电流互感器的成本控制

关键词： 劳动效率 清洗 人工 车辆

电流互感器的成本控制（精选十篇）

电流互感器的成本控制 篇1

为了适应公交系统的需求, 设计了采用PLC控制的五刷全自动洗车机。在洗车机的开发过程中, 刷子与车身的距离一直是一个比较难以控制的参数, 经过反复实验, 我们选择了采用电流互感器对刷子旋转电机的电流进行监控以保证刷子和车身处于一个准确的位置。本文所介绍的就是这种用单片机进行控制的电流互感器控制系统。

1 系统功能分析及参数说明

在开始的时候, 我们考虑采用电流互感器加普通的电路来实现控制。通过电流互感器检测刷子的旋转电机电流, 互感器采集到的信号经过处理后通过比较电路进行比较, 当检测值小于比较值A1时控制微继电器接通, 向PLC输出一个“1”信号指导控制系统动作;当检测值大于比较值A2时使微继电器断开, 将给PLC的“1”信号变为“0”。为了防止刷子频繁进退, 在系统中设置了死区, 即让A1小于A2, A1和A2的设定通过电路板上的电位器实现现场调整。但是在实际的实验中, 发现了这一系统存在以下问题:a、由于系统采用了模拟元件, 特别是对于比较值的设定采用了模拟元件, 这些元件在工作中会随环境变化发生变化, 所以实际的工作状态是不稳定的;b、用于控制刷子旋转的电机本身是一个模拟设备, 每次工作的状态都不确定;c、刷子上带的水量在每次工作过程中都不确定, 造成了设定好的比较值在不同时候并不真正代表了刷子距车身的最佳位置。

为了解决这些问题, 我们提出了采用单片机对电流互感器进行控制并与PLC进行交互, 动态地采集各元件信息, 保证刷子距离车身的最佳距离。系统及参数说明如下:

(1) 、控制系统能够直接使用洗车机控制柜中的直流电源 (即控制系统与用于检测其他车体信息的传感器共用一个开关电源) ;

(2) 、系统采用AT89C52单片机进行控制;

(3) 、控制系统中需要设定的参数采用微动开关进行设置;

(4) 、具体的参数设定值采用数码管显示, 该数码管在系统正常工作时也能够显示系统的工作状态;

(5) 、控制系统采用继电器输出简单的开关信号以控制PLC的动作, 同时控制系统能够与PLC进行交互;

(6) 、采用贴片元件焊接;

(7) 、预留与计算机的接口, 可以动态地调试程序。

2 系统控制方案介绍

系统结构框图如图1所示。

系统采用了电流互感器来检测刷子旋转电机的工作电流, 当刷子靠上车身后, 刷子与车身之间的距离越近, 电流就越大, 本系统正是利用这一特点来检测刷子与车身之间的距离。电流互感器的检测信号送单片机进行处理, 并与程序计算出的设定值进行比较, 当检测值大于限设定值时通过继电器向PLC输出控制信号, 同时系统也能够与PLC进行交互。控制系统的参数通过微动开关进行设定并通过控制板上的数码管显示设定的情况, 设定过程中, 先通过微动开关上下选择到要设置的参数, 然后对该参数进行加减调整。在洗车机工作时, 数码管用来显示该传感器的工作状态。电路板上预留了与计算机的接口, 可以在线调试程序。

3 系统硬件设计

键盘及LED显示部分采用ZLG7290I 2 C接口键盘及LED驱动器芯片。ZLG7290键盘/LED驱动器是周立功公司针对仪器仪表行业的需要自行研制的一款芯片。该芯片能自动完成8位LED数码管的动态扫描和 (最多) 64按键检测扫描, 大大减轻单片机的用于显示/键盘的工作时间和程序负担, 可使集中资源用于信号的检测和控制。由于采用I2C总线方式使得芯片与单片机间的通讯只用2个I/O口便可完成, 节省了单片机有限的口资源。该芯片为工业级芯片, 抗干扰能力强, 在工业测控中已有大量应用。键盘及LED显示部分原理图如图2所示。

系统还包括电流检测电路、控制PLC电路、时钟电路、报警电路等。整个系统的原理图如图3所示。

4 系统软件设计

为了解决将比较值设置成固定值导致工作点不稳定的问题, 在软件设计中, 我们特意将比较值设计成一个变化的值。即对旋转电机进行简单的建模, 先找出其工作时电流变化的规律。在系统工作时, 当PLC控制程序要求刷子开始工作时, 先让旋转电机启动 (这时对刷子喷水但刷子并未接触车身, 处于空转状态) 并稳定一个短暂的时间, 让电流互感器采集到该时刻电机的空转电流, 然后根据预先找出的电流变化规律计算出刷子距车身最佳距离的设定值, 这时单片机向PLC发出信号, PLC可以让刷子靠近车身。当电流值达到设定值后单片机向PLC发出信号让刷子停止靠近。控制程序的流程图如图4所示。

5 小结

本电流互感器控制系统由于采用了比较先进的控制算法, 基本解决了原有控制方法存在的问题。目前该电流互感器已经在全自动洗车机上得到了应用, 经过了一年多的试用, 系统运行稳定, 已经满足了全自动洗车机对刷子定位的要求。该系统具有广阔的发展空间和非常好的市场前景。

摘要：为了适应公交系统对车辆的外观清洁需求, 设计了五刷全自动洗车机控制系统。在洗车机控制系统中, 选择了采用电流互感器对刷子旋转电机的电流进行监控以保证刷子和车身处于一个准确的位置。本文所介绍的就是这种用单片机进行控制的电流互感器控制系统, 并给出了电路图和控制流程。

关键词：洗车机,单片机,电流互感器

参考文献

[1]徐贺.在伊郎中标的德黑兰地铁自动洗车机[J].中国铁路.1999, (7) :47～49.

[2]朱德敏.PLC技术在铁路电气化中的应用与发展[J].电气化铁道.2000, (1) :42-44.

电流互感器的成本控制 篇2

恒电位下铜电极电流振荡的延时控制?

采用铜电极的阳极溶解作为研究对象,开展电流振荡的延迟控制方法的研究.调节控制信号中延迟时间及控制系数的大小,延迟时间对电流影响作用明显,观察到周期变长和变短的结果,小延时下振荡周期变大,大延时下周期变小.延时控制也使振荡的.波形产生明显的变化,并使原有的周期振荡呈现出混沌振荡.控制系数对振荡产生不同的影响,呈现出波形分裂、混合振荡等现象.控制系数加大时,这种峰的分裂变得更加强烈,阳极溶解电流产生了混沌振荡.控制后的振荡频率与原有频率有简单的比例关系.文中对延迟控制产生特定波形的机制进行了分析和讨论.

