空间电压矢量（精选八篇）
空间电压矢量 篇1
现代工业中, 多电平变频器以其独特的优点在高压大功率的变流器中得到了越来越广泛的应用[1,2,3]。它不但可以减少波形的谐波含量及器件的电压电流应力, 具有很高的功率因数, 而且还可以进行模块化设计, 降低生产成本。但是, 随着高压大功率变频器的广泛应用, 同样也发现了一些问题。例如, 传统的脉宽调制 (PWM) 会使逆变器输出产生共模电压。较大的共模电压通过定子和转子间的电容耦合产生较大的电机轴承电流或对地电流, 导致电机因轴承电流过大而损坏或对邻近电气设备构成电磁干扰 (EMI) [4,5], 影响电网上的其他设备的正常运行;另外共模电压过高还会使轴电压和轴承电流过大使电机轴承过早毁坏[6,7]。
由于共模电压的危害非常大, 因此如何消除或抑制共模电压是当前学术界和工业界的研究热点。目前, 抑制或消除共模电压常用的方法如下:1) 在传动系统中加入一台兆瓦级的隔离变压器以阻断共模电压[8];2) 采用无源共模电压滤波器[5,9];3) 采用有源共模电压滤波器[10,11];4) 采用脉宽调制技术对共模电压进行抑制[12,13], 也是当前研究的一个趋势, 因为其只需要从控制上来解决共模电压问题, 无需额外的硬件。
本文提出了一种基于空间矢量的有效消除多电平逆变器共模电压的方法。并且在消除多电平逆变器共模电压的同时并没有使波形质量严重降低。最后的仿真结果也证明了本文的理论分析以及所提出的消除共模电压方法的正确性和可行性。
2 空间矢量与共模电压的本质联系
图1是5电平、7电平、9电平、11电平电压空间矢量在同一个坐标系中的分布图。
图1中每一个虚线与实线的交点都代表着一个电压矢量。E为逆变器直流侧电压。随着逆变器电平数的增加, 开关状态数目以3次方关系增加, 而空间矢量数也以近似平方的关系增加, 它和电平数的关系为
式中:m为多电平逆变器的电平数。
定义多电平逆变器的共模电压为
式中, vAN, vBN, vCN为多电平逆变器的输出相电压。
它的限定条件为
式中:H是直流电压源的个数。
对共模电压以E/3进行标幺化:
为了分析方便, 下面将以5电平逆变器为例, 详细分析电压矢量以及冗余状态和共模电压的内在的本质联系。
对于一个5电平逆变器而言, 根据式 (1) 它将具有61个空间矢量, 其分别对应于125个开关状态, 其中64个开关状态是冗余的。图2示出了5电平逆变器在Ⅰ扇区的15个电压矢量 (A0～A14) 和所有开关状态。在每一个扇区中, 都将有16个小的等效三角形 (Δ0～Δ15) 。参考电压矢量可能落在任何一个小三角形中, 那么该参考矢量就由该三角形3个定点矢量来合成。
根据式 (2) 可知, 共模电压将和每一个开关状态直接相关。不同的开关状态将产生不同的共模电压。例如, 对开关状态 (2, 2, -2) 将产生的共模电压为2E/3。对于5电平逆变器而言, 它所产生的共模电压将会在-2E和2E之间变化。而对于m电平逆变器而言, 它的共模电压将在- (m-1) E/2和 (m-1) E/2之间变化。如果逆变器的功率很大, 较大的共模电压会导致较大的轴承电流以及传输电缆的电压反射而使电缆内电压抬升多倍, 从而大大减少电压轴承和绕组以及传输电缆的寿命。因此在设计逆变器时, 必须加以考虑。
图2中的每一个括号代表一个开关状态, 而其后的方括号表示的是该开关状态所产生的标幺化的共模电压。5电平逆变器空间矢量所产生的标幺化的共模电压在-6和6之间。每一个电压矢量都至少对应一个开关状态, 这些开关状态中有且只有一个状态所产生标幺化共模电压的绝对值小于或等于1 (A10和A14除外, 它们产生的共模电压绝对值为2) 。
图3是5电平电压空间矢量Ⅰ扇区所选择的开关状态以及它所产生的共模电压, 其中每一个实心圆圈代表一个可以产生零共模电压的空间矢量。在扇区Ⅰ内只有5个矢量可以产生零共模电压, 分别是A0, A4, A6, A9和A12, 而其它矢量则否, 如表1所示。因此, 在实际的操作中将只使用这些矢量来合成参考电压。
图4示出了7电平逆变器电压矢量以及能够产生零共模电压的矢量图。从图4中可以看出, 所有零共模电压矢量又围成了多个六边形, 这些六边形和原电压矢量六边形在空间上存在着30°的相位差, 而且新形成矢量六边形是4电平。
实际上, 该新4电平矢量图可以从4电平逆变器的线电压角度来理解, 可以更好的解释30°的相位差以及所对应的开关状态。
零共模电压矢量六边形的电平数与电压矢量的电平数 (逆变器的电平数) 有如下规律:
式中:m为多电平逆变器的电平数。
定义调制深度为
式中:H为每个桥臂H桥单元的个数;Vref为参考电压矢量;E为级联H桥逆变器直流侧的电压。
由于采用新的矢量六边形来合成参考矢量, 并且该空间矢量六边形内接于原矢量六边形, 这样必然会使调制深度有所降低。从几何关系可以得出, 新的矢量六边形调制深度的最大值为0.866, 可以超调至1。
尽管采用这种办法来消除多电平共模电压的同时会带来调制深度的下降, 但却将危害较大的共模电压完全消除, 使逆变器的性能获得一定的提高。
本节分析所得到的各点结论均可以推广到更高电平的逆变器系统中。
3 仿真与实验
为了验证本文的理论分析以及所提出的基于电压空间矢量消除共模电压的性能, 以级联H桥多电平逆变器为模型, 在Matlab下进行具体的仿真研究。
仿真参数:图5中, H=3, 即7电平级联逆变器;而图6中, H=5, 即11电平级联逆变器;直流电源E为100 V;采样频率fs=3.6 kHz;基波频率f1=50 Hz;调制深度ma=0.84;负载采用三相对称星形连接的感性阻抗, R=10 Ω, L=1 mH。图5为7电平逆变器的仿真波形, 而图6则为11电平的仿真波形。
从图5、图6中可知, 多电平逆变器所产生的共模电压被消除。尽管在7电平的仿真中, 其波形总的谐波畸变率为19.62%, 但是其负载电流的波形质量仍然很高, THD只有5.51%, 复平面上的轨迹已经十分接近标准圆。而在11电平的系统中, 不仅线电压的波形质量大大改善, 达到了12.30%, 而且负载电流的质量也同样得到了改善, 为3.39%, 在复平面的轨迹已经近似于圆。
在自制的小功率样机上进行了实验研究。实验电气参数与仿真参数相同, 图7给出了消除共模电压的实验波形, 完全消除了共模电压。这与仿真结果吻合。
4 结论
矢量加法和空间的几何性质 篇2
1 伽俐略的贡献
矢量加法（合成）的基本法则有四种：平行四边形法、三角形法、多边形法和正交分解法。从物理本质看，它们是同一种方法的不同呈现形式，其中，平行四边形法最直观，三角形法是基础。在物理学发展史上，伽利略首先用三角形法研究运动合成问题的滥觞。
伽俐略在《关于两门新科学的对话》的“定理2，命题2”中诠释道：一个物体同时被两个匀速运动所推动，cb和ba分别表示在相同时间间隔内的水平位移和垂直位移（图1），那么，被这两个运动推动的物体描绘出的轨迹是对角线ca，有ca2=cb2+ba2，即合位移的平方等于两个分位移的平方和。在这里，伽利略首开了用几何法研究运动叠加问题的先河。他是依靠思辨与实验相互印证、相互补充，才得出这个结论的。
矢量及其合成的概念萌芽于二千多年前，但是矢量理论的建立却是十九世纪的事。其时正是欧洲进入和深化工业革命的时代，大功率的蒸汽动力机、快速运转的多轴纺车、各种传动装置的出现，使“力”、“速度”、“加速度”、“位移”等既含有“大小”又含有“方向” 要素的量的使用率越来越高。在随之而来的对连杆、曲轴和工件的平动、转动和进动等复杂运动的研究过程中，运动叠加（合成）原理得到精准的体现和验证，运动的独立性、等时性和矢量性原理也被深刻地揭示。与此同时，矢量理论的数学探讨也提上了议事日程。挪威数学家维塞尔和英国著名数理学家哈密顿等人用矢量来解说复数，从而使复数走向实际；又用复数来描述矢量，让矢量代数化，最终奠定了矢量理论基础，也使力的平行四边形定则为人类的理性所服膺。
2 力的平行四边形定则和空间的几何性质
力的平行四边形定则，更一般地说，矢量加法的基本规律及其结果与相加的次序是否有关，决定性地依赖于所处空间的几何性质。如果空间遵守欧几里得几何学的规律，即如那本流行畅销书的书名所云“这世界是平的”（The world is flat），那么就一切顺畅，平行四边形法、三角形法和正交分解法，爱用哪个用哪个，爱怎么用就怎么用，完全不受次序的限制。如果是黎曼的椭圆几何空间(三角形内角和＞π)，情况就起变化了。
如图2，从地球赤道上一点A向东移1600km到B，接着向北移1600km到C，并不同于两个次序相反的同等位移A-D-E（AD和DE仍是在两正交的大圆周上），它们的终点C、E两点相差近64km(可用球面余弦公式计算)！也就是说，如果位移的幅度比起球的半径不算小的话，在一球面上的位移是不能对易的。这就意味着包括力的平行四边形定则在内矢量加法的正确性，是一个实验问题（几何学本来就是一门实验科学），测试出来的偏离，可以用来推断有关我们在其中操作的空间的几何性质。
总之，涵盖了力的平行四边形定则在内的矢量及其运算规律并不是凭空产生的，它是由人们生活、生产中时刻遇到的那些经验、知识不断地抽象、升华、提炼而成的，从而具有广泛的应用性。我们不能脱离空间特性独立定义矢量。实际上，空间矢量正是由空间定义直接给出的。平行四边形定则只是在空间各向同性的前提下，适用于那些满足独立作用原理的、可定义大小、方向的量。
参考文献：
［1］伽俐略著，武际可译.关于两门新科学的对话.［意］ 北京：北京大学出版社，2006.6：238~239．
［2］I．С．库德里亚夫采夫等著，梁坑等译.物理学史与科技史.［苏］［J］.黑龙江教育出版社，1985．9 ．
