矢量控制驱动（精选十篇）
矢量控制驱动 篇1
典型的数控机床的传动结构图见图1,其主要功能是把编制的NC程序转变成相应轴的机械位移,在轴位移的过程中,好的动态特性和稳定性是驱动稳定高效运行的关键。特别是越来越多机床的精度和速度大幅提高,要求驱动部件具有良好的动态和静态特性。一般在机床调试时系统会给定一组相应轴的默认参数,但这些参数一般是为了保证系统正常运行的保守参数,驱动优化的目的正是在现有的基础上尽可能提高系统的动态特性。
2 驱动优化的原理
由图2可以看出,电机的输出传递到负载上,需要经过一系列中间传递环节,传动系统由于机械刚性的原因,可以近似为一个线性环节和一个弹性环节,并且弹性环节部分的频率常常是由很多的频率组合起来的,使得系统的阶次变高,系统的鲁棒性下降,这样在传递环节的输出部分,有的输入会被压抑,从而降低系统的动态特性,而有的输入则会被放大,也就是俗称的“共振”。这些共振是造成机床不稳定的致命因素,而驱动优化的大部分工作就是找出这些共振点,通过加电子滤波器的方法来抑制这些共振,增加系统的稳定性,这样就可以提高系统的增益来提高系统的动态特性。
驱动是由转矩电流环、速度环和位置环组成,一般来说位置环是一个简单的比例调节器,因而调节起来比较简单,速度环和电流环是由比例积分(PI)调节器组成,是驱动的核心部分,因而速度环又是驱动优化的调整重点。驱动优化的关键是提高速度环的动态特性,而提高动态特性的关键又在于提高速度环比例环节的增益,降低积分环节的时间常数。
3 分析工具Bode图
Bode图是频率响应分析的常用工具,在驱动的优化中很常用,需对其有正确的理解和分析。如图3中,信号a为正弦输入信号,幅值为1;信号b为正弦输出信号,幅值为0.7,输出信号比输入信号滞后45。相位角。
从中可以计算出增益值:输出幅值/输入幅值=0.7,以dB表示:20·lg(0.7/1)=-3.1 dB
从图4可以看出图形的低频部分输入和输出的幅值比在0 dB附近,大于0 dB表示输入的幅值小于输出的幅值,也就是有点超调,当达到3 dB时,超调的值接近40%,系统有振荡的危险。小于0 dB表示输出被衰减,当为-10 dB时,衰减幅度达到70%,这时的输出基本被抑制。同时输入信号的相位也被滞后,当滞后的值接近180°时,这个频率的信号接近被完全抑制。在波特图中,当幅值比从0 dB往下降且相位滞后接近180°时,该频率称为拐点频率。此频率越高,驱动的动态特性越好,反之越低。驱动优化的过程就是尽量让拐点频率提高,让幅值比的线更接近于0 dB。
4 分析优化的过程
4.1 矢量控制与转矩电流的控制
矢量控制通过坐标等效变换,分别控制各变量的幅值和相位,实现了交流电机的磁通和解耦控制,从而获得了优异的控制性能,矢量控制是目前交流伺服系统应用最多,最适宜实用化的交流伺服控制技术。
伺服驱动器速度控制的关键就是转矩控制,而转矩控制最终是通过控制转矩电流iq来实现的,式(1)、式(2)是PMSM的转矩方程,令id=0的矢量控制广泛应用,并始终令id=0,可知Te与iq成线性关系。在PMSM中,Ld和Lq相等,此时,定子电流矢量始终控制在q轴上,即id=0,iq=i,定子电流无d轴分量。可推导出id=0时的定子电流全部产生电磁转矩,这样便可用最小的电流得到最大的输出转矩值。因为电流环的正常工作是速度环和位置环工作的基础,所以许多出厂设置已经优化了电流环,或者通过电机自动学习的识别过程,会自动匹配电流环的参数,并且后续过程改动很小。但在优化之前,需测量系统的电流环响应,以确保系统参数符合要求。
图5中,因为id和iq的PI控制器相同,所以图形抓取了id的电流响应图,看出实际的响应时间小于0.5 ms,调节时间小于1 ms,电流的超调小于5%,此图说明电流环经过自动学习优化,符合响应好、速度快的要求。
4.2 速度环的优化
速度控制器优化的第一步是优化驱动器的比例增益,虽然诸多厂商的Kp和Tn单位都不相同,但是基本优化的步骤都是一样,一般说来首先将驱动器中的积分环节处于无效的环节,这时逐步增加比例的增益值,而速度环增益调整在使速度环的阶跃响应有20～40的超调,之后再适当地减小比例增益,一般每次20%减小;并且适当地增加或减小积分时间,一般情况的积分时间都会小于200 ms,以减少速度环的超调。
如图6所示,a表示为MD1407=1.5,而b则表示为MD1407=3.8。但同时原来在0 dB下面的小尖峰超过了3 dB,系统会震荡,电机有时会发出啸叫的声音。此后适当的增加积分时间MD1409,由于积分时间常数在分母上,如下式:
所以MD1409数值越大,积分作用越弱。这时如果能采取相应的办法把尖峰去掉,就能达到既增加速度环增益又不影响系统的稳定的目的。数控系统能通过添加相应的电子滤波器的方法来实现。
对于速度环的优化,一般不同的负载侧重点也是不一样的,例如惯量较小的负载,工作时需要输出转矩且要求特别大时,这就要求驱动的动态特性特别高,例如速度从0增加到额定速度的80%,并且加速时间要求小于100 ms。对于此种系统一般Kp(增益)必须很大,Tn时间也必须很短,才能满足要求,图7为实际系统的波形图,2点为额定点运行时候的速度波形图,此刻速度为1 200 r/min,1点速度为0,可以看出加速时间为60 ms,满足系统高动态特性要求。
速度环调试一般遵循以下原则:
1)使控制频率特性的幅值在0 dB保持尽可能宽的范围;
2)如果频率特性曲线不能超过0 dB,可提高增益P;
3)如果频率特性曲线超过0 dB,可适当减低增益P;
4)允许幅值增高1～3 dB。
4.3 位置环的优化
当电流环和速度环优化之后,位置环的特性就会显著优化,一般位置环只有Kp(MD32200位置环增益)和加速度(MD32300轴的加速度)。调整时先可以减少加速度值,再增加位置环增益值,保证系统稳定,然后在适当增加加速度值,使之适应机床的机械特性,只要看频率响应图调整合适的位置环增益即可。
当因为各种原因不能提高位置环的增益值时,这时在高速加工会有一个大的跟踪误差,这种误差会影响到加工工件的精度,采用前馈控制能在不增加位置环的增益的情况下大幅减少跟踪误差,达到与提高位置环增益同样的效果。前馈控制有两种:一种是转矩前馈控制,另一种是速度前馈控制,大部分是采用速度前馈控制。
典型的前馈环节结构图如图8所示,G(s)为原系统的开环传递函数,F(s)为加入的反馈环节,E(s)为系统的反馈,r为输入,y为输出,
这时如果选择合适前馈控制器,例如F(s)=1/G(s)则y=r,那么,系统的输出在任何时刻都完全复现输入量。对于传动系统的各种非线性影响,如果单单依靠负反馈环节,可能会出现调节时间过长。这样,在给定输入作用或者扰动输入作用可检测的情况下,采用近似补偿的方法可以改善系统的性能。
位置环的优化一般遵循以下步骤:
1)借助于“参考频率响应”确定位置环的增益,也就是伺服因子,如果需要可以增加速度设定值滤波器以平滑动态响应;
2)使用“轨迹伺服”功能检查轴在阶跃响应时的过冲和稳定性能。加加速(Jerk)限定用于平滑加速度;
3)圆度测试用于检查在最恶劣情况下的轮廓精度,速度设定值滤波器可以修正圆度实际尺寸;
4)圆度测试之后,重新测试参考频率响应,以确认曲线不超过0 dB。
5 结论
各种机床等设备的伺服驱动参数的优化,必须和实际的应用相结合,各种设备由于机械特性和加工要求等不同,在参数优化中会有很大的差别。因此对于不同的设备,并没有通用的参数。
本文通过对矢量控制和伺服驱动内部PI控制原理的剖析,并结合自动控制原理的相关理论知识作分析,讲述了大部分欧系伺服驱动调试的要点和方法,解决了实际生产设备中调试的难点,提高了设备的生产精度和效率。
参考文献
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[8]夏罗生,朱树红.西门子交流伺服驱动器性能的调试与优化[J].机床电器,2011(5):19-21.