作 者：李学良 鲁道荣 何建波 王华林  作者单位：合肥工业大学化工学院应用化学系,合肥230009 刊 名：物理化学学报  ISTIC SCI PKU英文刊名：ACTA PHYSICO-CHIMICA SINICA 年，卷(期)： 18(3) 分类号：O643.1 O646.54 关键词：铜   阳极溶解   电流振荡   混沌   延迟控制  

基于磁强计的消磁电流控制仪研制 篇3

(上海海事大学航运技术与控制工程交通行业重点实验室，上海 201306)

0 引言

为预防磁性武器攻击和磁性探测，提高舰船的生命力，在舰船上安装消磁系统成为舰船磁性防护的最有效方法.［1］在航行过程中，由于舰船的感应磁性与作用在舰船上的地磁场成正比，所以采用测地磁消舰磁工作原理的消磁系统.为保证消磁装置供电的连续性，要求消磁线圈的电流能够根据舰船磁场随航向、纬度及摇摆状态的变化进行调整，得到有效补偿，因而发展出消磁电流控制仪.［2］

世界各国舰船消磁控制设备种类繁多，但从如何得到舰船坐标系下舰船磁场分量的角度主要可以分为3类:(1)查阅地磁图法.美英海军曾采用此法作为钢铁舰船消磁控制设备的标准控制方式.查阅不同地区的地磁场参数并列表备查，当舰船航行到某区域时，根据当地地磁场数据和舰船的航向实现半自动消磁电流控制.使用此法的设备性能可靠，但不能实现全自动控制.(2)磁场传感器法.利用安装在舰船桅杆的磁强计直接检测作用在舰船上的地磁场.该法可实现消磁电流自动控制，但在钢铁舰船上的抗干扰问题难以解决.所以，美国海军只在非磁性船壳的舰船上安装此类设备.(3)地磁解算法.根据舰船所在的位置，利用“地磁模式组”数学方法计算当地地球磁场.根据舰船的航向和姿态计算投影到舰船坐标系上的地磁分量，实施对消磁系统电流的全自动控制.这类设备能实现全自动调整，且不需要抗干扰调整.但是，它不能对局部异常地磁区域和变化的地磁场作出反应.［3－6］

本文所设计的基于磁强计的消磁电流控制仪通过磁强计实时检测磁场值，并采用计算机数据解算，自动实现抗干扰调整，排除干扰磁场对控制信号的影响，调整供给消磁绕组的消磁电流，使消磁绕组产生与舰船感应磁场形状相同、大小相等、方向相反的磁场进行补偿.

1 消磁电流控制仪的基本工作原理

基本工作原理是测地磁消舰磁.利用安装于舰船上与舰船三轴方向平行的磁强计(三分量磁通门测磁探头)，测量舰船所处位置的磁场值(含地球磁场和舰船磁场)，并进行A/D转换.建立数学模型，利用数据解算得到各磁场分量，排除与地球磁场无关的干扰磁场.再经D/A转换和放大，控制输出与舰船所处位置接收的地球磁场成比例的消磁电流，达到补偿舰船感应磁场的目的.其原理框图见图1.

图1 原理框图

2 排除干扰磁场的算法

由于舰船的感应磁场与作用在舰船上的地磁场成正比，故消磁电流控制仪以地磁场为信号控制消磁绕组电流.但是，安装在舰船上的磁探测器除接收到地磁场以外，同时还接收到其他干扰磁场，需要设法排除.根据干扰磁场的性质和产生原因可以分为固定量和变化量两种，其中固定量一般变化较小且不随舰船姿态变化，而变化量(包括舰船感应磁场、绕组电流产生的干扰磁场以及交叉干扰磁场等)随舰船的姿态和航向的改变不断变化.［2］本文通过对舰船消磁电流和地磁场及各干扰磁场之间关系的分析和相关计算，排除干扰磁场对消磁电流控制信号的影响.

2.1 X和Y分量探头接收的磁场分析计算

安装在舰船上的三分量数据磁强计在任意航向上的X(纵向)和Y(横向)分量探头接收的磁场可表示为

式中:HX和HY分别为X和Y分量磁探头接收的磁场;X(Y)为纵向(横向)探头接收的随余弦(正弦)变化的磁场最大值，即Hd+Xixm(Hd+Yixm)，Hd是地球磁场水平分量，Xixm(Yixm)是舰船纵向感应磁性的的纵向(横向)分量和绕组电流产生的纵向(横向)干扰量;Xy(Yx)为纵向(横向)探头接收的横向(纵向)感应磁性的干扰量，即Y(X)分量对X(Y)分量的交叉干扰(不考虑二次交叉干扰量，因二次交叉干扰一般都很小)，Xym(Yxm)是Y(X)分量对X(Y)分量交叉干扰的最大值;P(Q)为纵向(横向)磁性的固定干扰量，其实是 Xz(Yz)，Xzq(Yzq)，Xp(Yp)的代数和，Xz(Yz)是舰船垂直磁性的纵向(横向)分量，Xzq(Yzq)是垂向绕组产生磁场的纵向(横向)分量，Xp(Yp)是固定磁场的纵向(横向)分量.

在4个主航向上，式(1)和(2)可简化如下:

式中:Hxw(Hxe，Hxs，Hxn)表示西(东、南、北)航向 X分量接收的磁场.实际计算时，纵向磁性的固定干扰量一般采用式(3)和(7)计算，即

横向磁性固定干扰量一般采用式(6)和(10)计算，即

横向磁性对纵向磁性的交叉干扰量可以用式(5)和(9)计算:

纵向磁性对横向磁性的交叉干扰量可以用式(4)和(8)计算:

对于任意航向的横向磁性对纵向磁性的干扰量，应该减去横向固定磁性分量，因此任意航向的横向磁性对纵向磁性的干扰量Xy可以表示为

式中:Kgrxy为比例系数.

以东航向为例

将式(15)代入式(1)，得

以纵向为例，任意航向纵向绕组电流可表示为

式中:Kx为比例系数(电场/磁场，即电路接收到单位磁场后应输出的电流值).当Ix已知时，结合主航向上所测磁场的数据，可以计算出Kx.

2.2 Z分量探头接收的磁场分析计算

Z分量探头接收的磁场

式中:Zd为地球磁场垂直分量;Ziz(Zix，Ziy)为舰船垂直(纵向、横向)感应磁性磁场的垂直分量;Zzq(Zxq，Zyq)为舰船垂直(纵向、横向)绕组产生磁场的垂直分量;Zp为舰船固定磁场的垂直分量.

因为Ziz，Zzq和Zp在某一航区是固定不变的，三者很难区分开来，在某一纬度区，可以把它们作为固定数处理.设

Z分量探头随航向角变化接收的磁场可改用下式表示:

在4个主航向上，式(18)可简化成

由式(20)和(22)得纵向对垂向的最大干扰量

由式(21)和(23)得横向对垂向的最大干扰量

Zx分量是纵向磁性对垂向磁性的干扰量，与航向角有关，以北航向为例:

式中:Kzx为纵向对垂向磁性干扰量的比例系数.Zx可由主航向测量的数据计算得到

如果不考虑纵向磁性固定分量，可以把北航向的Hxn当作Hx进行计算.同理可以得到Kzy.