［3］弗伦奇著，郭敦仁，何成钧译.牛顿力学.［美］．北京：人民教育出版社，1978．12：275-59．
［4］李德明，陈昌明著.经典力学１.北京：高等教育出版社，2006．5：254-256．
空间电压矢量 篇3
目前较为成熟的三相异步感应电机控制方法均采用两电平PWM控制,其输出电压中除基波外,还包含有大量的谐波分量,造成电压波形的畸变,因而运行效率较低,浪费了大量的电能。针对这种状况,文中介绍了采用当前较新的电压空间矢量PWM控制方法控制电机,其数学模型是建立在电机统一理论、电机轴系坐标变换理论基础上的。它把电动机看成是一个整体加以处理,所得数学模型简单,便于由微机实现实时处理,从而可使控制系统结构简单,实时性强,能获得更好的性能。从而提高电机的综合节电效率,实现较好的节能效果。对电动机电压空间矢量实施控制,可以得到逼近圆形的磁链轨迹,以减小电机低频的转矩脉动和谐波电流损耗。采用电压矢量分析方法在定子坐标系进行磁通计算,无须对定子电流进行解耦,免去了矢量变换的复杂计算,控制结构简单,便于实现全数字化,目前正受到各国学者的重视。
2 电压空间矢量PWM控制(SVPWM)原理
2.1 基本思想
电压空间矢量来自于交流电机的旋转磁势空间矢量。由电机学知,旋转磁势是由三相正弦脉振磁势合成得到的:
式中 Fϕ——每相磁势脉振幅度;
{ej0O,ej120O,e-j120O}(非正交基)——三相坐标轴对应的单位矢量(类似于直角系中
如图(0)所示。
图中每个脉振矢量的方向一定,但幅度按正弦变化。
三者的合成矢量
可见三相三个脉振磁势都不旋转但合成效果都是以ω旋转的矢量,其顶端轨迹为圆。
反过来,任一旋转矢量也可以分解为三个轴上的分矢量(可逆性)。定子三相磁链同样可以合成为磁链空间矢量
定子三相电压也都是三相对称正弦量,尽管不象旋转磁场那样存在空间对称分布,但从纯数学的角度来看,可以定义数学意义上的空间坐标系概念。这样,将交流电机统一理论中的空间坐标矢量的概念直接加以拓展(或移值),定义相应的电压合成空间矢量。电压空间矢量:
因此,异步电动机的三相对称绕组由三相平衡正弦电压供电时,对每一相都可以写出它的电压方程式。三相合起来,可用合成空间矢量表示定子的电压方程式为
式(1)表明,电压空间矢量u1的大小约等于Ψ1的变化率,磁链矢量顶端的运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场(一般简称为磁链圆)。感应电机的恒磁通变频调速是通过调压、调频两种功能来调节电动机的转速的交流电机的磁链(磁通)是一个矢量,在α-β坐标系中,对于恒定大小的磁链其轨迹是圆,直接从维持磁链轨迹为圆的角度出发,通过调控逆变器的开关状态,控制逆变器输出的电压矢量来逼近磁链的圆形轨迹,这就是电压矢量控制PWM法的基本出发点。
2.2 电压空间矢量与磁链轨迹
在变压变频调速系统中,异步电动机由三相PWM逆变器供电,这时供电电压和三相平衡正弦电压有所不同。
由图(1)电压型逆变器的主电路可看出,一台电压型逆变器,由三组、六个开关(V1、V3、V5、V2、V4、V6)组成。为了简单起见,六个功率开关器件都用开关符号表示。为使电机对称工作,必须三相同时供电,即在任一时刻一定有处于不同桥臂下的三个器件同时导通,而相应桥臂的另三个功率器件则处于关断状态。这样从逆变器的拓扑结构看,功率器件共有八种工作状态,即V6、V1、V2导通,V1、V2、V3导通,V2、V3、V4导通,V3、V4、V5导通,V4、V5、V6导通等八种工作状态。如把上桥臂开关器件导通用“1”表示,下桥臂开关器件导通用“0”表示,则上述八种工作状态可以相应表示为100、110、010、011、001、101与111、000八组数字。对于每一个有效的工作状态,三相电压都可用一个合成的空间矢量表示,其幅值相等,只是相位不同而已。
将图中所示的理想磁链圆作为基准圆,适当地使用图(2)中8种磁链矢量追踪基准磁链圆。使用不同的磁链矢量,意味着使用不同的开关模式。开关模式的切换,则形成逆变器输出电压PWM波。
2.3 空间矢量追踪磁链轨迹的控制方案
采用滞环跟踪型PWM控制技术,其原理根据测得的定子实际磁链与给定值的差值进行滞后比较,当误差超出允许值就进行开关的切换,将一个合适的电压矢量加到电机上,使其磁链回到误差允许值范围内。磁链的轨迹是一个理想的磁链圆,其表达式形式应为
Ψm=ΨsejθS (5)
式中ΨS即为理想的磁链圆形轨迹的幅值,θS为磁链轨迹的相位角度。从上式中,可以看出磁链轨迹本身是一个旋转的量,其轨迹可由两部分组成。其一是幅值Ψm,也是磁链圆形轨迹的半径,在整个系统运行过程中是恒定不变的;另一主要部分就是磁链轨迹的相位角θS,它在系统整个运行过程中是一个连续变化的量,变化范围为0-2π rad。所以针对磁通的轨迹,最形象的应该是从幅值和相位两个因素来考虑对其轨迹的跟踪。实际上两对于磁通跟踪PWM控制技术,一般都是直接以使|ΨS|*跟踪给定|ΨS|*使其满足这以特定关系为准则。为了使磁通PWM控制技术在调速领域里得到更进一步的完善和发展,在这里作者提出了一种新的跟踪思想,即将磁链分解为幅值和相位两个部分分别跟踪形成两个闭环,从而选择出合适的电压空间矢量。
3 系统的硬件实现
为了便于对方案进行实验研究,我们组装了一套实验系统,该系统以80C196KC单片机为控制核心。
SVPWM系统的结构主要是围绕着PWM波的产生和输出,它的主要组成部分有
(1)主电路部分
主电路采用图(1)所示的是标准的两点式PWM逆变电路,但IGBT的门控信号并不是通过正弦波与三角波比较得到,而是单片机输出的电压空间矢量,共有八种可能,通过这八种的不同的次序和维持的时间,直接控制电机的磁场恒定(不仅是幅值,而且是相位同步)。在此时加在IGBT上的触发脉冲并不就是基准频率,而是从5 Hz开始逐渐上升,以达到软启动的目的。当频率达到给定频率后,电机正常工作起来。
(2)单片机主控板部分
单片机采用Intel 80196KC此种MCS-96系列16位单片机,与51系列相比,它具有许多优势。比如:灵活的高速输入口HSI,高速输出口HSO;增强型高效96指令集等等。我们使用高速输入口和标准输入口来检测用户的外部输入以及给定信号。使用高速输出口来将PWM波进行输出。在设置HSO命令字时指定在时间到时触发软件定时器,在软件定时器中断服务程序中,就可继续设置。我们在获得外部输入时,用到了高速输入口HSI。它用来记录某一外部事件发生的时间,时间基准由定时器1提供。在此方案中,主要是查询用户的面板给定。同时,检测及保护电路还向主控板提供主电路的各种检测信号。
(3)磁链轨迹观测器
在主电路拓扑结构中,另一个我们要介绍的就是磁链轨迹观测器。在实际的磁链轨迹观测器的设计中,考虑到要把这八个电压空间矢量以恰当次序组合,以达到叠加的目的,我们采用多路数据选择器来使矢量按一定次序选通,再通过积分来真正得到磁通的幅值和相角。注意,加在选择器上的八路电压信号即代表着某一个电压空间矢量,A、B、C是选择器的选择端用来选择这八路电压信号,经过积分器积分以后得到X轴和Y轴的投影,通过用示波器可观测出磁链圆。
4 系统控制软件
整个系统控制软件共分两大部分:主程序模块和软件定时器中断模块。其中主程序模块,主要由两大部分组成:初始化模块和循环扫描模块。初始化模块负责各运行参数的预设值,以及从数据存储器读取用户的设定值,并判断数据的合法性,只有合法的数据才能利用,这需要在数据存储器中设置校验标志。当一切初始化完成后,程序就一直检测用户是否按下启动键,如果用户按下就设置HSO命令字,开放中断启动软件定时器开始输出PWM波,频率也由程序控制从5 Hz开始上升到基频。在此过程中,程序并不响应用户的外部控制,但会检测主电路的工作情况,一旦发生过压、过流等故障,会自动关中断、停机。当频率到达基频后,主程序就进入了循环扫描模块,在此模块中,程序主要是循环检测用户的输入,并对之作出正确的响应,用户与系统主控板交互主要是通过我们在硬件部分介绍的操作显示板。
5 实验结果
利用设计好的电压控制器,根据选择好的控制方案进行软件编程,并通过实验系统进行了多种运行状态下的静、动态实验。实验结果证实了本文所进行的理论分析、系统设计的正确性。
以下为当电压频率为20 Hz时用示波器所观测到的实验波形。
在实验调试过程中,对由低频到高频各个频率段的运行情况都做了细致的观察和详细的数据和波形记录,经过多方面的考察,证明了这一系统满足了最初做本课题的要求,不仅实现了电压空间矢量的正确选择,而且达到了恒磁通的效果。
6 结论
将电压空间矢量PWM控制技术应用于电机控制上,具有转矩调节动态响应速度快的特点,SVPWM可以提高电压的利用率,谐波优化程度高,消除谐波效果比SPWM好,并且噪声低、转矩脉动小;磁通轨迹法思路新颖,突破了SPWM以追求逆变器输出电流接近正弦波为目标的概念,直接控制气隙磁通,既能使电机工作稳定,又能保证具有良好的性能。直接对电机的磁链轨迹进行控制,经实际运行,电机运行平稳,电压谐波含量较少,大大提高了电机的运行效率,具有很高的研究价值。
摘要：由于目前较为成熟的三相异步感应电机控制常采用两电平PWM变频控制,其输出电压中除基波外,还包含有大量的谐波分量,造成电压波形的畸变,因而运行效率较低,浪费了大量的电能。文中介绍了采用电压空间矢量PWM控制技术来控制电机的方法,与传统的PWM方法相比,可以减小转矩脉动和铁损耗,并可提高电源电压的利用率,从而实现较好的节能效果。
关键词：电压空间矢量,变频,感应电机,节能,PWM控制
参考文献
(1)吴守箴,臧英杰.电气传动的脉宽调制控制技术(M).北京:机械工业出版社.
