 所有零共模电压矢量又围成了多个六边形, 这些六边形和原电压矢量六边形在空间上存在着30°的相位差, 而且新形成矢量六边形是4电平。

实际上, 该新4电平矢量图可以从4电平逆变器的线电压角度来理解, 可以更好的解释30°的相位差以及所对应的开关状态。

零共模电压矢量六边形的电平数与电压矢量的电平数 (逆变器的电平数) 有如下规律:

式中:m为多电平逆变器的电平数。

定义调制深度为

式中:H为每个桥臂H桥单元的个数;Vref为参考电压矢量;E为级联H桥逆变器直流侧的电压。

由于采用新的矢量六边形来合成参考矢量, 并且该空间矢量六边形内接于原矢量六边形, 这样必然会使调制深度有所降低。从几何关系可以得出, 新的矢量六边形调制深度的最大值为0.866, 可以超调至1。

尽管采用这种办法来消除多电平共模电压的同时会带来调制深度的下降, 但却将危害较大的共模电压完全消除, 使逆变器的性能获得一定的提高。

本节分析所得到的各点结论均可以推广到更高电平的逆变器系统中。

3 仿真与实验

为了验证本文的理论分析以及所提出的基于电压空间矢量消除共模电压的性能, 以级联H桥多电平逆变器为模型, 在Matlab下进行具体的仿真研究。

仿真参数:图5中, H=3, 即7电平级联逆变器;而图6中, H=5, 即11电平级联逆变器;直流电源E为100 V;采样频率fs=3.6 kHz;基波频率f1=50 Hz;调制深度ma=0.84;负载采用三相对称星形连接的感性阻抗, R=10 Ω, L=1 mH。图5为7电平逆变器的仿真波形, 而图6则为11电平的仿真波形。

从图5、图6中可知, 多电平逆变器所产生的共模电压被消除。尽管在7电平的仿真中, 其波形总的谐波畸变率为19.62%, 但是其负载电流的波形质量仍然很高, THD只有5.51%, 复平面上的轨迹已经十分接近标准圆。而在11电平的系统中, 不仅线电压的波形质量大大改善, 达到了12.30%, 而且负载电流的质量也同样得到了改善, 为3.39%, 在复平面的轨迹已经近似于圆。

在自制的小功率样机上进行了实验研究。实验电气参数与仿真参数相同, 图7给出了消除共模电压的实验波形, 完全消除了共模电压。这与仿真结果吻合。

4 结论