矢量控制学习心得体会 篇2
这学期跟着严老师学习了运动控制这门课程，加深了对电机拖动在实例中的运用，而矢量控制实现的基本原理是通过测量和控制异步电动机定子电流矢量，根据磁场定向原理分别对异步电动机的励磁电流和转矩电流进行控制，从而达到控制异步电动机转矩的目的。具体是将异步电动机的定子电流矢量分解为产生磁场的电流分量(励磁电流)和产生转矩的电流分量(转矩电流)分别加以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，即控制定子电流矢量，所以称这种控制方式称为矢量控制方式。
异步电动机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，虽然通过坐标变换可以使之降阶并简化，但并没有改变其非线性、多变量的本质。因此，需要异步电动机调速系统具有高动态性能时，必须面向这样一个动态模型。按转子磁链定向的矢量控制系统便是其中一种。异步电动机经过坐标变换可以等效成直流电动机，那么，模仿直流电动机的控制策略，得到直流电动机的控制量，经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电动机了。由于进行坐标变换的是电流的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫作矢量控制系统，简称VC系统。在设计矢量控制系统时，可以认为，在控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换器与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再忽略变频器中可能产生的滞后，则图6-53中虚线框内的部分可以完全删去，剩下的就是直流调速系统了。可以想象，这样的矢量控制交流变压变频调速系统在静、动态性能上完全能够与直流调速系统相媲美。
矢量变换包括三相/两相变换和同步旋转变换。在进行两相同步旋转坐标变换时，只规定了d，q两轴的相互垂直关系和与定子频率同步的旋转速度，并未规定两轴与电机旋转磁场的相对位置，对此是有选择余地的。按照图6-53的矢量控制系统原理结构图模仿直流调速系统进行控制时，可设置磁链调节器AR和转速调节器ASR分别控制r 和 ，如图6-55所示。为了使两个子系统完全解耦，除了坐标变换以外，还应设法抵消转子磁链r 对电磁转矩 Te 的影响。比较直观的办法是，把ASR的输出信号除以r，当控制器的坐标反变换与电机中的坐标变换对消，且变频器的滞后作用可以忽略时，此处的（ r）便可与电机模型中的（ r）对消，两个子系统就完全解耦了。这时，带除法环节的矢量控制系统可以看成是两个独立的线性子系统，可以采用经典控制理论的单变量线性系统综合方法或相应的工程设计方法来设计两个调节器AR和ASR。应该注意，在异步电机矢量变换模型中的转子磁链 r 和它的定向相位角 都是实际存在的，而用于控制器的这两个量都难以直接检测，只能采用观测值或模型计算值。
要实现按转子磁链定向的矢量控制系统，很关键的因素是要获得转子磁链信号，以供磁链反馈和除法环节的需要。开始提出矢量控制系统时，曾尝试直接检测磁链的方法，一种是在电机槽内埋设探测线圈，另一种是利用贴在定子内表面的霍尔元件或其它磁敏元件。从理论上说，直接检测应该比较准确，但实际上这样做都会遇到不少工艺和技术问题，而且由于齿槽影响，使检测信号中含有较大的脉动分量，越到低速时影响越严重。因此，现在实用的系统中，多采用间接计算的方法，即利用容易测得的电压、电流或转速等信号，利用转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与相位。利用能够实测的物理量的不同组合，可以获得多种转子磁链模型。电流控制变频器可以采用如下两种方式：1.电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器，2.带电流内环控制的电压源型PWM变频器。带转速和磁链闭环控制的矢量控制系统又称直接矢量控制系统。在磁链闭环控制的矢量控制系统中，转子磁链反馈信号是由磁链模型获得的，其幅值和相位都受到电机参数 Tr 和 Lm 变化的影响，造成控制的不准确性。
有鉴于此，很多人认为，与其采用磁链闭环控制而反馈不准，不如采用磁链开环控制，系统反而会简单一些。在这种情况下，常利用矢量控制方程中的转差公式（6-135），构成转差型的矢量控制系统，又称间接矢量控制系统。）它继承了第6.5.2节基于稳态模型转差频率控制系统的优点，同时用基于动态模型的矢量控制规律克服了它的大部分不足之处。图6-60绘出了转差型矢量控制系统的原理图，其中主电路采用了交-直-交电流源型变频器，适用于数千kW的大容量装置，在中、小容量装置中多采用带电流控制的电压源型PWM变压变频器。i*sm和i*st 经直角坐标/极坐标变换器K/P合成后，产生定子电流幅值给定信号 i*s 和相角给定信号 *s。前者经电流调节器ACR控制定子电流的大小，后者则控制逆变器换相的时刻，从而决定定子电流的相位。定子电流相位能否得到及时的控制对于动态转矩的发生极为重要。极端来看，如果电流幅值很大，但相位落后90°，所产生的转矩仍只能是零。由以上特点可以看出，磁链开环转差型矢量控制系统的磁场定向由磁链和转矩给定信号确定，靠矢量控制方程保证，并没有实际计算转子磁链及其相位，所以属于间接矢量控制。矢量控制方法的提出具有划时代的意义。然而在实际应用中，由于转子磁链难以准确观测，系统特性受电动机参数的影响较大，且在等效直流电动机控制过程中所用矢量旋转变换较复杂，使得实际的控制效果难以达到理想分析的结果。
矢量控制驱动 篇3
关键词:数控机床 结构
一、数控车床主轴变频的系统结构与运行模式
(一)主轴变频控制的基本原理
由异步电机理论可知,主轴电机的转速公式为:n=(60f/p)×(1-s)
其中p是电动机的极对数,s是转差率,f是供电电源的频率,n是电动机的转速。从上式可看出,电机转速与频率近似成正比,改变频率即可以平滑地调节电机转速。而对于变频器而言,其频率的调节范围是很宽的,可在0～400Hz(甚至更高频率)之间任意调节,因此主轴电机转速即可以在较宽的范围内调节。当然,转速提高后,还应考虑到对其轴承及绕组的影响,防止电机过分磨损及过热,一般可以通过设定最高频率来进行限定。变频器与数控装置的联系通常包括:①数控装置到变频器的正反转信号;②数控装置到变频器的速度或频率信号;③变频器到数控装置的故障等状态信号。