(2)李夙.异步电机直接转矩控制技术(M).北京:机械工业出版社.
(3)郭玉琦,吴斌.新型电压空间矢量控制高频三相PWM波形发生器(J).电气传动,1995.6(6):11-14.
(4)许大中.交流电机调速理论(M).杭州:浙江大学出版社1991:171-209.
(5)Murai,Yetal.New PWM Method for Fully Digitized Invert-ers(J).IEEE Trans.on IA,1987,IA-23(5):536-545.
空间电压矢量 篇4
静止同步补偿器(STATCOM)是一种动态补偿无功和谐波的新型电力电子装置，是目前电能质量控制领域内的研究热点[1]，保证STATCOM输出电流实时准确地跟踪指令电流变化是其控制的关键[2]。
STATCOM直接电流控制具有精度高、动态响应速度快等优点[3]。空间电压矢量脉宽调制(SVP-WM)能够降低器件的开关频率，减少开关损耗，与正弦脉宽调制(SPWM)相比具有更高的直流侧电压利用率。文献[4,5]提出基于电压空间矢量的单滞环控制方法，通过判断误差电流和参考电压所在的区域，利用最优电压矢量法控制STATCOM的输出电压。该方法能降低开关频率，提高响应速度，但是当误差电流过大时，系统无法进行准确补偿。文献[6,7,8]提出基于最优电压矢量的双滞环SVPWM控制方法，每个采样周期输出一个基本电压矢量，该方法克服了单滞环控制的缺点，但是当误差电流过大时，STATCOM会出现跟踪松弛。文献[9]采用优化的双滞环SVPWM控制方法，准确计算STATCOM的参考电压矢量，在每个采样周期内输出多个基本电压矢量来合成STATCOM的输出电压矢量，该方法有很高的精度，但是由于计算量过大，系统的响应速度受到了影响。文献[10]是对文献[9]的改进，将矢量合成法和最优电压矢量法相结合，减少了计算量，但是采用重复无差拍控制器得到参考电压，使补偿精度降低，电流畸变率增大。
本文在分析STATCOM空间电压矢量调制的基础上，结合等效误差电压的约束条件，提出一种基于空间电压矢量的双滞环控制方法。利用内模控制器得到能实现实时跟踪指令电流的STATCOM参考电压，在误差电流过大时，采用矢量合成法控制STAT-COM输出，提高系统补偿精度，在误差电流较小时，采用最优电压矢量法，提高系统的动态响应速度，降低开关频率。最后通过实验证明本文所述方法的正确性和有效性。
2 低压STATCOM空间电压矢量调制的基本原理
图1为低压STATCOM的等效电路图。假定STATCOM直流侧电压恒定不变，用理想开关(Sa、Sb、Sc)等效实际的STATCOM,Sx=1(x=a,b,c)表示上桥臂导通，下桥臂关断，Sx=0(x=a,b,c)表示下桥臂导通，上桥臂关断，uca、ucb、ucc为STATCOM三相瞬时输出电压，usa、usb、usc为电网瞬时电压，R、L分别表示线路电阻和电感。
由图1得出STATCOM在三相静止坐标系abc下的关系式如下:
逆变器输出电压与开关函数Sa、Sb、Sc的关系为:
为了消除相间影响，将三相静止坐标系abc下的参数变换到两相静止坐标系α-β下，则STATCOM的三组开关状态对应8个输出电压矢量，用u0～u7表示，表达式为:
u0～u7合成的正六边形如图2所示。为了便于在α-β坐标系上直接控制，减少切换开关时造成的电压波动，控制STATCOM输出电压矢量在正六边形的内切圆中，内切圆半径为
3 等效误差电压的约束条件
由于线路电阻R比较小，忽略其影响，将式(1)可简化为:
式中，uc为STATCOM输出电压矢量;us为电网电压矢量;ic为输出电流矢量。
假设经谐波和无功检测单元得到的指令电流矢量为ic*,STATCOM输出参考电压为uc*，输出电流误差矢量为δ，结合式(4)得:
令等效误差电压ueq=uc*-uc，根据导数的概念，设t0时刻误差电流矢量为δ0，经过无穷小的时间间隔Δt后，误差电流矢量为δ1，式(6)可简化为:
STATCOM控制的目的是减小误差电流的幅值，若要求系统完全跟踪指令电流，则应满足δ1=0，即:0=|δ1|<|δ0|，式(7)可简化为:
将Δt设为一个采样周期T，可得到ueq与δ0的关系式为:
要使STATCOM输出电流准确跟踪指令电流的变化，不出现跟踪松弛，误差电流矢量δ、参考电压uc*和STATCOM实际输出电压uc间的关系应如图3所示。
由以上推导和图3可得知，准确计算参考电压uc*并判定其所在的扇区是STATCOM实现准确跟踪指令电流的关键。
4 内模控制器的设计
对于参考电压uc*的扇区判断，国内外学者做了大量的研究。文献[10]采用基于平推算法的重复预测型观测器，由于对参数变化敏感，响应速度和补偿精度受到影响[11]。文献[12]采用“尝试-错误-校正-保持”法，计算量大。综合现有控制方法的优点，本文采用内模控制器[13]来得到参考电压uc*，等效控制框图如图4所示。其中，GIMC(s)为内模控制器的传递函数，G1(s)为内模的传递函数，G(s)为STATCOM的传递函数。
由式(1)可知，STATCOM装置在三相静止坐标系abc下的数学模型是一组时变系数的微分方程，为了便于理论分析，将STATCOM由三相静止坐标abc变换到两相旋转坐标dq下(Park变换)，变换阵为:
将式(1)两边左乘式(10)，并进行拉式变换可得STATCOM在dq坐标系下的数学模型:
变换后的id、iq仍相互耦合，根据文献[13]介绍的内模控制原理和解耦方式，结合实验选取的L值和R值，构建式(12):
内模控制器的优点为对模型依赖小，当G1(s)和G(s)失配时可引入相应的低通滤波器L(s)来实现系统无静差跟踪，此时GIMC(s)=G1-1(s)L(s)。由于STATCOM是非线性强耦合系统，且电流环可近似为一阶系统，因此常取L(s)=λI/(s+λ)，其中I为单位矩阵，λ为低通滤波器时间常数τ的倒数，λ=1/τ。
结合式(12)和图4，得到内模控制的传递函数F(s)及ud、uq为:
由式(13)和式(14)可得到内模解耦的控制框图，如图5所示。
5 双滞环电流控制方法
5.1 基于电压空间矢量的双滞环控制原理
根据误差电流矢量δ和参考电压矢量uc*，可以确定STATCOM的输出电压矢量uc。双滞环将误差电流的位置划分为死区、内环和外环三部分，如图6所示，以Iw0和Iw1分别表示外环和内环环宽。
电流内环作用于稳态，降低开关频率减少高次谐波分量，电流外环作用于暂态，提高电流的响应速度和补偿精度，有效限制误差电流。根据电流内外环的不同作用，确定控制准则如下。
(1)|δ|>Iw0，误差电流位于外环，为了提高系统补偿精度，利用内模控制器得到uc*，控制STAT-COM在一个采样周期输出多个基本电压矢量，使合成电压矢量满足uc=uc*-ueq，实现精确补偿，提高系统的响应速度。
(2)Iw1<|δ|<Iw0，误差电流位于内环，系统处于稳态，此时采用最优电压矢量法[14]控制STAT-COM在一个采样周期内输出一个基本电压矢量，以此降低开关频率。
(3)|δ|<Iw1，误差位于死区，开关状态维持不变，提高系统稳定性。
5.2 输出电压矢量的确定
5.2.1 误差电流位于外环
若判断出误差电流位于外环，输出电压矢量uc的计算原理如图7所示。其中，Φ为误差电流矢量δ与α轴的夹角，θ为参考电压矢量uc*与α轴的夹角，φ为STATCOM输出电压矢量与α轴的夹角。
根据三角形的正弦定理可得:
化简式(15)得:
由式(16)和SVPWM原理，可得出组成uc的各个基本电压矢量的作用时间。
5.2.2 误差电流位于内环
若判断出误差电流位于内环，根据文献[14]的最优电压矢量法确定u1为输出的基本电压矢量，如图8所示。
6 实验结果
搭建基于DSP-FPGA的全数字化STATCOM实验平台，DSP采用美国TI公司生产的TMS320F2812芯片，实现数据运算及逻辑功能，FPGA采用Altera公司Cyclone系列EP1C6Q240C8芯片，主要功能是发出高精度的驱动脉冲，实现对STATCOM过电压、过电流以及开关器件故障保护。对STATCOM的控制采用两种不同方法进行对比实验:(1)采用本文所述的控制方法;(2)采用文献[10]所述的控制方法。实验参数如下:380V工频三相交流电源，负载为三相不可控整流电路带阻感负载，R=8Ω，L=2mH;STATCOM直流侧电压udc=800V，直流侧电容Cdc=3000μF，交流侧连接电感L=1.8mH，双滞环阈值分别为系统电流峰值的2%和4%，系统采样频率为12.8kHz，开关器件采用英飞凌公司1700V/450A等级的IGBT，利用安捷伦示波器进行观测。为了验证本文所述控制方法的暂态响应效果，并联一组相同的负载(R=8Ω，L=2mH)，在t=0.05s时投入该负载，t=0.15s切断该负载。
图9为稳态效果图，可以看出，采用文献[10]所述的控制方法会产生跟踪误差，而采用本文所述的控制方法后，STATCOM输出电流基本与指令电流重合。这说明在稳态时，本文所述控制方法跟踪效果良好。
图10为暂态效果图，可以看出，文献[10]和本文所述方法动态响应速度基本一致。但是将STATCOM稳定时示波器采集的系统电流数据导入Matlab进行FFT分析对比可知，采用本文所述的方法进行控制后系统电流畸变率更低，具有更高的补偿精度。