式(19)可以被整理为

Hxcos Φ和Hysin Φ是任意航向的磁场值.当采用任意航向的磁场值进行计算时，上式可改写为

垂直分量的最大电流Izmax已知，该分量的磁场可在主航向上测量计算得到，从而可以得到单位磁场对应输出电流值的比例系数Kz.

即

垂直分量的电流

3 仪器性能测试

为能真实模拟控制仪器装船后的运行情况，验证控制仪器的设计思想，方便控制仪器系统调试，在试验台进行相关测试.试验台包括:消磁电流控制仪器(包括调试台);装有X，Y和Z 3个方向绕组的磁性船模;可以使船模以9°/s正反向旋转的转台;3个电机扩大机;负载电阻和直流电源等.

根据调试台电机扩大机输出最大电流值，设定航行区域地球磁场最大水平分量等于38 μT，最大垂直分量等于56 μT，计算出该地区X，Y和Z分量电流值.按照设定的步骤进行试验，船模以9°/s的速度旋转360°，结果见图2和3.对记录图形的说明如下:舰船航行时，纵向接收的地球磁场水平分量与航向角成余弦关系，横向接收的地球磁场水平分量与航向角成正弦关系，图形中的X轴代表纵向电流(反馈电流)值，Y轴代表横向电流值，两个标准圆是允许的误差范围，两条直线是Z分量允许的误差范围.

图2 仪器未进行解算记录的电流曲线

图3 仪器进行解算记录的电流曲线

仪器未进行解算时采集的4个主航向的电流数据见表1.

表1 仪器未进行解算时采集的4个主航向的电流数据A

从表中数据可以看出，仪器在未进行解算时:X和Y分量设定的最大电流为8 A，最大绝对误差为2.34 A，相对误差为29%;Z分量设定的最大电流为3.60 A，最大绝对误差为0.73 A，相对误差为20%.

仪器进行解算时采集的4个主航向的电流数据见表2.由图3可以看出经过解算的电流曲线在两个标准圆内.

表2 仪器进行解算时采集的4个主航向的电流数据A

由表2数据可见，仪器进行解算时:X和Y分量设定的最大电流为8 A，最大绝对误差为0.15 A，相对误差为1.9%;Z分量设定的最大电流为3.60 A，最大绝对误差为0.09 A，相对误差为2.5%.

由以上的数据分析和记录的电流曲线可以看出，仪器经过数据解算后能更好地跟踪检测不断变化的地磁场.

4 结论

设计的消磁电流控制仪具有以下性能特点:(1)能自动补偿舰船由于航向、纬度、纵倾和横摇引起的磁场变化，进行消磁电流的全自动调整，并能对局部地磁异常区域和变化的地磁场进行调节;(2)可通过数据解算，排除干扰磁场对消磁电流控制信号的影响，适用于钢铁舰船;(3)无须专用的调整仪器，调整更为方便.

［1］刘君，李庆民，李华.利用舰船磁场特征量对舰船进行定位的方法［J］.水雷战与舰船防护，2006(01):28－32.

［2］肖昌汉，卢庆芳，王智勇，等.舰船任意姿态下消磁系统电流变化关系［J］.海军工程大学学报，2002，14(1):14－18.

［3］桂永胜.舰船消磁控制设备现状和发展趋势［J］.中国舰船研究，2010，5(4):75－80.

［4］NORGREN M，HE S.Exact and explicit solution to a class of degaussing problems［J］.IEEE Trans Magn，2000，36(1):308－312.

［5］KIM D，CHOI N，JEUNG G，et al.Optimization of degaussing coil currents for magnetic silencing of a ship taking the ferromagnetic hull effect into account［J］.Applied Super－Conductivity，IEEE Trans，2011(99):1－4.

电流互感器的成本控制 篇4

关键词：石榴石,偏振调制,单片机,光学电流互感器

电流互感器是电力系统实现自动检测和控制的重要环节。但是随着智能电网的发展和普及,电网的电压等级和容量不断提高[1],现有的传统电磁式电流互感器逐渐暴露出不足。因此新式电流互感器的研究与开发迫在眉睫[2,3]。光电式电流互感器是以法拉第效应为基础,间接对大电流进行测试的器件[4,5]。与传统电磁式电流互感器相比具有结构简单、造价低、体积小、重量轻、运输和安装方便等优点。光电式电流互感器原理略有不同,但总的来看,制约其发展的主要问题还是磁光介质的特性[6,7,8,9,10]。光纤偏振调制技术可用于温度、压力、振动、机械形变、电流和电场等检测,主要应用于强电流检测[11,12,13]。

本文在一种石榴石型光电式电流互感器的设计基础

上,分析和讨论了石榴石介质和永磁薄膜( Ta( 50 nm) / Nd2Fe14B ( 500 nm ) / Ta ( 50nm ) ,Ta ( 50 nm ) / Nd2Fe14B ( 1000 nm) / Ta( 50 nm) grooved films) 的光学偏振特性,具体研究了带有不同厚度条状永磁薄膜的石榴石的偏振特性,并对得到的数据进行整理分析得出结论。实验表明,通过旋转石榴石样品样品,不仅可调制DOP( 偏振度) ,且其值域范围相比传统方法更大。

1偏振调制原理和单片机控制原理

1.1偏振调制原理

当光束穿过一种媒介时,反射光( R) ,透射光( T) , 吸收光( A) 和散射光( Sc) 的关系是

石榴石的斯托克斯矢量: DOP,DOLP,DOCP,可由以下公式得到

其中,S0表示光波的总光强; S1给出光波水平方向线偏振分量与垂直方向线偏振分量的光强差; S2表示光波 + π/4方向线偏振分量与 - π/4方向线偏振分量的光强差; S3表示光波右旋圆偏振分量与左旋圆偏振分量的光强差。DOLP是线性偏振光强度和总光强度之比,DOCP是圆偏振光强度和总光强度之比。当出射光的DOP小于入射光时,具备偏振调制条件。激光与带有薄膜的石榴石作用,线偏振光比圆偏振光增加量的减小,则散射效应就可改变光的偏振特性。

文中可借助Mueller矩阵来表示光束的偏振特性,利用Mueller矩阵可将入射光的斯托克斯矢量与出射光的斯托克斯矢量联系起来。当激光束与带有薄膜的石榴石相互作用后,出射光的斯托克斯矢量可表示为