(二)主轴变频控制的系统构成
不使用变频器进行变速传动的数控车床一般用时间控制器确认电机转速到达指令速度开始进刀,而使用变频器后,机床可按指令信号进刀,这样一来就提高了效率。在本系统中,速度信号的传递是通过数控装置到变频器的模拟给定通道(电压或电流),通过变频器内部关于输入信号与设定频率的输入输出特性曲线的设置,数控装置就可以方便而自由地控制主轴的速度。该特性曲线必须涵盖电压/电流信号、正/反作用、单/双极性的不同配置,以满足数控车床快速正反转、自由调速、变速切削的要求。
二、无速度传感器的矢量控制变频器
(一)主轴变频器的基本选型
目前较为简单的一类变频器是V/F控制(简称标量控制)。它就是一种电压发生模式装置,对调频过程中的电压进行给定变化模式调节,常见的有线性V/F控制(用于恒转矩)和平方V/F控制(用于风机水泵变转矩)。标量控制的弱点在于低频转矩不够(需要转矩提升)、速度稳定性不好(调速范围1:10),因此在车床主轴变频使用过程中被逐步淘汰,而矢量控制的变频器正逐步进行推广。所谓矢量控制,通俗地讲是为使鼠笼式异步机像直流电机那样具有优秀的运行性能及很高的控制性能,通过控制变频器输出电流的大小、频率及其相位,用以维持电机内部的磁通为设定值,产生所需转矩。
矢量控制相对于标量控制而言,其优点有:①控制特性非常优良,可以直流电机的电枢电流加励磁电流调节相媲美;②能适应要求高速响应的场合;③调速范围大(1:100);④可进行转矩控制。这里推荐并介绍无速度传感器的矢量变频器。
(二)无速度传感器的矢量变频器
无速度传感器的矢量变频器目前包括西门子、艾默生、东芝、日立、LG、森兰等厂家都有成熟的产品推出。总结各自产品的特点,它们都具有以下特点:①电机参数自动辨识和手动输入相结合;②过载能力强,如50%额定输出电流2min、180%额定输出电流10s;③低频高输出转矩,如150%额定转矩/1HZ;④各种保护齐全(通俗地讲,就是不容易炸模块)。
(三)矢量控制中的电机参数辨识
由于矢量控制是着眼于转子磁通来控制电机的定子电流,因此在其内部的算法中大量涉及到电机参数。从异步电动机的T型等效电路表示中可以看出,电机除了常规的参数如电机极数、额定功率、额定电流外,还有R1(定子电阻)、X11(定子漏感抗)、R2(转子电阻)、X21(转子漏感抗)、Xm(互感抗)和I0(空载电流)。参数辨识中分电机静止辨识和旋转辨识两种。其中在静止辨识中,变频器能自动测量并计算顶子和转子电阻以及相对于基本频率的漏感抗,并同时将测量的参数写入;在旋转辨识中,变频器自动测量电机的互感抗和空载电流。
对于数控车床的主轴电机,使用了无速度传感器的变频调速器的矢量控制后,具有以下显著优点:大幅度降低维护费用,甚至是免维护的;可实现高效率的切割和较高的加工精度;实现低速和高速情况下强劲的力矩输出。
参考文献:
矢量控制驱动 篇4
1 按定子和气隙磁链定向的控制方程
采用电流输出控制型逆变器, 推导出两种磁链定向下, 定子电流d轴分量isd与磁链ss的传递函数, 以及定子电流q轴分量isq与电磁转矩Te之间的传递函数。
1.1 异步电机在同步旋转坐标系下的数学模型
同步旋转dq坐标系上的磁链方程
同步旋转坐标系dq上的电压方程
电磁转矩方程
以上式子中:d和q表示同步旋转坐标的d轴和q轴;u、i、R、L、ψ分别表示电压、电流、电阻、电感、磁链;1、2、ss分别表示同步转速、转速、转差角频率;p是微分算子, np是极对数;下标r、s、m分别表示转子、定子、气隙。
1.2 按定子磁链定向
由 (1) (2) (3) (4) 推导得出线性传递函数
1.3 按气隙磁链定向
取d轴沿着气隙总磁链矢量ψmd的方向, q轴逆时针旋转90°。则有
由 (1) (2) (3) (6) 线性传递函数
由上面推导的公式可看出, 按定子、气隙磁链定向的矢量控制, 经过去耦以后的控制方程变得更加简单, 便于系统设计和控制。
2 系统仿真
2.1 仿真模型参数
在Matlab7.11.0 (R2010b) 的环境下, 利用Simulink仿真模块分别搭建按转子、定子和气隙磁链定向的矢量控制系统仿真平台。仿真平台中的电机参数采用实验室现有实验平台的三相异步电动机实测参数。电机型号为Y90L-4, 额定电压UN=220V, 额定电流IN=6.4A, 额定功率PN=1.5k W, 额定频率fN=50Hz, 磁极对数np=2, 额定转速nN=1500r/min;实测参数定子电阻Rs=1.51Ω, 定子漏感Lls=0.0066H, 转子电阻Rr=1.26Ω, 转子漏感Llr=0.0066H, 定转子互感Lm=0.099H, 转动惯量J=0.083kg·m2, 摩擦系数F=0.0047N·m·s。
2.2 系统设计
设计磁链环、转矩环和转速环, 遵循两个基本原则:一是设计顺序先内环后外环, 二是系统的带宽从内环到外环逐步减小。
2.3 仿真结果及分析
仿真时异步电机先空载启动, 磁链给定值0.9, 待磁链稳定建立后, 在0.2s加入60rad/s的给定转速, 待异步电机的转速动态调节过程结束, 0.85s转速稳定在给定值时加入10N·m的负载转矩, 最终异步电机输出的电磁转矩稳定在10N·m, 平衡了负载转矩。
在系统的动态调节过程中可以看出, 转矩虽然发生变化, 但磁链却稳定在给定值不变, 说明系统实现了磁链和转矩的解耦。
3 结语
本文使用电流输出控制型逆变器, 分别对按定子和气隙磁链定向时的矢量控制系统进行了理论推导、设计和仿真。得出以下结论:
按定子和气隙磁链定向时, 磁场定向角, 磁链和转矩的计算不含转子参数, 提高磁场定向的准确度, 保证磁链和转矩检测有较高的精度, 闭环系统的鲁棒性强, 解耦效果好。综上分析, 按定子或气隙磁链定向的矢量控制会比传统矢量控制在异步电机调速系统中具有更大的应用价值。
参考文献
[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2005.190-191.