图11为采用本文所述方法补偿后系统电压、电流波形图，可以看出，不管负载突变与否，补偿后系统电压和电流总是同相位，说明采用本文所述方法进行控制后，STATCOM可以对感性器件进行全补偿，不过补。图12为采用本文所述方法后A相左桥臂上IGBT的PWM波，可以看出，本文所述控制方法产生的PWM波波动不大，实验测得稳态时A相上桥臂IGBT开关频率大约为8kHz，达到了预期目的。实验结果说明，本文所述方法在降低开关频率的情况下具有更高的补偿精度和更小的跟踪误差，验证了本文所述方法的有效性。
7 结论
空间电压矢量 篇5
DSTATCOM能有效地补偿无功,解决电压暂降、电压不平衡、谐波污染等多种电能质量问题[1,2,3,4,5]。
文[4]采用滑模变结构直接电流控制,其动态性能好,但是开关切换频率过高,会出现抖振问题;文[6]采用模糊自适应PI控制策略,该算法简单、性能优良但是模糊规则不容易确定且系统需要精确建模;文[7]提出了一种基于功率平衡的直接电压控制策略,该控制策略可以避免传统基于d-q变换的电流控制环中的复杂数学运算,并且不需要电流传感器,从而降低了成本,但其控制器系统稳定性不好且自适应能力较差。文[8]采用有功无功解耦的控制方法,无功电流响应迅速,并且采用空间矢量调制方法可以降低开关频率。
本文提出了基于神经元PID的直接电流控制和基于电压空间矢量技术的调制方法,应用该方法可以有效地补偿系统无功,提高功率因数和直流侧电压利用率,实验验证了该方法的有效性。
2 DSTATCOM的结构
中低压配电网静止同步补偿器DSTATCOM结构如图1所示,其主电路拓扑采用单桥路三相电压型逆变器,电容C为直流侧储能元件,为逆变器的工作提供一个稳定的直流电压。功率开关器件选用开关频率较高的IGBT,并采用SVPWM调制技术,有利于降低开关频率,提高直流侧电压利用率。逆变器的输出电压经LC滤波器、耦合变压器后施加到电网中。控制系统由作为上位机的工控机和下位机DSP组成,工控机完成电压、电流等电气量的实时监视,DSP主要完成信号采集和控制算法功能,并生成符合要求的脉冲触发信号。
控制目标是DSTATCOM可以有效的补偿系统无功同时使直流侧电容电压稳定,并具备较快的响应速度。
3 神经元PID直接电流控制
3.1 控制策略的提出
配电网静止同步补偿器(DSTATCOM)常用的控制方法有间接电流控制和直接电流控制两大类。随着用户对无功补偿和补偿性能要求的提高以及电力半导体器件开关频率的不断提高,直接电流控制法受到更多的关注。
如图2所示,检测的负载三相电流ila、ilb、ilc经abc/dq变换得到无功电流参考量i*q,U*C为直流侧电容电压的参考值,通过对直流侧电容电压的PI调节,可以实现直流侧电容电压保持恒定,直流侧电容电压调节器的输出形成有功电流参考量i*d。DSTATCOM发出的三相电流ia、ib、ic经过abc/dq变换得到有功电流反馈量id和无功电流反馈量iq,参考量i*d、i*q分别与反馈量id、iq的比较误差经过神经元PID控制器调节后再经dq0/αβ变换作为调制信号经电压空间矢量调制后产生PWM驱动信号去控制IPM模块。DSTATCOM采用直接电流控制方法后,其响应速度和控制精度将比间接控制法有很大的提高。直接控制法由于是对电流瞬时值的跟踪控制,因而要求主电路功率开关器件有较高的开关频率,使用电压空间矢量调制可以降低开关损耗,弥补直接电流控制的不足。
3.2 控制策略的实现
在图2中以无功电流参考量i*q对应部分的控制为例分析控制策略。取误差信号e(k)为:
undefined
则得到神经元的输入量x1,x2,x3等分别为:
undefined
设wi(k)(i =1,2,3)为对应xi(k)的加权系数,K>0,u(k)为神经元的输出。神经元PID的控制算法为:
undefined
在神经元学习过程中,权系数wi(k)正比于递进信号ri(k),ri(k)随学习过程进行缓慢衰减,权系数学习规则如下:
undefined
式中,η是学习速率,η>0; 0≤c<1,c是常数。
为保证这种神经元自适应PID控制的收敛性和鲁棒性,将上述算法规范化处理:
undefined
其中:undefined;
undefined
式中, η1,η2,η3为积分、比例、微分的学习速率,且取c=0。通过学习规则来训练神经元的权值w1、w2、w3,使该调节器利用神经元的自学习功能,间接地完成了PID控制器参数的自动整定[9]。
4 电压空间矢量调制
电压空间矢量调制方法根据DSTATCOM逆变器六个开关管上下桥臂的导通情况形成V0(000)、V1(001)、V2(010)、V3(011)、V4(100)、V5(101)、V6(110)和V7(111)共八种开关状态,每一种状态对应唯一的基本电压矢量,其中V0(000)和V7(111)两种开关状态为零矢量。基本电压矢量均匀分布在复平面中,将平面分成六个扇区。表1给出了不同开关状态模式下逆变器的输出电压与直流侧电容两端电压的关系[10]。
对于任何一个扇区的电压矢量v可由扇形两边的基本矢量通过平行四边形法则合成,设v在扇区1中,则v可由vα、vβ和零矢量合成,如图3所示。
其作用时间分别为:
undefined
其中T为一个开关周期,undefined为电压矢量的幅值,vdc为直流侧电压, T1和T2分别为两相邻基本矢量的作用时间,T0为零矢量作用时间。
由公式(7)可以得到任意一电压矢量由基本电压矢量合成的作用时间,在一个开关周期内T1+T2≤T,把公式(7)代入得,
undefined
则undefined。最大输出电压为undefined,而传统的SPWM方法得到的最大输出电压为vdc/2,所以SVPWM技术可以有效地提高直流侧电压的利用率。
经过神经元PID控制器输出的是电压vd、vq而不是undefined和θ。因此引入r1r2r3坐标系,该坐标系是ABC坐标系逆时针旋转90°得到的,如图4所示。
先将dq坐标转换到αβ坐标系,再由αβ坐标系转换到r1r2r3坐标系。r1r2r3坐标系和αβ坐标系的关系如公式(9)所示[11,12,13]:
undefined
由(7)(9)得:
undefined
根据vr1、vr2、vr3的正负可以确定电压矢量所在的扇区,例如vr1≥0,vr2≥0,vr3<0表示位于第一扇区。根据公式(10)确定基本矢量的作用时间。
在电压空间矢量调制策略中,零矢量的选择具有一定的灵活性,适当地选择零矢量,在保持采样周期不变的情况下可以大大减少开关次数,因此将基本矢量作用顺序的分配原则定为:在每次开关状态转换时只改变其中一相的开关状态,并且零矢量在时间上进行了平均分配的方案,表2给出了本文调制策略下基本矢量的作用顺序。
5 实验结果
根据所提出的控制和调制方法,研制了一台±50kVar DSTATCOM样机,系统运行在阻感负载的情况下,图5～图6给出了DSTATCOM投入前和投入后接入点电压UPCC(图中U所示)、电网电流IS(图中I所示)单相波形,图7为直流侧电压波形。
从图5～7可以得出,采用本文所提出的控制方法可以很好地补偿无功电流,接入点电压和电网电流由相位相差30°,补偿到基本同相位,功率因数也从0.86上升到0.98。直流侧电压稳定。
6 结论
空间电压矢量 篇6
能源短缺是当今世界面临的重大问题,对可再生能源发电领域的研究具有重要意义。作为光伏发电技术的关键设备,光伏并网逆变器及其控制技术的研究越来越受到普遍关注[1,2]。目前,大部分光伏逆变器采用的是三相半桥电压型逆变器拓扑结构,控制方式多为电流模式控制,例如滞环电流控制,滞环电流控制具有很好的电流跟踪性能,但由于环宽不变,将导致功率器件的开关频率变化范围较大,造成交流侧滤波电感设计困难以及功率模块应力和开关损耗较大等一系列问题[3]。
基于空间电压矢量的双滞环电流控制策略就是针对传统电流滞环的上述缺点而提出的,其主要原理是通过实时调节电流滞环宽度以维持开关频率的基本恒定。就该原理的实现途径上来说,目前一些学者的研究,可划分为以下三个方面。
(1)利用PLL电路构成开关频率闭环控制器,使开关信号与一个给定的频率固定的方波信号进行比较,给到的相位差值经过PI调节得到期望的环宽值。这种方法能有效地使输出电压脉冲序列与时钟脉冲序列的相位差保持最小[2,4]。
(2)采用滞环宽度电流误差预测法,通过对(K-1)T时刻电流误差的采样,预测出KT时刻电流误差的变化趋势,并计算出下一周期内开关切换时刻,在一个给定的周期内完成一次桥臂开关的通/断,实现定频。这种方法可实现数字化控制,但是控制器实时计算量很大,并且交流侧电感和电阻参数的选取对电流低次谐波含量影响较大[5,6]。
(3)利用双滞环实现定频滞环SVPWM,该方法采用双滞环比较单元,内滞环比较单元作用是确定空间电压参考矢量,外滞环比较单元输出最终开关状态值。这种方法关键在于空间电压参考矢量V*的确定。由于这种控制方法结合了SVPWM调制,有效地提高了电压利用率[6,7]。
文献[3]提出了一种能适用于单相逆变器的定频滞环控制算法,本文在该文献结论的基础上,把该算法引入到三相无中线逆变器结构中并加以改进,最后在Matlab中进行仿真验证,证明了该改进算法的可行性。
1 滞环宽度与开关频率的函数关系
图1所示为三相光伏并网逆变器的电流滞环控制结构图,基本原理是把反馈电流和给定电流进行比较,Δi作为滞环比较器的输入,通过设定合理的滞环宽度使实际输入电流围绕给定电流信号做锯齿状跟踪变化,达到跟踪给定电流的目的。电流滞环宽度的固定会引起功率器件开关频率不恒定,造成功率器件开关损耗过大,这对驱动保护电路硬件设计要求较高。