当激光与槽状薄膜作用后,背向散射相位Mueller矩阵可表示为

这里,β 是背向散射系数; d是去极化散射介质,其值的范围是0 ~ 1。

1.2单片机控制旋转原理

本文通过单片机控制夹具的旋转来实现带有薄膜的石榴石样品的旋转。如图1所示,旋转部分主要由单片机、步进电机和可旋转夹具构成。偏振调制系统采用89C52单片机控制,键盘和液晶显示器与单片机的IO口相连,键盘用于输入需要旋转的角度,液晶显示屏可显示输入和已旋转的角度。步进电机具有优秀的起停和反转响应,每一步精度都在3% ~ 5% , 且不会将上一步的误差积累到下一步,有较好的位置精度,因此可实现角度和速度的精确控制。步进电机与单片机的IO口相连接,单片机根据输入角度控制步进电机旋转的角度,进而带动夹具以设定的角度精确旋转。

电子·电路

2系统结构设计

单片机控制的光学电流互感器偏振调制系统结构如图2所示,系统主要由激光、透镜、可旋转的夹具( 带薄膜的石榴石样品固定在夹具中) 、偏振仪、计算机和单片机组成。光源,透镜,可旋转的夹具,偏振仪固定在同一条直线导轨上。偏振调制系统结构的光源是中心波长为1 550 nm的连续激光,功率为18 m W。互感器的敏感元件石榴石样品是以0. 39 mm × 3 mm × 3 mm石榴石材料为衬底,通过磁控溅射的方法在其表面镀一层永 磁薄膜,条状薄膜 的宽度和 间距均为200 μm,最后对其进行充磁,样品示意图如图3所示。

实验前,调节样品旋转找到DOP的最小值并记录为0°值。样品在单片机的控制下以设定的角度旋转, 入射光与样品作用后出射,经由TXP偏振计进入计算机。通过计算上的TXP Polarimeter软件来观察并记录S1,S2,S3及DOP值。

3实验与结果分析

单片机控制的光学电流互感器偏振调制实验是在室温条件下进行。该测试采用3种实验样品,分别是无薄膜石榴石,薄膜厚度为500 nm和薄膜厚度为1 000 nm的石榴石。确定实验所需的0° 值后,设定单片机控制的步进电机每次旋转角度是5°。样品在单片机控制下,每旋转5°记录一组数据包括S1,S2,S3, DOP。经过Origin处理记录的数据后,分别得到无薄膜石榴石,薄膜厚度为500 nm和薄膜厚度为1 000 nm的石榴石样品的S1,S2,S3和DOP与旋转角度的关系曲线,如图4所示。

如图4所示,当样品是无膜石榴石时,随着样品的旋转,S1,S2,S3,DOP值基本保持不变,这意味着无膜石榴石不能调制入射光的DOP。当样品是膜厚500 nm和1 000 nm石榴石时,随着角度变化,两者的DOP均发生了明显变化,当旋转到70°时,二者的DOP均达到最大值。 其中,500 nm样品的DOP从0. 27变化到了0. 94, 1 000 nm样品的DOP从0. 16变化到了0. 88。由式( 3) ~ 式( 5) 计算得到500 nm样品的DOLP从0. 883 75升到0. 989 95,DOCP从0. 467 95降到0. 141 36。1 000 nm样品的DOLP从0. 902 68升到0. 999 92,DOCP从0. 430 14降到0. 012 25。结合式( 6) ~ 式( 7) 可分析得出散射矩阵调制圆偏振光比线偏振光要多,因此通过旋转镀膜石榴石样品,当入射光与样品作用后,出射光的DOP可发生改变。

4结束语

电流互感器的成本控制 篇5

关键字：DSP； SPI； 数模转换芯片

在工业现场，存在许多的电流驱动型的电气设备，仪器仪表，例如机车用的双针速度表等。而且与电压信号相比，电流对噪声并不敏感，所以如果用电流来传输信号的话可以避免传输线受到噪声的干扰造成系统不稳定甚至误操作。在工业自动化控制系统，及仪器仪表、传感器应用中，广泛采用4~20mA电流来传输控制、检测信号。本文就是针对此类设备和仪器仪表，阐述设计输出驱动电流范围从0~20mA的方法。

1 硬件设计分析

1.1 总体结构说明

本设计主控制器件选择TI公司的TMS320F28335，数模转换芯片选择TI公司的DAC7311芯片，后端的差分放大器选择INA132U。整个设计的结构框图为图1所示。

1.2 主控制器使用分析

本设计数模转换器DAC7311与主控制器的接口采用SPI(Serial Peripheral Interface)接口。SPI接口是一种高速串行输入输出接口用于CPU和外围低速器件之间进行同步串行数据传输，在主器件的移位脉冲下，数据按位传输，高位在前，低位在后，为全双工通信，数据传输速度可达到几Mbps。

本文主控制器为TMS320F28335系列的DSP。芯片内部集成有SPI模块，与SPI模块相关的信号线为SPISIMO；SPISOMI；SPISTE；SPICLK。本设计只用到SPISIMO和SPICLK，并且用一个普通的GPIO引脚用作DAC7311的同步脉冲输入信号(DACS)。本设计SPI模块采用主模式工作，波特率选择250Kbps，传输的数据位数为16位，时钟方式为无延迟的上升沿方式(Rising edge without delay)即SPI模块在上升沿的前半周期发送数据，在上升沿接收数据。主控制器控制着整个设计的工作流程，首先它给从器件DAC7311的同步输入脉冲引脚输入低电平DACS，选中DAC7311并对其进行初始化。然后通过SPI模块设定串行传输时钟脉冲，并且也决定着从器件数模转换器DAC7311的波特率。SPI模块的内部结构框图如图2所示。如图可知，在时钟脉冲的控制下，数据从SPIDAT移位寄存器按既定的波特率从SPISIMO引脚按位移出数据入DAC7311的数据输入引脚。

1.3 DAC7311数模转换芯片介绍

DAC7311芯片是一个12bit的，低功率、单通道、电压输出的数模转换芯片。采用通用的三线串行接口，时钟频率可达50MHz与标准的SPI，QSPI，数字信号处理器(DSP)的接口兼容。

它内部的数模转换采用的是电阻网络的组成形式。它的结构框图如图3所示，其中AVDD由外部的基准源提供了。二进制位流从DAC Register移入芯片，通过电阻网络(Register String)转换为相应的电压，通过输出放大器输出。

DAC7311的输入位流为标准的二进制位流，其输出电压计算公式为

VOUT=AVDD×(1)

其中n为转换精度(本设计为12)；D为输入的二进制流对应的十进制值；AVDD为外部基准源电压(本设计为4.096V)。

1.4 V/I转换电路的分析

本部分电路主要是对数模转换芯片DAC7311的电压输出V_OUT进行处理，把电压输出转换为电流输出。在V/I转换电路中采用一个差分放大器INA132U作为输入端，能够起到抑制共模和零点漂移的作用。电路原理图如图4所示。Q1和Q2组成复合管，电流放大倍数为两个管子各自的电流放大倍数的乘积，有效的增大了电流的输出范围。并且与采用单管相比可以大大缓解工作负荷以及发热量。U2为运算放大器，采用射极跟随的接法。它的输入阻抗为无穷大，输出阻抗为0。这样，就能够起到增大输出驱动电流的作用。因为，从R1(精密电阻)支路流出的电流就全部从负载Rload流出以驱动后级的仪表设备。