矢量控制驱动 篇5
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矢量控制驱动 篇6
1972年,F.Blaschke提出了异步电机转子磁场定向矢量控制的策略,基本思想是把交流电机模拟成直流电机进行控制,把磁链矢量的方向作为坐标轴的基本方向,采用矢量变换的方法实现交流电机的转速和磁链控制的完全解耦,得到类似于直流电机的优良动态调速性能,可使异步电机调速系统具有更高的调速精度、更大的调速范围和更快的响应速度[7]。异步电机矢量控制系统设计的核心包括磁链观测器和控制器的设计。磁链观测设计的准确度能直接影响磁链与转矩的解耦控制;控制器的性能可决定系统的动态响应速度[8]。同时,采用SVPWM调制技术,还能达到转矩脉动小、谐波成分少、直流母线电压利用率高的效果。基于此,本文以MATLAB/Simulink环境作为建模和仿真平台,搭建了异步电机变频调速系统的仿真模型,介绍了控制系统的参数设置,详细分析了矢量控制系统的结构和原理。
1 电动汽车驱动系统的组成
目前,电动汽车驱动系统普遍使用的系统结构如图1所示。蓄电池的电压通过双向Buck-Boost变换器升高,为驱动电机提供能量。通过对逆变器变频控制实现对异步电机的精确控制,从而驱动电动汽车。
2 异步电机数学模型
2.1 两相静止坐标系下数学模型
异步电机的数学模型由电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成[9,10]。一般情况下,电力拖动系统的运动方程为
由运动方程可知,当负载转矩不变时,通过控制电磁转矩就可以控制电机的速度变化。
异步电机的电压方程为
式中:磁链的导数相常称为变压器电动势,而-ωrJψrsβ项称为旋转电动势。
异步电机的磁链方程可以表示为
式中:Ls、Lm和Lr分别为定子自感、定子转子间的互感和转子自感;矩阵I为二阶单位矩阵。
将式(1)进行变换,并考虑异步电机转子短路,即转子电压为零,可得
异步电机的转矩方程为
由于此处采用了等幅值的坐标变换,因此转矩方程中出现了3/2项,若采用等功率变换,则无此项。实际上,根据磁链方程,可以选择不同行变量构成电磁转矩的各种表达式。例如,转矩可以用定子电流和转子磁链表示为
2.2 两相旋转坐标系下的数学模型
两相坐标系可以是静止的,也可以是旋转的。若能够得到以任意速度旋转坐标系下的数学模型,则可以涵盖各种坐标系的情况。设两相旋转坐标系的M轴相对于三相静止坐标系a轴的角速度为ωMT,则可以推导出异步电机在MT坐标系下的电压方程为
其中矩阵A为
转矩方程与运动方程分别为
3 转子磁场定向矢量控制
3.1 转子磁场定向矢量控制的原理
磁场定向是异步电机的矢量控制的关键,通常包括定子磁链、转子磁链和气隙磁链定向。矢量控制根据磁场位置检测方式的不同,又可以分为直接磁场定向和间接磁场定向两种方式。直接磁场定向方法简单,但容易受电机定子、转子齿槽的影响,检测信号脉动较大。而间接磁场定向不需要观测转子磁链矢量的实际位置,是通过控制转差频率来实现定向。
在MT坐标系下M和T轴是相互垂直且以一定的角速度ωe旋转,同时以旋转磁场轴M作为特定的同步旋转坐标轴,按照转子的全磁链矢量ψr来定向,即转子磁场定向。定子电流和转子磁场定向如图2所示。
由于M轴取向于全磁链矢量ψr轴,T轴垂直于M轴,从而使ψr在T轴上的分量为0,此时,ψr唯一由M轴绕组中电流所产生,因此可知定子电流矢量is在M轴上的分量is M是纯励磁电流分量,在T轴上的分量is T是纯转矩电流分量。由同步旋转下转子磁链方程可得,ψr在M-T轴系上的分量可用方程表示为
通过式(2)可进一步得出
式中:ωr为转子磁链旋转速度;ωsl为转差角频率,且有
转子磁链由M轴定子电流控制,因此is M又称为定子电流励磁分量或励磁电流。转子磁链与励磁电流之间的传递函数为一阶惯性环节,其时间常数为转子时间常数Tr=Lr/Rr。当励磁电流突变时,转子磁链的变化要受到励磁惯性的阻挠,这与直流电动机励磁绕组的惯性是一致的。稳态时有
将式(4)作进一步处理可得转子磁场定向下转矩为
转子磁场定向矢量控制的关键是要得到转子磁链矢量的幅值和位置,从而可以实现异步电机电磁转矩的解耦控制,其控制框图如图3所示。
在图3中,电机相电流的检测通过电流传感器,采集三相电流iA、iB、iC,再经过Clarke和Park变换,得到同步两相旋转坐标系上与电机磁通和电机转矩有关的电流分量is T和is M,进而通过计算可以得到电机的转矩Te和磁通ψr。再将两者分别与转速调节器输出的参数Te*和函数发生器中计算出的磁通参数ψr*进行比较,并通过PI调节器来修正控制信号,以此得到转子磁场同步旋转坐标系上的电压分量us*M、us*T。通过Park逆变换,us*M和us*T转化为与逆变器输出的电压空间矢量具有相同坐标系的电压分量u*sα和u*sβ,最后采用SVPWM技术,产生逆变器开关导通状态的PWM波形,通过逆变器的变频控制,达到电机调速的目的[11,12,13]。
3.2 任意两相旋转坐标系MT上转子磁链的电流模型
两相旋转坐标系上转子磁链的电流模型如图4所示。
由图4可知,定子三相电流isa、isb、isc经Clark变换可得MT坐标系上的电流is M和is T,再借助式(3)、(4)可得ωsl和ψr,将ωsl和ψr加上实测转速ω,可得定子频率信号ωs,再将ωs进行积分运算可得转子磁链相位角θ。该计算模型具有较高的计算准确度,且适合计算机的实时计算。
4 仿真分析
整个系统的仿真模型主要包括速度控制器、电流控制器、IGBT逆变器、异步电机和反馈电路。其参数如下:额定相电压220 V、额定频率为50 Hz,定子电阻为0.087Ω、定子漏感为0.8×10-3H,转子电阻为0.228Ω,转子漏感为0.8×10-3H、励磁电感为34.7×10-3H、转动惯量为0.862、极对数为2。
为了验证仿真模型的有效性,进行了如下仿真实验:电机在负载转矩TL=300 N·m启动,给定转速为n*=500 r/min;当t=1.5 s时,转速达到1000 r/min;当t=2 s时,加负载转矩TL=500 N·m。仿真结果如图5~8所示。
从图5~8可以看出,电机的转速能够快速到达稳定,1 s转速指令增大后,电机仍然以恒转矩方式加速,直至达到新的转速值。2 s后负载转矩由300 Nm变为500 Nm,响应速度较快,且转矩的波动幅值较小,具有良好的动态性能。
5 结语
本文介绍了典型的电动汽车驱动系统的组成及工作原理,重点分析了异步电机矢量控制技术在电动汽车驱动系统中的应用,建立了矢量控制的数学模型,设计了控制系统结构图。利用Matlab/Simulink工具箱,搭建了异步电机直接矢量控制系统的仿真模型,并进行仿真实验。其结果验证了该控制模型具有良好的静态、动态性能。