为了说明开关频率fs与滞环宽度h之间的函数关系,现以a相桥臂频率变化进行分析,a相桥臂主电路拓扑如图2所示,主电路电流电压关系为:
其中:ea为交流侧电动势;L,R分别为交流侧电感和电阻;ia表示a相电流。
图3为a相电流滞环与误差电流的关系图,忽略交流器电阻压降的影响,式(1)可以表示为:
由于逆变器开关频率较高,因此,在一个开关周期T内,可以对输出电压值进行线性化处理,假定在Δt时间内电感电流误差值为Δia,则式(2)可以改写为:
令开关周期T=t1+t2,分段时间函数可以表示为:
综合式(3)和式(4),得到电流滞环宽度和开关频率之间的函数关系为:
从式(5)可以看出,滞环宽度是开关频率fs、滤波电感L、直流侧输出电压udc、电网电动势ea的函数,因为L固定不变,所以只要保持h和udc,ea按照一定的函数关系变化,就能保持开关频率fs恒定。
2 三相无中线光伏并网逆变器双滞环控制
2.1 三相无中线逆变器线电流解耦算法
本文以三相线电流解耦算法为基础,利用a相开关状态与ibc无关,即a相开关状态与线电流ibc解耦控制的原理。对iab,ibc,ica实行解耦控制,把Δiab,Δibc,Δica作为电流滞环控制器的输入,结合SVPWM调制方式以及PLL相位检测实现定频控制。
图4为三相无中线逆变器主电路拓扑,此时a相桥臂电压方程不再是式(1),应写为:
其中:uaN表示a相相对N点的输出电压;ae表示电网电动势;ai表示a相交流电流。
式(6)表明,由于存在中点电压UNO,同时又因为UNO受各相功率开关管开关状态变化而变化,因此各相电流的变化均受另外两相开关状态的影响,即三相电流之间存在耦合,不能把式(5)的结论直接加以利用。要想实现对各相电流的单独控制,需要对交流侧线电流进行解耦[7,8]。
以a相为例,开关函数依然采用两态控制,忽略交流侧电阻上的压降,式(6)可以改写为:
当sa=0时,a、b之间的线电压可以表示为:
a、b之间线电流的误差方程为:
从式(9)可以看出,由于sa=0已经确定,uab的大小可以由sb来控制,即Δiab也由sb控制。在此过程中sc不对Δiab的变化产生影响,即Δiab的大小与c相无关。a、c之间的线电压可以表示为:
a、c线电流的误差方程为:
同样,Δica和uca的值也只由cs来确定,与sb无关。
以上分析的是sa=0的情况下,sb和cs函数分别对线电流iab,ica的控制作用。同理,在sb=0和sc=0两种情况下,分析其他两相开关函数对线电流的影响与sa=0情况下的分析过程一致。表1表示的是各开关量对线电流的控制关系。
2.2 SVPWM及双滞环调节算法
利用电压空间矢量的理论,在两态调制下,上述各相开关函数对逆变侧电压矢量的控制作用可以用表2表示。
结合表1和表2可以看出,六个非零电压矢量围成的六边形可以分成三个部分,图5中虚线围成的三个平行四边形分别表示sa=0,sb=0,sc=0的区域。以sa=0所在的四边形(III—IV)为例,此时a相下桥臂始终导通,b相开关函数变化时,电压矢量始终在(U0,U3)或(U4,U5)之间相互切换,Δiab只受b相开关函数控制;c相开关函数变化时,电压矢量就会在(U0,U5)或(U3,U4)之间相互切换,Δica只受c相开关函数控制。表3列出了各个开关函数与平行四边形之间的矢量对应关系。
注:*表示此时可取任意值。
线电流解耦算法的控制目标为电流误差Δiab,Δibc,Δica,关键步骤是对参考电压矢量u*位置的检测。从表3中可以看出,对于每个平行四边形来说,参考电压矢量只能由四边形所含的电压矢量来合成,因此,要想检测u*所在的位置,可以先检测u*所在的平行四边形,本文采用文献[8]中的方法,利用双滞环对参考电压矢量u*进行检测。大致思路为:外滞环用来判别参考电压所在的平行四边形位置,内滞环作用是根据确定的四边形位置信息,确定最终采用的控制电压矢量。
就外滞环控制而言,其输入为Δiab,Δibc,Δica,输出为sab,sbc,sca,当sab=1时,说明应施加指令电压ua*b,使iab增大,当sab=0时,应使iab增大。如果此时外滞环输出满足sab=1,sbc=0,则说明参考电压矢量u*处于sb=0的四边形区域,即u*的位置可以确定。
内滞环的作用就是对参考电压矢量u*所在的四边形区域的四个电压控制矢量进行选择。
以as=0对应的平行四边形为例,此时外滞环输出为sab=0,sca=1,根据式(10)和式(11)可知,b相下桥臂和c相上桥臂始终导通,即sb=0,cs=1,dtdΔiab>0,dtdΔica<0,Δiab增大,Δica减小。又因为误差电流之间满足Δibc=-(Δiab+Δica)的关系,因此在内环控制中,应尽量保持Δiab和Δica大小相近,相位相反,以便减少Δibc。对于两个误差电流Δiab和Δica来说,从图3中不难看出,由于误差电流的峰值点时刻与开关函数变化时刻一致,因此只要能保证Δiab和Δica的相位相反,就可以实现Δibc最小。根据式(9)~(11)并进行逻辑运算,可得到内滞环输出与开关函数的逻辑关系:
其中:sab,sbc,sca表示外滞环输出状态值;sa′b,sb′c,sc′a表示内滞环输出状态值。
显然,通过双滞环比较器最终确定了三相开关函数sa,sb,sc的取值问题。另外,在外滞环做线电流误差检测的过程中,需要利用锁相环电路对两个对应的受控线电流误差进行相位控制,使这两个电流误差相位相反,图6为最终的双滞环控制结构框图。
3 仿真与实验验证
对双滞环SVPWM算法进行仿真,主电路仿真参数为:交流侧滤波电感5 m H,直流侧负载RL=20Ω,直流侧电容Cdc=1000μF,交流侧等效电阻R=0.5Ω,交流侧电源为f=50 Hz,E=380 V,给定开关频率fs=5 k Hz,仿真步长为10-6 s。
图7表示采用电压空间矢量双滞环电流控制算法的三相并网逆变器a相相电压Ea和相电流ia的波形;可以看出,相电流ia的正弦度较好,基本上保持了与相电压Ea的相位相差180°,即此时逆变器处于单位功率因数运行状态。
图8所示为逆变器三相线电流iab,ibc,ica的波形,在0 s
图9表示的是线电流iab的误差电流波形,其误差电流范围稳定在0.1 A之内,体现了实际线电流对参考线电流良好的跟随性能。
进一步在设计功率为3 k W的光伏并网逆变器实验平台上进行实验验证研究,控制算法在处理器TMS320LF2812中进行实现,实验装置主要参数为:蓄电池组直流侧电压值Udc=300 V;并入电网电压值为220 V,逆变桥选用富士IGBT(1 400 V/30 A),输出交流侧滤波电感为2 m H,直流均压电阻14 kΩ×2,稳压电容为2 200μF/400 V,交流侧电阻10Ω,给定开关频率为6 k Hz和10 k Hz,驱动电路选用PSHI2012×3。为了观察逆变器在不同开关频率下交流侧输出电流波形,分别设置给定频率在6 k Hz和10 k Hz两组实验以便对比。
图10为在给定开关频率为6 k Hz和10 k Hz时的三相并网逆变器输出电流ia实验波形。图11表示给定的开关频率在6 k Hz和10 k Hz时的a相桥臂PWM输出波形;通过图10和图11的电流波形比较可以看出,随着开关频率的升高,电流波形的正弦化越好,但是与此同时,功率器件的损耗也由此上升,对驱动保护电路的要求也更高,上述的实验波形基本上验证了该控制策略的正确性。
4 结论
本文在文献[3]结论的基础上提出了一种适合三相光伏并网逆变器的空间电压矢量双滞环电流控制算法,它的主要原理是利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解耦控制,利用双滞环来检测参考空间电压矢量的位置,结合PLL电路对输出开关量进行检测,构成频率闭环控制。通过对空间电压矢量双滞环电流控制算法的仿真,验证了该改进算法的可行性。这种控制算法在保留了传统滞环控制的电流响应速度快、有一定限流能力等优点的基础上,能有效地保持功率器件开关频率恒定,降低功率器件开关损耗,有助于驱动电路以及保护电路的设计,具备良好的实际应用价值。
摘要：提出了一种适用于三相光伏并网逆变器的双滞环电流控制改进算法。根据逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解耦控制,利用双滞环来判断参考空间电压矢量的位置,结合锁相环电路对输出的开关状态进行检测,构成频率闭环控制。最后利用Matlab/Simulink工具箱和3kW实验平台对双滞环控制算法进行验证。结果表明,该算法保留了传统滞环控制电流跟踪响应快、有限流能力的优点,同时也有效地克服了开关频率变化不固定、开关损耗较大等问题。
关键词：并网逆变器,空间电压矢量,双滞环,开关频率,仿真
参考文献
[1]戴训江,晁勤.单相光伏并网逆变器固定滞环的电流控制[J].电力系统保护与控制,2009,37(20):12-17.DAI Xun-jiang,ZHAO Qin.Current control of constant hysteresis band for single phase photovoltaicgrid-connected inverter[J].Power System Protection and Control,2009,37(20):12-17.