根据图4以及运算放大电路的“虚短”和“虚断”的概念可以得出输出驱动电流的计算公式为

I_out=(2)

从公式中可以得出输出的电流只与DAC7311的输出电压V_out和精密电阻R1大小有关。其中由软件编程设定，如果R1确定，那么电流的输出范围就完全可以通过软件编程设定。

2 软件设计分析

本设计的软件集成开发环境为CCS3.3(Code Composer Studio 3.3)，采用查询的方式进行软件设计。根据DAC7311的datasheet可知，其输入移位寄存器为16位，故要求F28335的SPI模块发送的数据为16位，且最高两位(PD1，PD0)为模式选择位，见表1，本设计采用正常模式。接下来的12 bit为数据位，最后两位任意。

软件设计的流程图如图5所示。

SPI初始化子程序主要是对F28335中与SPI模块及本程序相关的GPIO口进行设置；SPI的FIFO寄存器设置；SPI控制及状态寄存器进行配置。通过公式(1)和(2)，得出不同的输出电流对应的二进制值sdata。并通过软件编程给变量sdata复不同的16位二进制数值(最高两位为"00")。

3 数据分析

由于受DA转换器的转换精度，分辨率，建立时间，十进制与二进制的转换误差，以及其他元器件特别是精密电阻R1的精度的影响，理论值与实测值有一定的误差。表2为不同的12位二进制值对应的输出电流值(R1=125Ω±0.1%)，测试工具为福禄克FLUKE741B校准器(电流测量精度及范围为：30.000 mA 0.01% + 0.015%)。

4 结束语

全光纤电流互感器光源控制 篇6

基于此,本文主要研究全光纤互感器中光源的驱动控制方式。首先概述全光纤互感器的基本结构和工作原理,分别针对影响光源光功率的两个因素即温度和驱动电流进行控制调节。首先对光源的数字式和模拟式温度控制电路进行设计和对比,比较两者优劣和取舍,再对两种具体光源驱动方式进行论述和研究,分析其稳定性和精确度,最后分别对两种驱动方式进行实验,分析实验数据,确定最佳的驱动控制方案。

1 全光纤电流互感器基本原理

全光纤电流互感器的系统结构如图1所示。其主要由SLED光源、光纤耦合器、光纤偏振器、相位调制器、光纤延时环、λ 4光纤波片、传感光纤环、金属反射膜、探测器以及电信号处理与控制单元组成[1]。其中光纤偏振器的输出端与相位调制器输入端轴向成45°熔接。

SLED光源发出的光信号经过一个光纤耦合器分光,输出光经过光纤偏振器得到线偏振光,然后其偏振方向与双折射相位调制器的轴向成45°角进入调制器,形成两束正交偏振光,两者相位差可由调制器进行调制,从调制器发出的光经过一个保偏光纤延时环后进入传感环。经过 λ 4波片后,两个正交的线偏振光分别被转化为左旋和右旋圆偏振光进入到传感光纤中。在电流产生的磁场作用下,由于法拉第效应圆偏振光的相位会发生变化。它们在反射膜端面处反射后,偏振模式互换再次穿过传感光纤,导致相位差加倍,获得的相位差Δϕ=4NVI,其中N为传感线圈匝数,V为光纤传感头维德尔常数,I为被测电流。反射的两束光通过λ/4光纤波片后,恢复为线偏振光在光纤偏振器处发生干涉,通过干涉光的强度提取法拉第相移来达到检测电流的目的,最终获得光的干涉强度可表示为:

式中:L为光路线路损耗;S0为光源发光效率;φM为调制器调制信号。电气信号处理控制单元主要功能有探测干涉信号、解调电流信号、产生并控制调制器信号以及处理输出信号等[2]。光源处有专门的光源控制电路,通过互连排线实时地将光源各种状态信息传入信号处理控制单元,并上传至后端上位机方便监控和查看。

2 光源模块温度控制电路设计

SLED模块光源对工作温度敏感,温度变化会引起发光功率变化和中心波长漂移,造成传输光信号不稳定,进而对传感性能产生较大的影响。因此稳定控制SLED模块的驱动电流以及管芯温度是至关重要的[3]。

在设计相 关温度控 制电路时 ,尝试了2种设计方案:

(1)第一种是数字式控制电路,其基本原理如下:采用TI的DSP芯片作为电路的主控制单元,收集光源状态信息并根据状态来控制光源。利用SLED模块内部集成的热敏电阻作为温度传感器,将被控的环境温度信号转换为电压信号,然后将此电压信号与设定的目标温度所对应电压值进行对比,产生误差信号,其目标温度点可通过改变接入运放的标准电压值来进行设置,此信号经过后续积分放大,再通过一个脉宽调制线性放大器输出信号推动三极功率管,由此产生了一个闭环控制回路[4],SLED模块温度过高时,TEC控制电路控制制冷芯片加热,SLED模块温度过低时,TEC控制电路控制制冷芯片制冷,始终确保SLED模块工作在目标温度值下这个过程是不间断地进行着,此即为TEC部分的闭环控制模块,具体电路如图2所示。TEC控制电路产生的制冷电流控制信号IN+l由二极管电路进行保护,防止制冷/加热电流过大损害制冷芯片。制冷电流控制信号IN+l经TI的DRV系列驱动芯片转化为电流对制冷芯片进行驱动。该方案的优势在于能够实时上传光源状态信息,方便后续对光源进行相应的控制。

(2)另一种设计方案为模拟式电路。相对于数字式而言,主要的区别在于没有数字芯片作为主控制单元,恒定的驱动电流源也不再是由DSP芯片提供,而是交由标准电源芯片提供。另外不再采用TEC的闭环控制电路,而是将热敏电阻转换电压值经放大转换后直接与SLED模块的TEC管脚相连,省略了闭环反馈控制部分,做到了直接温度调控。这样做的好处是减少了回环过程中相关信号的时延,减少了温度反馈的滞后时间,从而能够实时控制光源光信号,使其保持稳定。但模拟式方案的缺陷在于没有主控制部分收集相关状态数据,因此该电路不能实时监测并上传光源信号的状态,从而不能及时排查系统运行过程中可能出现的问题。基于这些方面的考量,本系统最终选择数字式光源控制电路。

3 光源模块驱动电流控制

由激光二极管相关发光原理可知,在驱动电流和温度变化时,SLED的输出功率会发生变化。温控部分电路解决后,就需要控制光源驱动电流值。由光源技术手册可知,在恒温状态下,驱动电流的改变会影响到光功率从而影响后续的测量。