摘要：针对电动汽车快速发展的现状,研究了电机驱动及其控制技术在电动汽车中的应用,并介绍了异步电机矢量控制理论及空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)原理,推导了异步电机在两相静止坐标系和同步旋转坐标系下的数学模型。在Matlab/Simulink下建立了基于SVPWM的异步电机矢量控制仿真模型,进行了仿真实验。结果表明,异步电机定子电流、转矩波动小,转速响应较快,系统具有良好的静态、动态性能,可为实际电动汽车电机驱动控制系统的设计提供理论支撑。
矢量控制驱动 篇7
I———电机电流;
IN———电机额定电流;
Ist———电机启动电流;
n0———电机同步转速;
nd———电机转速;
nm———电机临界转速;
n'm———电机发电状态下的临界转速;
nN———电机额定转速;
p———电机的极对数;
s———电机的转差率;
sm———电机的临界转差率;
s'm———电机发电状态下的临界转差率;
sN———电机额定转差率;
T———电机转矩;
Tmax———电机的最大转矩;
TN———电机额定转矩;
Tst———电机启动转矩;
U———电机的相电压;
ωd———机械角速度。
随着工业技术的不断发展, 煤炭、石油及化工等行业对生产运输的需求不断提高, 大量长距离、大运量、大功率的带式输送机被投入使用。由于单台电机所能提供的驱动力有限, 大型带式输送机通常采用多台电机驱动的方式。在多台电机的同步驱动过程中, 关键问题是电机之间的功率平衡控制。功率平衡的最终目标是实现系统的稳态平衡与动态平衡[1]。稳态平衡是指系统在稳态运行时电机的输出功率按理想的牵引力比例分配, 电机之间负载率保持一致。不出现单台电机长时间过载或者欠载的现象。动态平衡是指系统在启动、停止或加减速的过程中每台电机同时平衡出力, 尤其是当带式输送机满载时, 每台电机逐渐加速至最大驱动力, 实现满载启动。
影响电机功率平衡的主要因素有电机的参数、输送带的刚度、传动装置的传动比和效率、驱动滚筒之间的阻力、运行总阻力及滚筒半径等[2]。这些因素在设备选型之后也就确定了下来, 但在带式输送机运行的过程中, 电机的工作特性会发生变化, 滚筒表面的粘着物、运行过程中的磨损都会导致滚筒直径的变化。这些动态因素难以预计, 所以需要依靠控制手段来进行调整, 从而提高系统的稳定性。 (1)
由于变频器具有调速范围宽、精度高、调速平滑、稳定可靠及节能效果显著等特点, 变频驱动逐渐取代传统的液力耦合、液阻及电磁阀等设备, 成为带式输送机驱动的主要选择。笔者针对双电机变频驱动的矢量控制系统, 提出了一种基于耦合补偿的电机功率平衡控制策略。
1 功率平衡控制的原理
1.1 三相异步电动机的固有特性
三相异步电动机的固有机械特性如图1所示。A为启动点:nd=0 (s=1) , T=Tst, Ist= (4~7) IN;B为额定工作点:nd=nN (s=sN) , T=TN, I=IN。P为电动最大转矩点:nd=nm, s=sm, T=Tmax;P'为发电最大转矩点:nd=n'm, s=s'm, T=-Tmax;H为同步转速点, nd=n0 (s=0) , T=0[3]。
三相异步电动机输出功率P2、机械角速度ωd和输出转矩T的关系如下:
当电机为电动状态时:
将式 (2) 、 (3) 代入式 (1) 可得:
其中nc=n0-nm。
三相交流异步电动机转速nd、滚筒转速ng、滚筒半径R、带速v以及电机与驱动滚筒之间的传动比ic具有如下关系[4]:
而输送带的带速v与时间间隔t内通过某点的输送带长度l、输送带处于自然态时的带速v0、输送带与驱动滚筒相遇点的张力S以及输送带 (胶带) 的拉伸刚度E0有以下关系:
将式 (5) 、 (6) 代入式 (4) , 且由于胶带的拉伸刚度E0很大, 即, 得到电机功率与同步转速的关系为:
由此可以看出, 电机的功率P与参数Tmax、ic、v0、R、n0、nc有关, 其中ic、R在设备选型之后是固定不变的, Tmax、nc对于同一型号的电机来说近似不变, 可以看成定值, 而v0在正常运行期间也是固定常数, 所以电机的功率主要取决于变量n0的大小。
式 (7) 对n0求导得:
忽略胶带的拉伸形变时, v=v0, 由式 (5) 可得n0πR-30icv0=πR (n0-nd) 。由三相异步电动机的固有机械特性可知, nd≥nm, 求导符号为正, 电机的功率与n0成正比。
1.2 三相异步电动机的变频调速特性
带式输送机为恒转矩负载, 在变频器采用恒转矩方式进行调速时, U/f为定值, 即对于同一转矩, 在变频调速时, 转速降Δn近似不变。图2为异步电动机恒转矩变频调速时的机械特性, 其中f1>f2>f3, 在输出转矩Tl不变的前提下, 电机的同步转速n0和输出转速n随着频率的降低而不断减小。
三相交流异步电动机同步转速n0与频率f具有以下关系[5]:
将式 (8) 代入式 (7) 并对f求导, 判断正负方法同前所述, 结果为正。
当电机处于发电状态时, s<0, T<0, 同时s'm=-sm, T'max=-Tmax。所得结果为正, 电机的功率与变频器的输出频率成正比。
2 功率平衡控制策略
基于耦合补偿的功率平衡策略采集了每台电机运行参数的变化量, 在分析其差异性的基础上对每台电机都进行给定参数的补偿。这种策略不仅考虑了单驱动系统给定转速与实际转速之间的跟踪误差, 还考虑了各电机之间的同步误差。当受控的任何一台电机运行状态发生变化时, 都会对整个系统产生反馈作用。以两台电机驱动为例, 当两者的控制量之差超过预设阈值时, 控制器同时对其进行补偿, 极大地提高了系统的控制精度, 削减了稳态误差, 其结构如图3所示。
实现功率平衡的前提是驱动电机工作在同一状态下。若带式输送机为平运带或者上运带, 电机应该同为电动状态。如果两台电机的电流极性不一致, 应将控制发电状态电机的变频器频率增大, 将其带入电动状态。若带式输送机为下运带, 电机应该同为电动或者发电状态。当两台电机的电流极性不一致时, 比较两台电机的电流绝对值。当电动状态的电机电流绝对值较大时, 说明带式输送机相对于电机是负载, 需要正牵引力, 因此将控制发电状态电机的变频器频率增大, 将其带入电动状态。当工作在发电状态下的电机电流绝对值较大时, 说明输送机带动电机转动, 需要制动力, 因此将电动状态下的电机频率减小, 将其带入发电状态, 再进行功率平衡控制[6]。
当两台电机进入相同的工作状态时, 检测两台电机当前的工作电流、转速和变频器的给定转速。补偿器利用电流差值计算出速度补偿, 对两个变频器的给定转速进行修正, 以此作为两台变频器新的给定转速, 控制两台电机协调运行。为了防止带式输送机打滑, 系统依据频率调整系数进行限幅。当调节增量超出范围时, 将不对变频器进行给定转速的调节[7]。