[2]叶小军,曾江,王克英,等.并联有源电力滤波器双滞环电流控制策略[J].电力系统保护与控制,2009,37(9):60-64.YE Xiao-jun,ZENG Jiang,WANG Ke-ying,et al.Double hysteresis current control strategy for shunt active power filter[J].Power System Protection and Control,2009,37(9):60-64.
[3]王德发,丁洪发.基于不对称级联型多电平逆变器的动态电压恢复器研究[J].电力系统保护与控制,2007,35(13):49-52,60.WANG De-fa,DING Hong-fa.Simulation of dynamic voltage restorer based on asymmetry cascade multilevel inverter[J].Power System Protection and Control,2007,35(13):49-52,60.
[4]张崇魏,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.ZHANG Chong-wei,ZHANG Xing.PWM rectifier and its control[M].Beijing:China Machine Press,2003.
[5]Zhong Yanping.Novel current decoupled control strategy for PWM rectifier[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2005,20(8):74-77.
[6]曾江,焦连伟,倪以信,等.有源滤波器定频滞环电流控制新方法[J].电网技术,2000,24(6):1-8.ZENG Jiang,JIAO Lian-wei,NI Yi-xin,et al.A new current control method for active power filters with constant switch frequency[J].Power System Technology,2000,24(6):1-8.
[7]洪峰,单任仲,王慧贞,等.一种变环宽准恒频电流滞环控制方法[J].电工技术学报,2009,24(1):115-119.HONG Feng,SHAN Ren-zhong,WANG Hui-zhen,et al.A varied hysteresis-band current controller with fixed switching frequency[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(1):115-119.
[8]杨旭,王兆安.一种新的准固定频率滞环PWM电流控制方法[J].电工技术学报,2003,18(3):24-28.YANG Xu,WANG Zhao-an.A novel quasi-constant hysteretic PWM current mode control approach[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2003,18(3):24-28.
[9]邹晓,易灵芝,张明和,等.光伏并网逆变器的定频滞环电流控制新方法[J].电力自动化设备,2008,28(4):58-63.ZOU Xiao,YI Ling-zhi,ZHANG Ming-he,et al.Constant-frequency hysteresis current control of PV gril-connected inverter[J].Electric Power Automation Equipment,2008,28(4):58-63.
[10]应建平,沈红,张德华,等.双滞环控制的三相双幅有源箱位谐振直流环节逆变器[J].中国电机工程学报,2004,24(2):8-12.YIN Jian-ping,SHEN Hong,ZHANG De-hua,et al.Double hysteresis control of three-phase two-ampltitude active clamped resonant DC-link inverter[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(2):8-12.
[11]Malesani L,Tenti P.A novel hysteresis control method for current-controlled voltage-source PWM inverter swith constant-modulation frequency[J].IEEE Trans on IA,1990,26(1):88-92.
空间电压矢量 篇7
有源电力滤波器(APF)是目前进行谐波治理的有效装置[1,2,3,4],其性能很大程度上取决于电流跟踪控制电路采用的电流控制方法。目前,电流控制技术较为成熟,特别是滞环电流控制方法得到了较为广泛的应用。但是滞环电流控制方法开关频率波动较大,稳定性相对不高。
本文提出了一种基于电压空间矢量的滞环电流控制新方法[5,6,7]。该方法使用3组滞环比较器,根据相电流误差的比较状态值和对参考电压矢量的区域判别,得到最佳的电压矢量,从而使APF输出电流量跟踪指令电流。文中还设计了基于DSP-FPGA的全数字控制系统。
1 基于电压空间矢量的滞环控制算法
1.1 控制原理
基于电压源逆变器的有源滤波器的等值电路如图1所示。
在三相三线系统中,设直流侧电容电压为恒定值Udc,Ua、Ub、Uc为系统电压,则由图1可得式(1):
其中,所有电压均以系统中性点O为参考点。
引入开关函数Sa、Sb、Sc,可以得到APF输出相电压如下:
由式(2)可以看出APF各相输出电压取决于三桥臂的总状态Sabc。将8种开关函数组合代入式(2),可以得到相应的APF输出相电压值,如表1所示(电压以Udc为基准)。
为了消除相间影响,引入空间矢量,将8种开关函数组合代入式(2),然后通过静止正交α-β坐标变换可以得到相应的APF输出端电压矢量方程式:
8种开关模式所对应的APF输出电压矢量Uk(k=0~7)将矢量空间划分为6个三角形区域,记为Ⅰ~Ⅵ,如图2所示。
由式(1)通过α-β变换可得APF输出端电压矢量方程式:
设APF输出指令电流矢量为ic*,u*为指令电流ic*对应的APF输出参考电压矢量,由式(4)有
由式(5)减式(4)且忽略交流侧电阻,有
其中,Δi为电流误差矢量。
由式(6)可以得到,参考电压矢量u*与APF输出电压矢量u的电压偏差决定电流误差矢量Δi的变化率,对于给定的参考电压矢量u*,可以选择合适的APF输出电压矢量Uk来控制误差矢量Δi的变化率dΔi/dt,从而控制电流误差矢量Δi。据此得到基于电压空间矢量的滞环电流控制原理如图3所示。将Δica、Δicb、Δicc通过3组滞环比较单元得到比较状态值B=(Ba,Bb,Bc),然后通过对u*的区域判别,由电压空间矢量选择逻辑得到最佳Uk,即可得到相应的开关矢量(Sa,Sb,Sc),从而使APF输出电流跟踪指令电流。
1.2 Uk的选择判据
6个区域Ⅰ~Ⅵ是由六边形的3条对角线隔开的,这3条对角线分别对应于u*ab=0、u*bc=0、u*ca=0的情形,如图4所示。
参考电压矢量u*的所在区域可以由APF输出参考线电压u*ab、u*bc、u*ca的符号来判断。例如,若u*ab=ua*-ub*>0,u*bc=ub*-uc*>0,u*ca=uc*-ua*<0,则u*在Ⅰ区。
将Δica、Δicb、Δicc通过3组滞环比较单元得到比较状态值B=(Ba,Bb,Bc),设环宽为Iw(Iw>0),则记为
3个滞环比较器用来跟踪指令电流矢量并把电流误差控制在滞环宽度内。Ba表示a相电流误差被束缚的状态。当a相电流误差超过滞环比较器的上限、b相电流误差低于滞环比较器的下限时,Ba=1、Bb=0。当Bb=1、Bc=1,用电压矢量U1同时增加b相电流ib和c相电流ic。另一方面当Ba=0、Bb=0,用电压矢量U2同时降低a相电流ia和b相电流ib。在其他情况下,运用零电流矢量U0。Ⅰ~Ⅵ区域的开关表列于表2。
2 APF的系统设计
APF控制系统及选用的控制算法是其滤波效果好坏的关键。本文设计了基于DSP-FPGA的全数字APF的控制系统。其控制系统的框图如图5所示。三相负载电流、桥臂侧补偿电流和直流侧电压流入传感器信号测量电路,经前置滤波电路滤波后送入AD7656进行采样。DSP对采样值进行比较计算,发出开关信号给FPGA。在整个控制系统中,DSP主要用来完成采样控制、电压调节、指令电流计算和开关信号的生成等功能。FPGA的功能主要是生成高精度的驱动脉冲,并且实现对APF的过电压、过电流以及开关器件故障的保护功能。控制系统中的DSP芯片选用的是美国TI公司生产的TMS320F2812芯片,FPGA采用的则是Altera公司Cyclone系列的EP1C6Q240C8。为了提高采样精度,系统并未选用DSP2812内部集成的12位的ADC,而是使用了Analog Device公司生产的AD7656芯片来对信号进行采样。