在数字式光源温度控制电路的基础上,开始采用传统“恒流源-温控”方案,即给光源一个恒定驱动电流,其值大小由DSP自带D/A模块设定,本系统在DSP程序中设置值为100,即能得到100 m A的工作电流。这样便能够保证光源恒流驱动,温度控制则交由前面章节所述的温控反馈调节电路来进行调控。

该方案将易于控制的驱动电流保持恒定,将多变难以稳定温度通过相关控制电路进行动态调控,从而保证光功率维持不变。在随后进行的相关实验中,发现此方案的确在一定程度上保证了光源的稳定性[3,5]。但之后在试验中模拟环境温度突变的极端环境时,发现SLED光源光功率恢复稳定的时间过长。后续进行对比实验后发现主要原因是集成的热敏电阻测得温度变化后,后面的反馈调节光源温度过程存在滞后效应,不能很快地将光源结温调回去,从而对互感器的快速校正有很大影响[6,7]。由光源技术手册中光功率和驱动电流曲线关系可知,当驱动电流超过20 m A后,其与SLED光功率呈线性关系。因而后面在传统方案基础上,又重新构思了另外一种方案,即不管环境温度变化,根据光源光功率值变化情况,通过实时控制调节DSP程序中设定的驱动电流值来促使光功率回归稳定。由于光源光功率无法通过电路元器件实时测量,因此在光源控制电路中设计了一个光电采集模块,通过在电路中放置一个光电探测器将不易测量的光源光功率值转换成可被监测的电压值,将模拟电压值传入DSP自带A/D模块中,即可根据对比传入的电压值与标准光功率下的电压值变化来调节程序中的驱动电流值。

根据光电探测器技术手册,其响应度1.01 m A/m W,即采集电流I=1.01P,P为光源光功率。采集电流经后面的积分运放放大,得到输出电压V=20 000 I。当V的值相对发生变化时即可认为光功率在改变,DSP收到采集电压值之后与标准电压值比对,若变化则在程序中对设定驱动电流值进行微调,直到采集电压值趋近标准值为止。这种方案较传统方案而言,最大限度避免了温度调节的滞后效应,通过改变驱动电流值来保持光电探测器的电压值不变,从而确保SLED光功率尽快回稳,不再依赖于光源模块温度的稳定,加强了互感器系统的稳定性。

4 实验测试

对于上一节所述2种方案来说,其主要差别在于DSP中的控制程序有所不同,因而在实验时先对旧程序的系统进行测试,再将修改后的程序烧录,进行试验。

针对全光纤电流互感器本身的精度、线性度、温度性能的测试平台的基本原理如图3所示。

互感器测得的电流值转换为以光为载体的数字量传输到合并单元中,进行通信协议转换后发送给标准互感器校验仪中的校验程序。同时,标准电流互感器测量的电流值经过校验仪中的采集卡转化后发送给校验程序。函数发生器每1 s发生1次脉冲,同时刻分别对全光纤互感器与标准电流互感器采样多个点计算的有效值进行比对,从而校验全光纤电流互感器所测电流的幅值与相位的误差。其中传感器的测量数据率为10 000次/s,经合并单元从采样为4 000次/s后发送给校验仪。测量幅度的误差定义为比差,描述为:

式中:IFOCS为全光纤电流互感器的测量值;Iref为标准电流互感器测量的参考值;kFOCS为全光纤电流互感器的变比(等效比例系数);kref标准电流互感器的变比。

相位差表述为:

式中:φFOCS是IFOCS值的相位值;φref是同Iref一个时刻的相位值[8,9]。

本次测试也是基于此平台,但考虑文章所述范围,这次主要针对温度特性,即模拟温度变化环境,分别针对2种方案进行测量,比较二者精度情况。因此需要将光源控制部分放入可调控的温、湿度环境控制室内对其进行大温度范围性能测试,根据国标规定,环境控制室温度设定范围为-40~70 ℃,互感器系统其他部分则保持常温不变。 实验过程如下:先从室内常温逐步升温到70 ℃ ,再将温度 降回室温 ,然后将温 度从室温 降至-40 ℃,在校验仪上每秒采样1个记录点,记录实时比差变化。2种方案比差变化对比如图4所示。在图4中,横坐标为记录的点数,图表分别为改进前后的比差和对应的环境温度变化。通过对比2种方案的比差变化,可以明显发现,两者测量采样相同数目的点,相对传统控制方案而言,改进后的方案采集点更加集中,比差变化幅度更小,曲线更加平稳,并且所有测量点比差均满足国标0.2 s的精度要求[10],证明该方案对光源稳定性的控制更好,更有利于互感器系统的可靠性。

5 结语

白炽灯控制马达电流的大小 篇7

将低压灯泡与直流马达串联接入电源。因马达轻载, 电流小而灯泡不亮。当马达运转到极限位置而被“堵转” (卡住) 时, 因马达没有反电势, 则电流急剧增大, 灯泡发光, 说明马达已运转到位。此时马达还保持发出一个持续的转矩, 以维持驱动到位的位置。

这里有一点要注意:马达堵转电流不应超过马达的额定电流, 否则马达易过热受损。至于串联多大的低压灯泡, 则要通过试验确定。

电流反馈控制电路的研究与设计 篇8

关键词：电流反馈控制,反向电动势,相移,负载

1 引 言

如今,随着集成电路产业的快速发展,消费电子中马达驱动IC的使用也越来越普遍。由于马达自身特性决定,其产生电流相移的不连续对其驱动能力造成了很大的影响。为了减小由于负载电感所引起的电流相移,传统方法常采用电压控制模式实现,在高频系统应用的场合中,电压控制模式就很难达到预期的要求。在这种情况下,电流反馈控制模式应用而生,其特性很好地弥补了电压控制模式的缺陷。本文将以含有马达驱动IC的光媒体系统为研究对象,以此分析了电流反馈控制模式的工作原理,推导了如何简单计算电流反馈控制器的增益及外部元器件的参数。基于Antek S3/S4 1 μm 12 V 1P1M/1P2M BJT工艺,依据电流控制原理设计了一款VCD/DVD驱动芯片。仿真结果表明:其系统工作频率由电压控制模式的17 kHz提高到538 kHz左右,且其阶跃响应速度也有明显的提高。

2 电压控制原理

一般情况下,控制马达的定位及速度,即控制其电枢电流。由于马达的转矩与其电枢电流成正比,因此直流马达的电特性方程可表示为:

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其中:Va为马达终端电压;Ia为马达电枢电流;Ra为马达绕线电阻;La为马达绕线电感;Ea为与其角速度成正比的反向电动势电压。

当马达的机械时间常数大于电特性时间常数时,其传输函数可简化为:

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其中,ωM=Ra/La;ωM表示马达的本征频率。

典型的电压控制模式结构如图1所示,上下功率管将线性电压传给马达。假设电流能很好地跟随电压,马达的定位及速度就可以在所需要的系统频率中很好的被控制。

3 电流控制模式

在低频(小于马达的本征频率)和低精度电机控制系统中。常采用电压控制模式,因为电压控制模式电路简单,不会出现稳定性问题,而在高频和高精度的电机控制系统中,电压控制模式就不在适应。当工作频率大于马达的本征频率的时候,负载马达不能迅速跟随控制信号的变化,导致误操作。为了精确的控制马达,需要采用电流控制模式,由于电流模式是直接控制马达的电枢电流,所以可以精确的控制马达的速度和精度。

典型的电流控制结构如图2所示。其中控制器模块实现将电流误差调整为零,其值等于需要的电流减去实际负载上的电流,这个模块是通过抵消负载的延迟效应来实现。

3.1 电流控制原理分析

由图2可以得出电流反馈控制器的频域系统框,如图3所示:

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其中,T(s)是图3系统的开环增益,其闭环增益为:

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根据定义及负反馈的理论,反馈系统可以做成单位增益的反馈系统,由于功率放大器Ap(s)的带宽很宽,所以对整个系统的动态范围没有任何影响。因此可以用常数替换,即Ap(s)=Kpower。由于功率放大器的频率远远大于系统所需要的频率,因而该假设是合理的。此外,感应放大器As(s)的频率也很宽,也可以定义As(s) = Ksense。通过以上假设,系统框图可被简化如图4所示。

简化可得:

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3.2 电流控制器的设计与电路实现

采用PI(比例-积分)控制器设计电流反馈控制器(见图5),其框图及传输函数如下:

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为了便于设定参数,采用零极点方程表示。其中,所表示的零极点与增益成正比,Kp表示极点,Ki表示零点。得:

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电流反馈的目的是消除由于负载电感所引起的延迟影响。如果ωPI=ωM,延迟影响将由PI控制器来补偿,闭环增益带宽的相位差将超前90°。因此可以给闭环增益带宽定义任意值。

如果KP和KI是任意值,且ωPI=ωM,则:

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闭环传输函数为:

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其中,ωC=KP/La。ωC表示环路增益带宽。得:

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由于系统所需要的带宽及感应电阻值完全由设计者取值,则,

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实现电流反馈控制器、输入电阻及反馈环路电阻不可忽略,通过式(18)和式(19),可以得出如下等式:

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基于以上的原理分析,设计了如图6所示的电路图。

CCII是第二代电流转换器,信号经过CCII实现电压放大和电平转移的功能,使得A点的电压为2BIAS;HalfVCC2是由OPAMP构成的Buffer,为内部提供PVCC/2的基准源; OP31,R3和C构成PI控制器,PI控制器提高系统频率;OP32,R4构成电流反馈电路,控制马达电枢电流,实现精确定位;OPOUT,R2为功率输出极;RD为0.5 Ω;负载(马达的简化模型)为10 Ω。 BIAS是DSP提供的基准电压信号,VINTK是伺服提供的控制信号。通过VNFTK和VOTK检测RD上的电压来调整负载上的电流,通过PI调节器中的电容抵消掉负载电感的零点,从而使系统频率大幅度的提高。

4 仿真结果与测试分析

采用HSpice进行仿真,其中,VCC=12 V,PVcc1=PVcc2=5 V,BIAS=2.5 V,工作频率f=1 kHz,马达绕线电感La=100 μH,马达绕线电阻Ra=8 Ω,假设系统带宽F=60 kHz(常用48 xVCD系统所需带宽),感应电阻Rs=0.5 Ω和Rin=R2=7.5 Ω。

(1) 系统仿真结果如图7所示,电压控制模式的-3 dB系统带宽为17 kHz左右,而电流反馈控制模式的系统-3 dB带宽为538 kHz左右。

(2) 系统输出波形如图8所示,电流反馈控制模式输出波形的压摆率比电压控制模式输出波形压摆率有明显的提高。

5 结 语

CD媒体播放器的马达驱动常采用简单且容易实现的电压模式控制方法。但随着CD多媒体系统所需处理数据量的增大,媒体播放器马达的动态范围也需要相应的增加,这就意味着为了匹配系统动态范围而不更换马达的情况下,需要采用另一种控制模式,从而导致电流反馈控制模式产生。但是这种控制模式复杂且难实现,本文基于马达驱动器中电流反馈控制模式原理及系统增益等参数的计算方法,基于Antek S3/S4 1 μm 12 V 1P1M/1P2M BJT工艺;设计了一款采用电流反馈控制模式的马达驱动IC,经过HSpice仿真。仿真结果表明电流反馈控制模式通过PI调节器中的电容抵消掉负载电感的零点,使系统频率及相应速度大幅度地提高。

参考文献

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[4]Michael Steffes.Design Methodology for MFBFilters in ADCInterface Applications.TI Application Note,SBOA114.

[5]王桂英,李艳军,贾兰英.电机学[M].沈阳:东北大学出版社,1999.

[6]李发海.电机学[M].北京:科学出版社,1998.

控制点焊焊接电流方向的方法设计 篇9

随着航空航天、电子、汽车、家用电器等工业的发展,电阻焊越来越受到广泛的应用。同时对电阻焊的点焊接头质量也提出了更高的要求。通过对传统的一对电极的电阻点焊熔核横截面进行观察,发现熔合区保留着铸态组织形貌。在熔合线附近联生结晶形核后,晶粒最易沿着散热最快的方向(或温度梯度最大的方向)优先增长,一直长到熔核的中心,最终形成粗大的柱状晶,而粗的的柱状晶对接头强度等方面有着不良的影响,这对焊接质量的进一步提高形成了局限[1]。

在对等厚板件点焊过程中可能出现的电极偏心和电极倾斜的情况进行有限元模拟过程中[2,3],发现由于通过被焊板件的焊接电流方向发生一定程度的偏斜,在该电流影响下的熔核温度场分布相比正常情况下的点焊过程也发生了不同程度的偏斜,如图1所示。这种偏斜会使焊接处的等轴晶、柱状晶组织的分布发生一定的变化。

本文根据电流方向变化对熔核组织的影响,设计了一种通过控制改变流经点焊接头处的焊接电流方向,从而限制熔核处粗大柱状晶体的形成,使其晶粒变细小,进而达到提高点焊接头强度的点焊焊接电流方向控制方法。

1 控制点焊焊接电流方向电路设计

控制电流方向电路设计如图2所示,将传统点焊逆变电源的输出端上下两个电极变为三个上电极和三个下电极,并在每个电极处设置的独立的IGBT桥臂开关和驱动信号源[4],使用IGBT对每个电极的导通进行控制,使点焊过程中形成类似“电极偏心”或“电极倾斜”的效果,实现对电流方向的改变,进而实现对点焊接头组织晶粒细化。