3 双机功率平衡控制系统仿真
矢量控制的原理是通过对三相异步电动机的控制量进行坐标变换, 实现转矩的解耦控制, 从而模拟直流调速的方法对异步电机进行调速。功率平衡控制的仿真实验是基于带有电流、转速、磁链闭环控制的矢量控制系统。根据耦合补偿的双电机矢量控制功率平衡策略, 利用Matlab/Simulink工具箱搭建控制系统模型进行仿真。仿真模型主要包括三相异步电机的矢量控制系统、差值比较模块、补偿计算模块和动态负载模块。
在实际工程中, 为实现同步驱动, 两个子驱动系统通常选择同样型号的设备以保证参数统一。理论上, 驱动滚筒之间的牵引力理想分配比为1。但是由于制造及安装等方面存在误差, 电机的拖动特性很难完全一致。为模拟实际情况, 仿真实验中采用的电机在参数上取值不同, 以验证控制策略的有效性。
两台电机的给定转速均为1 400r/min, t=0s时电机空载启动, t=0.3s时启动完成, 转矩降为零。t=0.5s时, 给两台电机分别加以50N·m和70N·m的负载, 此时功率出现不平衡, 电流、转矩和转速均出现差值。t=0.9s时功率平衡控制模块投入使用, 两台电机逐渐同步, 输出转矩和电流基本保持一致, 输出功率达到平衡, 过程曲线如图4、5所示。
4 功率平衡控制的实现
带式输送机由头部两台变频电机拖动, 电机采用同一型号, 变频器均为ABB公司的ACS510-01-09A4-4, 均选择速度闭环矢量控制模式[8]。头部柜的S7-300PLC为主站, 两台变频器为从站, 通过CP342-5模块建立连接。变频器进行参数设置后将电流、转矩及转速等参数通过Profibus-DP通信方式上传至S7-300, PLC自动调用其内部的功率平衡模块, 将参数处理后分别下发至两台变频器, 从而有效进行调速, 实现功率平衡, 系统结构如图6所示。
现场测试后, 带式输送机的两台驱动变频器反馈回来的转矩稳态误差为0.19%, 转速稳态误差为0.10%, 电流稳态误差为0.38%, 均能够保持在5%的误差范围以内, 同步精度较高, 且实时性和抗干扰性较强。启动、停止或者加减速时两台电机都可以平稳同步运行, 能够满足带式输送机的功率平衡要求。
5 结束语
针对矢量变频多驱动带式输送机的功率平衡问题, 提出了一种基于耦合补偿的控制策略。在变频调速理论分析的基础上, 利用Matlab软件建立了双驱动矢量变频控制系统。仿真结果表明:无论是静态还是动态, 两台电机都能够实现功率平衡。同时, 基于真实环境对控制策略进行测试, 证明基于耦合补偿的控制方法能够有效提高两台电机的同步精度, 满足带式输送机系统对功率平衡的要求。
参考文献
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矢量控制驱动 篇8
异步电机运行时极易受温度、磁饱和以及运行的频率的影响,定、转子电阻受温度变化而变化使得磁链计算与实际存在偏差。同时,导致了转矩和磁链的稳态误差和瞬态振荡[2]。由于滑模控制器设计时与参数及扰动无关,这就使得滑模控制具有快速响应、对参数变化及扰动不灵敏[3]。因此,提出一种基于转子磁链滑模控制器的异步电机矢量控制方案,通过这个摆脱磁链调节对电机参数的依赖,提高异步电机的转矩和转速动静态性能。
1 异步电机数学模型
异步电机在系统中实现MT同步坐标,转子磁场定向是将M轴与转子磁场方向重合[4,5],在转子磁场定向矢量控制下,,可得按转子磁场定向的电压基本方程式为:
M-T同步坐标系的磁链方程为:
利用上式对定子电压解耦得
可知通过usT、us M分别控制is T、is M,必须加上电压补偿量us Tc、us Mc。
上述公式字母含义:p积分因子,Ls定子电感,Lm互感,Lr转子电感,Rs定子电阻,Rr转子电阻,ωs定子角速度,ωr转子角速度,ωsl转差角速度,Tr= LrRr转子时间常数,Ts= LsRs定子时间常数,漏感系数。
2 滑模控制器的设计
2.1 滑模控制原理
滑模控制(Sliding Mode Control,SMC)是一种变结构的控制策略。这种控制策略与常规控制的根本区别在于控制的不连续,即一种使系统“结构”随时间变化的开关特性。该控制特性可以迫使系统在一定特性下沿规定的状态轨迹做小幅度、高频率的上下运动,即所谓的滑动模态或“滑模”运动。这种滑动模态是可以设计,且与系统的参数及扰动无关。这样,处于滑模运动的系统就具有很好的鲁棒性[6]。
2.2 滑模控制器的设计
由式(3)可知磁通调节器传递函数为
ψr M用è代替可简化为
设计滑模函数为
c满足Hurwitzt条件,及c >0 。跟踪误差:
è*为指定磁链信号, è 为转子磁链信号。
定理1.在磁通调节器(7)下,系统(8)稳定。
证明:构造如下lyapunov函数:
为了使该系统具有很好的鲁棒性采用指数趋近律设计,则有
根据lyapunov稳定性理论知, 为了保证,设计滑模控制率为
3 控制系统及仿真结果
图1 所示为异步电机矢量控制系统框图,控制系统主要包括:转矩调节器、转速调节器、磁链调节器、矢量逆变器、电压补偿和磁链、转矩和空间角度计算模块。
为了验证滑模控制器对异步电机性能的改善,建立了MATLAB/Simulink仿真模型,仿真参数见表1。
通过突变负载模拟外界干扰分别对SMC控制系统与PI控制系统性能的影响:给定转速是90rad/s,初始转矩是0 N.m,在0.4s时突加300N.m, 在0.65s减为负100N.m,在0.8s时增加150N.m,仿真结果见图3。由图3 可知,转矩在0.02就趋近稳定,矢量控制具有较好动、静态性能。在0.8s时,PI控制系统的转矩有明显的波动;而SMC控制系统转矩几乎保持恒定,说明具有良好的鲁棒性。故仿真结果验证SMC控制系统对外部干扰表现出较好的鲁棒性和抗干扰能力,能提高异步电机的转矩动静态性能。
通过改变电机参数值模拟内部参数变化分别对SMC控制系统与PI控制系统性能的影响:增加转动惯性和定子电阻到原值200%,转子电阻到原值120%,他条件不变,仿真结果如图4 和图5。由图4 知,SMC控制系统角速度波形更接近给定角速度、超调量小。由图5 可知:PI控制系统明显发生震荡,而SMC比较稳定。故仿真结果验证SMC控制系统对电机内部参数变化表现出较好的鲁棒性和抗干扰能力,能提高异步电机的转矩和转速动静态性能。
4 结论
电机矢量控制方法研究 篇9