为了消除锁相环(PLL)失锁现象造成的相位偏差,系统设计了过零检测电路。过零检测输出波形如图6所示。用电压传感器检测a相相电压,得到与a相相电压同相位而幅值较小的正弦波信号,经过零检测电路后得到幅值为5 V、频率和正弦波信号相同的50 Hz方波信号。将该方波送至DSP捕获口,对其上升沿进行捕获。通过对方波信号2次上升沿的捕获可以得到交流信号的周期,通过软件倍频,将12.8k Hz的采样频率送至AD7656,从而完成AD7656对各路信号的采样。
当DSP向IGBT模块发出开关控制信号时,由于DSP的信号高低变化很快,很有可能使IGBT上、下桥臂瞬间处于直通状态而使IGBT模块烧坏,因此设计了FPGA的死区时间逻辑。DSP的开关控制信号先输出给FPGA,经过死区时间逻辑处理后再由FPGA输出,可以有效地防止IGBT模块上、下桥臂的直通,从而提高系统的稳定性。图7为FPGA输出的一组插入死区时间的用于控制IGBT上、下管的互补信号。设置的死区时间为2.5μs。
此外,本文还设计了防直通互锁逻辑,当FPGA同时收到来自DSP的某相上、下桥臂同时导通的高电平开关信号时,防直通逻辑能迅速关断输出,强迫控制信号为低电平,使桥臂关闭。
3 仿真和实验结果
采用了PSCAD/EMTDC仿真软件对普通的滞环电流控制和基于电压空间矢量的滞环控制2种控制方法进行了仿真。在仿真中,取a、b、c三相系统基波电压有效值为220 V,相位依次相差120°,负载端为三相全桥二极管整流阻感负载,取L=10 m H,R=15Ω。直流侧电压采用PI调节,设定值为900 V,谐波检测采用ip-iq的谐波检测方法。桥臂侧采用4 m H的连接电感。仿真结果如图8所示。采用普通的滞环控制方式补偿后的网侧电流畸变率为8.6%,而采用基于电压空间矢量的滞环电流控制方式补偿后的网侧电流畸变率为7.4%。
在理论知识分析的基础上,搭建了一个并联APF的实验系统。试验条件为三相交流电源电压为220 V,频率为50 Hz,APF的耦合电感L为4 m H,直流侧电容为4 700μF,直流侧电压采用PI调节,设定值为850 V,负载为三相不控整流阻感负载,电阻15Ω,电感10 m H。谐波检测采用ip-iq谐波电流检测方法。通过FLUKE43B分析得到的实验结果如图9所示。补偿前系统电流的畸变率为20.7%,采用普通的滞环控制方式补偿后的网侧电流畸变率为7.8%,采用文中提出的控制方法补偿后得到的系统电流畸变率为5.8%。
4 结语
本文提出了一种能应用于APF的基于电压空间矢量的滞环电流控制新方法。该方法以相电流误差作为控制对象,使用3组滞环比较器,并通过对电流误差矢量和参考电压矢量扇区的判别,输出最优电压矢量,从而实现了在电压空间矢量基础上的滞环控制。该方法控制简单,运算量小,能有效地消除相间影响,并且能够在较低的开关频率下获得较好的电流跟踪性能。基于DSP-FPGA的全数字控制系统,综合DSP强大的数据处理能力和FPGA的逻辑控制方法,能极大提高系统的响应速度;开关信号通过FPGA逻辑控制电路能得到高精度的驱动脉冲,并且能实现对APF的过电压、过电流以及开关器件故障的保护功能,从而提高整个系统的稳定性。
参考文献
[1]陈国柱,吕征宇,钱照明.有源电力滤波器一般原理及应用[J].中国电机工程学报,2000,20(9):17-21.CHEN Guozhu,L譈Zhengyu,QIAN Zhaoming.The general principleof active power filter and its application[J].Proceedings of theCSEE,2000,20(9):17-21.
[2]EL-HABROUK M,DARWISH M K,MEHTA P.Active filter:areview[J].IEE Proceeding-Electric Power Applications,2000,147(5):400-413.
[3]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制和无功补偿[M].北京:机械工业出版社,2004:257-376.
[4]JOU H L,WU J C,CHANG Y H,et al.A novel active powerfilter for harmonic suppression[J].IEEE Transactions on PowerDelivery,2005,20(2):1507-1513.
[5]曾江,刁勤华,倪以信,等.基于最优电压矢量的有源滤波器电流控制新方法[J].电力系统自动化,2000,24(6):25-31.ZENG Jiang,DIAO Qinhua,NI Yixin,et al.A novel currentcontrol method for active power filter based on optimal voltagevector[J].Automation of Electric Power Systems,2000,24(6):25-31.
[6]姜俊峰,刘会金,陈允平,等.有源滤波器的电压空间矢量双滞环电流控制新方法[J].中国电机工程学报,2004,24(10):82-86.JIANG Junfeng,LIU Huijin,CHEN Yunping,et al.A novel doublehysteresis current control method for active power filter withvoltage space vector[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(10):82-86.
空间电压矢量 篇8
大中城市自来水厂和污水处理厂的提升泵房通常配有3台以上大功率水泵,其中仅1~2台配置变频装置,每台水泵电机功率通常在500 kW(有的甚至在2 000 kW)以上。根据使用要求,提升泵组有时需要2~3台水泵同时工作。变频装置控制水泵缓慢(软)启动,电机启动电流较小(通常为稳态电流的2~3倍),机械冲击小,而如果是直接合闸的硬启动,其启动瞬时电流通常为稳速电流的10倍以上,因此大功率水泵硬启动不仅机械冲击大、易磨损,而且对局部电网会产生较大的冲击,影响附近用电设备正常运行和局部电力供应安全。
泵房仅配置1台变频器,只能对1台水泵进行变频控制。当需要2台及以上水泵同时工作时,变频器先变频启动一台水泵,当水泵电机启动至额定转速时切换至电网供电,变频器再对下一台水泵电机进行变频软启动[1]。如果采取直接切换或是异步切换[2,3],会对电网产生较大的电流冲击,因此必须检测变频器输出电压和电网电压相位实现电机的变频-工频同步切换[2,3],克服大功率水泵变频-工频直接切换或是异步切换带来的机械冲击大、易磨损以及对局部电网产生瞬时冲击的弊端。
因此,开展大容量三相异步电机的变频-工频切换的控制策略和电路拓扑对实现电机软启动和平稳切换、减小电网冲击电流、抑制电机转矩突变和提高电机使用寿命具有积极意义。国内外相关专家及业内人士对此展开了大量的分析和研究。
文献[4-12]采用锁相环技术控制变频器输出电压和电网电压的某一相或某一线电压同步实现大功率电机变频-工频的平稳切换;文献[13]采用鉴相鉴频器实现大功率电机变频-工频的平稳切换。根据锁相环工作原理,锁相环稳定运行时无频率差,但是存在一定的相位误差,因此基于锁相环技术的电机切换控制器难以实现零相位差切换;在电网电压不是严格对称或电网电压波形发生畸变的工况下,变频器输出电压和电网电压的某一相或某一线电压同相难以确保电机切换时变频器电压和电网电压在空间上保持相位一致,进而无法实现真正意义上的同步切换;同时,针对目前普遍采用的交流接触器存在开关延时较大的问题,必须重新考虑并设计新型的切换开关以减小切换延时,以最大限度地减小电机切换时对电网的冲击电流。
鉴于以上分析,本文提出一种基于电网电压空间矢量定向的电机变频-工频同步切换的控制策略,并给出在电网电压矢量同步坐标系下检测变频器电压相位的方法,可以精确捕获变频器电压矢量与电网电压矢量在空间上相位相同的时刻,提高同步精度,最大限度地降低变频-工频切换对电网的电流冲击;并且提出采用电力电子开关与交流接触器并联工作的新思路,可解决交流接触器开关延时对切换控制精度的影响;最后设计了基于DSP控制的电机变频-工频同步切换的实验系统。实验结果证明了理论分析和研究的正确性和有效性。
1 三相异步电机定子瞬间断电暂态分析
三相异步电机定子瞬间断电时,定子电流和电磁转矩立即变为0,转子则成为无源闭合电路,根据断电瞬间转子磁链不能突变的原则,由于定子开路无法励磁,因此转子中立即产生励磁电流,在定子断电后电机内电枢反应停止,转子电流成为自由分量,从断电瞬间的初值按转子时间常数以指数规律衰减。
设定子在t1时刻断电,定子电流iX=0(X=A,B,C),转子的三相电压方程为:
其中,Rr为转子每相电阻,Lr为计及相邻两相的互感作用后的感应电机转子每相总自感。
根据式(1)可知转子三相电流为:
其中,τr为转子回路的时间常数,τr=Lr/Rr;Ix为转子各相电流初值。
定子断电后电磁转矩变为0,则电机的转速在负载转矩的作用下逐渐降低,其机械角速度Ωr以指数规律降低[14]。
转子中的直流分量将在定子绕组中产生一角频率为ωr的感应电动势,则:
其中,p为电机的极对数。
因此定子端的感应电势的频率同样以指数规律降低。
根据以上分析,电机定子断电后,由于转子中的励磁电流呈指数形式衰减,转子磁链的幅值也以指数规律衰减;转子的机械角速度呈指数规律衰减,感应电势的频率也以指数规律衰减,感应电势的波形也并非正弦波,且随时间推移发生较大的畸变。
当电机重新投入电网时,在电网电压与感应电势的共同作用下,将对电网产生一定的冲击,其大小取决于电机重新投入电网时电网电压与电机定子侧感应电势的相位差。因此为减小电机变频-工频切换对电网的电流冲击,在切换时要遵循以下2个原则:电机在切换至电网前,变频器输出电压应与电网电压相位保持一致[14];因电机定子断电后,感应电势的幅值、频率、相位相对于电网电压迅速衰减,波形也会发生畸变,应尽可能缩短切换时开关动作的延迟时间。
2 电网电压定向的变频器输出电压相位同步检测方法
根据电机学理论,变频器输出电压空间矢量与电网电压空间矢量同相时,电机切换对电网产生的冲击电流最小,而在电网并非严格对称时,仅是两者的某一相电压同步或是某一线电压同步并不等价于两者电压空间矢量同步,此时切换无法将电网的冲击电流降至最低。本文采用电网电压矢量定向的方式捕捉变频器输出电压空间矢量与电网电压空间矢量相位相同的时刻,以获得最佳切换时刻,实现同步切换。
三相电压可以用一个旋转矢量在相隔120°的3根时间轴上的投影表示,这个可同时表示三相的电压量的旋转矢量称为电网电压矢量[15]。设电网三相电压为:
其中,Em为电网相电压幅值,ω0为电网电压角频率,为电网A相相电压初始相位。
引入旋转算子a=ej120°,则电网线电压的综合矢量为:
根据式(5)可知电网电压矢量的瞬时相位为:
将电网三相电压变换到以电网电压矢量的瞬时相位定向的同步旋转坐标系(dq坐标系),可得:
其中,Tabc/dq为电网电压矢量定向的同步旋转变换矩阵。
根据式(7)可以得出变频器输出线电压在dq同步旋转坐标系下的直轴分量ud和交轴分量uq:
其中,uab、ubc、uca为变频器输出线电压,则变频器输出线电压空间矢量为:
电网电压和变频器电压的矢量关系如图1所示(图中将C轴缩短表示)。
切换控制系统采集变频器的线电压,由于线电压超前相电压30°电角度,因此切换时变频器电压矢量应在dq坐标系下处于30°位置,如图1中虚线位置,通过变频器输出电压的直轴分量ud和交轴分量uq判断变频器电压矢量是否位于图1中虚线位置,进而判断变频器电压和电网电压是否同相,即:
在工程上,由于存在数据采集误差和DSP有限精度的限制,式(11)可表示为:
3 电网电压定向的同步切换控制系统
电机变频-工频同步切换控制系统如图2所示,其中KM1、KM3分别是电网侧和变频器侧的交流接触器,KM2、KM4分别是电网侧和变频器侧的电力电子开关,KM1、KM2并联连接,KM3、KM4并联连接;系统分别采用3个霍尔电压传感器采集电网侧相电压ea、eb、ec和2个霍尔电压传感器采集变频器侧的线电压uab、ubc,并对变频器侧的线电压uab、ubc进行低通滤波处理,其中:
根据电网侧霍尔电压传感器测得的电网三相电压ea、eb、ec,并由式(5)计算得到电网电压空间矢量E,由于E是一复数,可根据其实部和虚部计算得出电网空间电压矢量E的瞬时相位φ0(t),即式(6);再根据布置在变频器侧的霍尔电压传感器测得变频器输出的线电压uab、ubc、uca,并由式(9)即可计算得到变频器空间线电压矢量在以电网电压矢量定向的dq同步旋转坐标系下的直轴分量ud和交轴分量uq。为实现差频同相切换[16],在电机同步切换前将变频器输出频率调整至51 Hz,则变频器空间线电压矢量相对于dq同步旋转坐标系以2πrad/s的相对角速度(1 rad/s)旋转,同步切换控制系统以12 k Hz的采样频率对电网三相相电压和变频器三相线电压进行采样,并实时计算变频器空间线电压矢量在dq同步旋转坐标系下的直轴分量ud和交轴分量uq,当ud和uq满足式(12)时,变频器线电压空间矢量位于图1中的虚线位置,此时即为电机进行同步切换的最佳切换时刻。
同步切换控制系统中切换开关的开关动作时间对系统的影响较大,一般交流接触器的开关延时为0.1 s左右,约为5个工频周期,在这段开关延时时间内电机速度因负载的不同,其变化差异很大,若不采取改进措施,极易引起两者相位偏差大而导致电机切换时形成瞬时大电流冲击。为避免交流接触器的开关延时对系统的影响,本文采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和电力二极管设计了全控型电力电子开关,物理结构如图3所示,A、B端子用于串接在交流电路中控制交流电路的开通和关断,IGBT集电极和发射极分别连接在二极管桥式整流电路直流输出端的正极和负极,其中,R、C为电压尖峰吸收网络,以防止IGBT关断时被高压击穿。切换信号控制IGBT的栅极电压以控制IGBT的开通和关断,当IGBT开通时,由于整流桥直流侧短路,A、B端子的等效电阻为0,A、B端子中流过交流电流,即处于交流闭合状态;当IGBT关断时,由于整流桥直流侧开路,A、B端子中的交流电流即被切断,A、B端子处于交流开路状态。根据以上分析可知,切换信号可控制A、B端子所串接的交流电路的开通和关断。
电机在变频器激励下运行时,变频器侧的交流接触器KM3和电力电子开关KM4均处于闭合状态,电网侧的交流接触器KM1和电力电子开关KM2均处于断路状态。电机需要切换至电网时,同步切换控制器通过通信接口控制变频器的输出电压频率略高于电网频率(一般为51 Hz)至电机运行于稳态,保持电力电子开关KM4导通,给交流接触器KM3发送触发信号控制其断开,等待0.1 s确保KM3完成开关动作后,同步控制器通过AD采集电网和变频器的电压数据,根据以上提出的同步检测方法捕获最佳切换时刻。在切换时刻,控制器先关闭KM4,延时50μs以提供死区时间,然后同时触发KM1和KM2使其导通,由于KM2开通时间不超过1.5μs,因此KM2先于KM1导通,约0.1 s后,交流接触器KM1完全闭合,将KM2短路,KM2中的电流即为0,因此电机切换成功并进入稳态运行后,电力电子开关电流为0,无需进行散热处理,节省了空间和成本。同时根据以上控制过程,交流接触器KM1、KM3的近似零电压开通和关断,均不会产生电弧,提高了系统的安全性。
4 实验结果
为验证理论分析和研究的有效性,本文以TMS-320F28335 DSP为核心在实验室设计了同步切换控制系统,对一台功率为4 k W、极对数为2的三相异步电机进行了变频-工频切换实验,电机通过联轴器与测功机和测速发电机相连接,测功机负载转矩设置为25 N·m。在此实验系统的基础上,本文对基于电网电压定向的电机同步切换控制策略进行了实验研究,并对单一采用交流接触器和采用电力电子开关与交流接触器并联的切换方式进行了对比实验,实验波形如图4所示。
由图4(a)和(b)可见电机切换至电网时形成较大的电流冲击,冲击电流为稳态电流的5倍左右,电机转速下降较多;由图4(c)和(d)可以看出电机切换至电网时没有出现大的冲击电流,冲击电流的峰值约为稳态峰值的2倍左右,由于采用电力电子开关,电机切换至电网时对电网的电流冲击大幅减小,电机速度变化较小,在发生较小幅度的振荡后逐步进入稳态;由图4(e)和(f)可以明显看出电机切换至电网时对电网的电流冲击大幅减小,冲击电流的峰值进一步降为稳态峰值的1.2倍左右,电机速度变化较前两者更小,基本消除了电机切换至电网时对电网的电流冲击,电机切换前后转速在发生轻微波动后快速进入稳态。
5 结论
本文针对三相异步电机在进行变频-工频切换时会对电网形成较大电流冲击的问题,提出了一种基于电网电压矢量定向的同步控制策略,综合考虑电网三相电压的相位和幅值信息,研究了在电网电压矢量定向的同步坐标系内变频器输出电压的相位检测方法,确保电机切换时刻变频器输出电压空间矢量和电网电压空间矢量的相位取得一致,最大限度地降低电机切换时对电网的电流冲击;同时,以本文提出的电力电子开关与交流接触器并联工作的新思路构建的实验系统,实测结果表明可将变频-工频开关切换延时缩短至50μs左右,仅为目前广泛采用的单一交流接触器切换方式延时时间的0.05%,由此可大幅提高变频-工频切换的控制精度,同时也增强了该切换控制系统对于不同电机和负载的适应性,并从根本上消除了切换电弧,提高了设备和局部电网的安全性。
摘要：鉴于大容量三相交流异步电机在进行变频-工频切换瞬间存在较大的电网冲击电流,提出一种基于电网电压矢量定向的同步切换控制策略,并采用电力电子开关与交流接触器并联的电路拓扑实现电机变频-工频的同步切换。该控制策略在电网电压同步坐标系下检测到变频器输出线电压空间矢量的相位为30°电角度时触发电力电子开关和交流接触器进行同步切换。实验结果表明该控制策略可精确捕获电机同步切换的最佳时刻实现零相位误差切换,电力电子开关可大幅缩短切换时间,提高了切换控制精度和系统对不同电机及负载的适应性。