矢量控制技术按照获得磁链的不同方式大致可分为两种:直接和间接方式。直接方式的实现依赖于直接测量或对转子, 定子, 气隙磁链矢量的幅值和位置的估算。传统的直接矢量控制策略使用检测线圈, 具有抽头的定子绕组或霍尔效应传感器对磁通进行检测, 但由于电机结构或散热的需要就会产生一定的限制, 但随着目前高速DSP的不断面世, 在一个PWM周期内, 实现负载的控制及磁链估算应成为可能, 所以近年来基于磁链观测器的直接方式由重新得到了人们的重视。而间接方式则使用电动机模型, 例如对于转子磁通定向控制, 它利用了固有的转差关系。与直接的方法相比, 间接方式对电机参数有较高的依赖性。多数场合使用间接策略, 因为这会使硬件电路相对简单并且在低频下也具有较好的总体性能, 但是由于包含了会随着温度, 饱和度和频率变化而变化的电机参数, 所以需要研究不同的参数自适应方法。
2 交流电机矢量控制方法
2.1 转差频率矢量控制方法[1]
此种控制方法的出发点是, 异步电机的转矩主要取决于电机的转差频率。在运行状态突变的动态过程中, 电机的转矩之所以出现偏差, 是因为电机中出现了暂态电流, 它阻碍着运行状态的突变, 影响了动作的快速性, 如果在控制过程中, 只要能使电机定子、转子或气隙磁场中有一个始终保持不变, 电机的转矩就和稳态时工作一样, 主要由转差率决定, 按照这个想法, 在转子磁通定向矢量方程中, 如果仅考虑转子磁通的稳态方程式, 就可以从转子磁通直接得到定子电流m轴分量的给定值, 再通过对定子电流的有效控制, 就形成了转差频率矢量控制, 避免了磁通的闭环控制, 这种控制方法也称为问接磁场定向矢量控制, 不需要实际计算转子磁链的幅值和相位, 用转差频率和量测的转速相加后积分来估计磁通相对于定子的位置, 结构相对比较简单, 所能获得的动态性能基本上可以达到直流双闭环控制系统的水平, 得到了较多的推广应用。
2.2 气隙磁场定向矢量控制方法[2,3]
气隙磁场的定向控制就是将旋转坐标系的d轴定向于气隙磁场的方向, 此时气隙磁场的q轴分量为零。如果保持气隙磁通的d轴分量恒定, 转矩直接和q轴电流成正比。因此通过控制q轴电流, 可以实现转矩的瞬时控制, 从而达到控制电机的目的。
2.3 定子磁场定向矢量控制方法
定子磁场定向的矢量控制方法, 是将旋转坐标的d轴放在定子磁场方向上, 此时, 定子磁通的q轴分量为零。如果保持定子磁通恒定, 转矩直接和q轴电流成正比, 从而控制电机。定子磁场定向控制使定子方程大大简化, 从而有利于定子磁通观测器的实现。然而此方案在进行磁通控制时, 不论采用直接磁通闭坏控制, 还是采用间接磁通闭环控制, 均须消除耦合项的影响。因此, 需要设计一个解耦器, 对电流进行解耦。
2.4 转子磁场定向矢量控制方法
转子磁场定向的矢量控制方法是在磁场定向矢量控制方法中, 将d, q坐标系放在同步旋转磁场上, 将电机转子磁通作为旋转坐标系的d坐标轴。若忽略由反电动势引起的交叉藕合, 只需检测出定子电流的d轴分量, 就可以观测转子磁通幅值。当转子磁通恒定时, 电磁转矩与定子电流的q轴分量成正比, 通过控制定子电流的q轴分量就可以控制电磁转矩。因此称定子电流的d轴分量为励磁分量, 定子电流的q轴分量为转矩分量。可由电压方程d轴分量控制转子磁通, q轴分量控制转矩, 从而实现磁通和转矩的解耦控制。
3 矢量控制方法比较
上述的控制方法是目前应用较多且比较成熟的控制方法。由于各自基于不同的思路, 有着各自的优缺点。
3.1 转差频率矢量控制方法
如果使电机的定子、转子、或气隙磁场中一个保持不变, 电机的转矩就由转差要决定。因此, 此方法主要考虑转子磁通的稳态方程式, 从转子磁通直接得到电流d轴分量, 通过对定子电流的有效控制, 形成了转差矢量控制, 避免了磁闭环控制, 不需要实际计算转子磁链的幅值和相位, 用转差率和量测的转速相积分来计算磁通相对于定子的位置。此方案结构简单, 所能获得的动态性能基可以达到直流双闭环控制系统的水平。但是间接磁场定向控制中对转子时间常较敏感, 当控制器中出现某个参数不正确时, 计算得出的转差率也不正确, 得磁通旋转角度将出现偏差即是定向不准的问题。磁通和转矩瞬时误差表现为一阶暂态过程, 其衰减时间常数为τr, 振荡衰减会比较慢, 而且不正确的稳态转差也将导致稳态的转矩误差, 严重影响了系统性能, 同时还会引起电机的额外发热和效率降低。这种控制方法不适合于高性能的电机控制系统。
3.2 气隙磁场定向矢量控制方法
此方法中磁通和转差存在耦合关系, 需要增加解耦器, 这使得比转子磁通的控制方式要复杂, 但是具有一些状态能直接测量的优点如气隙磁通, 保持气隙磁通的, 从而使转矩与q轴电流成正比, 直接对q轴电流控制, 达到控制电机的目的。同时电机磁通的饱和程度与气隙磁通一致, 故基于气隙磁通的控制方法更适合处理饱和效应。
3.3 定子磁场定向矢量控制方法
此方法是通过保持定子磁通不变, 控制与转矩成正比的q轴电流, 从而控制电机。在一般的调速范围内可利用定子方程作磁通观测器, 易于实现且不包括度变化非常敏感的转子参数, 可达到相当好的动静态性能, 同时控制系统结构简单。但是, 此方法和气隙磁场定向的矢量控制一样, 需要对电流进行解释。
以定子电压作为测量量, 容易受到电机转速的影响。在低速时由于定子电阻压降占端电压大部分, 使反电动势测量误差较大, 导致定子磁通观测不准, 影响系统性能。定子磁场定向的矢量控制系统适用于大范围弱磁运行的情况。
3.4 转子磁场定向的矢量控制方法
交流电机的转矩与定转子旋转磁场及其夹角有关, 要控制好转矩, 必须精确检测和控制磁通, 在此方法中, 检测出定子电流的d轴分量, 就可以观测出转子磁链的幅值, 当转子磁链恒定时, 电磁转矩和电流的q轴分量成正比, 忽略反电动势引起的交叉耦合, 可以由电压方程d轴分量控制转子磁通, q轴分量控制转矩。转子磁场定向的矢量控制方法的缺点是磁链闭环控制系统中转子磁通的检测精度受转子时间常数的影响较大, 降低了系统性能。但它达到了完全的解耦控制, 无需增加解耦器, 并且不存在静态稳定性限制的条件, 控制方式简单, 具有较好动态性能和控制精度, 故应用最为广泛。
4 结论
比较四种矢量控制方法可以看出, 转子磁场定向的矢量控制方法是三相异步电动机矢量控制中基本的最常用的控制方法, 可以实现励磁电流分量、转矩电流分量二者完全解耦, 但是, 转子磁场定向受转子参数变化的影响较大, 一定程度上影响了系统的性能。气隙磁场定向、定子磁场定向, 很少受参数时变的影响, 在应用中, 当需要处理饱和效应时, 采用气隙磁场定向比较合适;当需要恒功率调速时, 采用定子磁场定向方法更为适宜。另外在性能要求不高的电机控制系统, 采用转差频率矢量控制方法, 无论是成本还是操作, 都是非常合适的。
摘要：介绍了四种异步电机矢量控制方法, 分析了各种方法的优缺点, 指出各种方法的适用场合。
关键词：异步电机,矢量控制,方法
参考文献
[1]彭伟发, 徐晓玲, 邹娟.转差频率矢量控制仿真研究[J].华东交通大学学报, 2009, 26 (1) .
[2]王成元, 夏加宽, 杨俊友等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.
异步电动机矢量控制特性研究 篇10
交流调速技术在国家建设和社会发展中发挥了越来越重要的作用,近年来一直是国内外很多大公司和高校研究的热点。当前交流技术研究和讨论的焦点是变频器矢量控制和直接转矩控制技术。两者都是在交流异步电动机高性能变频调速装置中得到广泛应用的两种控制方案,并且都已经普遍应用到实际的变频产品中。然而,据非官方资料统计,中国大陆有近十亿元的变频器市场,其中有八成是国外产品的天下。进口变频器虽然性能好,但价格不菲。因此,开发研究高性能的国产交流变频调速产品势在必行[1,2],并且应具备性价比高、操作简便、高效节能、运行可靠等性能特点。
本文从异步电动机变频调速原理入手,结合变频调速矢量控制策略,基于Matlab/Simulink工具箱,搭建了异步电动机矢量控制变频调速系统仿真模型,并设置了多种电机运行状态,对电机的空载、加载、加速、减速等动态特性进行仿真研究。
1 异步电动机变频调速系统原理
变频调速是一种典型的交流电动机高速调速方法,它既适用于异步电动机,也适用于同步电机。交流电动机采用变频调速不但能无级调速,而且能根据负载的不同运行在高效率区,通过适当调节电压与频率之间的关系,可使电机始终保证良好的动态性能。在各种异步电动机调速系统中,效率最高、性能最好的系统是变压变频调速系统。在变压变频调速系统中,在改变电动机的转速时,必须同时调节定子电压和频率,在这种情况下,机械特性基本上平行移动,而转差功率不变,它是当前交流调速的主要发展方向。长期以来,变压变频调速虽然以其优良的性能受到瞩目,但因为主要缺乏理想的变频装置而未得到广泛的应用。直到电力电子开关器件问世以后,各种静止式变压变频装置得到迅速的发展,而价格逐渐降低,才使变压变频调速系统的应用与日俱增[3,4]。
异步电动机同步转速,即旋转磁场的转速为:
式(1)中:n0为同步转速;f1为定子频率;pn为极对数。
而异步电动机的轴转速为:
式(2)中:s是异步电动机的转差率,s=(n0-n)/n0。
对异步电动机进行调速控制时,希望电动机的主磁通保持额定值不变。磁通太弱,铁心利用不充分,同样的转子电流下,电磁转矩小,电动机的负载能力下降;磁通太强,则处于过励磁状态,使励磁电流过大,这就限制了定子电流的负载分量,为使电动机不过热,负载能力也要下降。异步电动机的气隙磁通(主磁通)是定、转子合成磁动势产生的,下面说明怎样才能使气隙磁通保持恒定。
电动机进行变频控制是根据电动机的特性参数及电动机运转要求,对电动机提供电压、电流、频率进行控制达到负载的要求。目前,变频控制的控制方式大体可分为U/f恒定控制,即恒压频比控制;转差频率控制;矢量控制;直接转矩控制;非线性控制;自适应控制;滑模变结构控制;智能控制等。前四种已获得成功应用,并有商品化产品。
矢量控制,也称磁场定向控制。矢量控制变频调速的做法是将异步电动机在三相坐标系下的定子交流电流Ia、Ib、Ic,通过三相-二相变换,等效成两相静止坐标系下的交流电流Iα、Iβ,再通过按转子磁场定向旋转变换,等效成同步旋转坐标系下的直流电流Id、Iq(Id相当于直流电动机的励磁电流;Iq相当于直流电动机的电枢电流),然后模仿直流电动机的控制方法,求得直流电动机的控制量,经过相应的坐标反变换实现对异步电动机的控制。
三相ABC坐标系到两相αβ0静止坐标变换,称为Clarke变换,可由下式得到:
式(3)中,C3s/2s为Clarke变换矩阵。
两相αβ0坐标系到两相dq0坐标系的变换,是一种矢量旋转变换,称为Park变换,可由下式得到:
式(4)中,P2s/2r是Park变换矩阵。
2 异步电动机矢量控制策略
电压幅值和频率的调制方式大体有两种,PAM或PWM。系统若采用PAM调制方式,即直流部分采用可控整流器调节电压幅值,由逆变器来完成调频。这种方法有三个缺点:一是中间直流电路采用大惯性环节滤波,电压调节速度缓慢;二是使用可控整流器,对电网产生谐波污染,网侧功率因数降低,电压和频率调得越低,功率因数也越低;三是输出为矩形波或阶梯波,含有一系列的(6k士1)次谐波。
然而,采用PWM方法控制逆变器功率开关元件的通、断时可获得一组等幅而不等宽的矩形脉冲序列,改变矩形脉冲的宽度即可改变输出电压的幅值,改变调制周期可以改变输出频率,这种方法可以完全克服上面的缺点。调压和调频都在逆变器内实现,与中间直流环节无关,因而加快了调节速度,改善了动态性能。由于输出等幅脉冲,只须直流电源供电,可采用不控整流桥代替可控整流,这使电网侧的功率因数接近于1。采用PWM逆变器,能够抑制或消除低次谐波,加上使用自关断器件(IGBT),开关频率的大幅度提高,输出波形可以非常接近正弦波形,减小了电机的谐波损耗并且减轻了转矩脉动,大大扩展了传动系统的调速范围,提高了系统的性能。
本文采用速度闭环的矢量控制变频调速方式来搭建异步电动机变频调速系统,图一为本文所采用的控制方案的结构框图[5,6]。
图一所示的系统由检测装置、整流逆变装置、异步电动机、DSP控制器组成。其中,检测装置完成电流、速度信号的检测;DSP控制器完成检测信号的处理,实现数字化的速度调节器、矢量变换以及逆变器驱动SPWM信号的计算。
采用此方案主要基于以下两点原因:
一是高性能DSP芯片的发展,为矢量控制的实现提供了很好的物质条件,能实现控制系统的全数字化,同时保证控制的实时性和快速性,确保整个系统的稳定性和可靠性。
二是有些DSP芯片,如TI公司开发的TMS320C2000系列电机控制专用芯片,内置有专门的PWM发生器模块,能很方便的实现SPWM,使得闭环的控制方案简单易行。
3 异步电动机变频调速系统建模及仿真
在仿真中所用到的参数如表一所示,仿真模型如图二所示。
为了充分验证异步电动机变频调速系统的性能,仿真过程中设置多种异步电动机的运行状态,包括:空载起动、空载起动后加速、空载起动后加载、空载起动后减速四种运行状态。
从仿真结果中,得到各种运行状态下异步电动机的转矩曲线、速度响应曲线,以及A相电流变化曲线等结果,观测异步电动机各种运行状态下矢量控制性能。
仿真1:空载起动,给定速度120rad/s。仿真结果见图三。
由图三可以看出,电机空载起动时,转矩和电流的冲击均较大,速度有一个超调。但转矩和速度的响应速度很快,能很快达到给定速度。
仿真2:空载起动,初始给定速度120rad/s,0.2s时改变速度为160rad/s。仿真结果如图四所示。
由图四可以看出,电机空载启动后,达到给定速度120rad/s。此时,改变给定速度为160rad/s后,电机能快速加速至给定值。
仿真3:空载起动,1.2s加载200N.m,给定速度120rad/s。仿真结果如图五所示。
由图五可以看出,电机空载启动后,加载200Nm,转矩迅速响应,达到给定值,速度跟随负载的增加而降低,电流随负载的增加而增加。
仿真4:空载起动,1.2s时加载200N.m,初始给定速度120rad/s,0.2s时改变速度为160rad/s。仿真结果如图六所示。
由图六可以看出,电机空载启动后加载,并改变给定速度,电机的转矩和速度响应能很快达到给定值。
由以上仿真结果可以看出,转矩和速度响应曲线与理论分析是一致的,且均能很快地达到给定值,响应速度快;电流曲线以近似正弦的规律变化,与理论分析相符。由此可以说明,本文所设计的变频调速系统具有较好的调速性能,是正确可行的。
4 结束语
本文在分析异步电动机变频调速原理的基础上,结合变频调速矢量控制策略,借助于Simulink仿真环境,搭建了异步电动机矢量控制变频调速系统仿真模型,并设置了多种电机运行状态进行仿真,对电机的空载、加载、加速、减速等动态特性进行研究,得到了大量丰富可行的数据,验证了所设计的变频调速系统的正确性和可行性。
摘要：本文针对异步电动机变频调速原理,结合变频调速矢量控制策略,基于Matlab/Simulink工具箱,建立了异步电动机矢量控制变频调速系统仿真模型,对异步电动机的矢量控制特性进行研究。设置了多种电机运行状态,对电机的空载、加载、加速、减速等动态特性进行仿真研究,验证了所建立的仿真模型的正确性和可行性。
关键词：异步电动机,矢量控制,特性研究
参考文献
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