六组IGBT及其驱动信号根据实际焊接需要,按一定的顺序开通或关断,从而控制六个直接可控电极(A、B、C、D、E、F)的输出。焊接电流方向参见图3,图中椭圆为传统点焊的熔核。例如,桥臂Z1,Z4开通,其他桥臂关断,则此时参与点焊的上电极为电极A,下电极为电极D,电流方向为1。通过上下共6个电极的分别开关,可以配合产生9种不同的焊接电流方向。对焊接电流方向进行优化配合,就可以改善熔核的结晶形态,达到提高点焊接头强度的目的。

2 控制点焊焊接电流方向电路仿真及结果

根据设计的电路图,针对图3中电流方向3、5、7配合使用的情况进行Pspice电路简化仿真[5],仿真电路图如图4所示。其中V1为逆变电源3V直流输出,R1为电流方向3情况下的被焊板件等效电阻,R2为电流方向5情况下的被焊板件等效电阻,R3为电流方向7情况下的被焊板件等效电阻,均设置为0.00015Ω。驱动信号周期均为0.003s,为避免电路相应时间延迟造成不必要的电流叠加,驱动脉冲宽度设为0.00099s,V2、V3、V4之间脉冲起始时间相差0.001s,驱动信号波形如图5所示。

由于点焊过程中热源主要是来自于电阻热,即与电阻上的电流值有关,所以观察等效电阻R1、R2、R3的电流波形,仿真结果如图6所示。R1、R2、R3电流波形之和、即连续通过被焊工件的仿真电流波形如图7所示。

从图6中看出每个等效电阻的电流时间与其对应的驱动信号时间相一致,由图7发现由于将驱动信号脉冲宽度值设置为0.00099s,小于3路驱动信号周期之和的三分之一,即添加了0.00001s的死区时间,避免了在IGBT导通、关断瞬间出现不必要的电流叠加,超过工作电流上限,损坏IGBT开关。而将该脉冲宽度值设置过小,会造成在IGBT导通、关断瞬间即电流方向变化阶段电流值下降,影响热输入、焊接效率。

3 结论

1)本文设计了一种控制点焊焊接电流方向的方法,通过将传统点焊设备中的两电极变为六电极,并分别加以独立可控开关,实现对焊接电流方向的控制,进而改善焊接质量。

2)通过Pspice软件对该控制方法电路进行仿真,结果表明该方法控制精度高,不影响焊接总热输入的大小,保证了焊接效率。

3)在设置电极开关的驱动信号脉冲宽度时应保证必要大小的死区时间。

摘要：针对点焊过程中电流方向对熔核形核及焊点质量影响的问题,设计了一种控制点焊焊接电流方向的方法,并通过Pspice软件仿真对采用该方法的电路进行了深入研究,建立了电路简化仿真模型。结果表明该方法切实可行,控制精度高,保证了焊接效率,对将来点焊电源的设计制造有一定指导意义。

关键词：电阻焊,点焊电流,Pspice仿真,IGBT

参考文献

[1]唐新新,单平,罗震,叶茂.点焊熔核尺寸及焊接电流逆过程设计[J].焊接学报,2007,(11):45-48+115.

[2]徐士航.DP590GA热镀锌双相钢电阻点焊工艺研究及数值模拟[D].上海交通大学,2010.

[3]赵阳,熊庆华,马闯.电阻焊仿真SORPASD在国内的应用[J].电焊机,2013,(02):72-78.

[4]张宏杰.IGBT点焊逆变电源设计与仿真研究[D].吉林大学,2004.

电流互感器对电能计量的影响分析 篇10

【关键词】 电流互感器 电能计量 影响

随着社会经济的发展，电能在日常的生产生活中逐渐起到了越来越重要的作用，人们的各种活动都离不开电力的应用。而电能计量是确保电力企业生产经营效益的关键，其计量的准确性和有效性直接决定着用户和企业两方面的利益。电力计量装置主要由电能表、二次回路、电流互感器等几个部分组成，而其中电流互感器是最为重要的，也是电流计量装置测试精确性的决定性因素。

不仅在电力计量装置中，在整个电力系统的运行中，电流互感器也起着重要的作用。但是在这种设备的实际使用过程中，若出现饱和或剩磁现象时，就会导致计量装置中的电流大小出现较大的变化，从而极大的影响了计量装置的准确性。本文就将对引起电流互感器计量精度的因素进行分析和总结，并提出了相应的应对措施。

一、电流互感器简介

互感器有两种类型，分别是电流互感器（TA）和电压互感器（TV）。在电能计量装置中作为信号源元件，在电力系统中则起到了一次高压回路和二次控制回路的作用，相当于桥梁的作用于。

本文主要研究的是电流互感器。电流互感器是电能计量装置中的重要组成部分，但其自身具有的一个缺陷是在达到饱和状态后电流的波形容易发生畸变，对电能计量的准确性产生极大的影响。

为了提高电流互感器的计量精度，必须对其误差的原因进行深入的分析和了解，只有这样才能采取相应的措施进行解决。本文采取了理论研究和仿真相结合的方法对电流互感器的电能计量原理进行了分析，并建立了相应的模型进行了仿真实验。

电流互感器的结构分析电流互感器的核心原理主要是电磁感应原理，其主要是由闭合的绕组和铁芯以及绝缘外壳组成的。绕组分为一次绕组和两次绕组，对于一次绕组来说，因为其拥有很少的匝数，使得在实际检测的时候，需要电流全部通过线路；而二次绕组因为其较多的匝数，主要串联在保护电路以及测量设备中，而由于其二次回路的闭合性，使得电流互感器能够在近乎短路的状态工作。电流互感器承载着一次和二次系统之间的联络功能，能够将大电流转变成小电流，供向系统的各个部分，并且能够真实的反应整个系统的实际运行情况，同时也在保证着工作人员的安全。

电流互感器的内部结构与常见的变压器十分相似，都是由两个绕在闭合铁心且相互绝缘的绕组组成的。绕组的匝数分别为N1和N2，其内部结构如图1所示。

TA的一次绕组与被测电路采用串联的方式，二次绕组则与电流表线圈进行串联。由于电能表的内阻很小，TA可以看成二次短路的变压器。在这种情况下，I0N1很小，I0N1在I1N1中所占的比例也很小。TA的向量图见图2（a），其中Φ为由激磁安匝数在铁心中建立的磁通，U2为二次感应电压，二次回路电流I2滞后于U2角度，一次安匝数I1N1与二次安匝数I2N2向量和等于I0N1，即

电流互感器一次绕组与电路之间采用串联的方法进行连接。二次绕组与电能表串联。电能表的内阻很小，因此电流互感器可以看做是二次短路运行的变压器。电流互感器磁路中的磁通密度也很小。通常在0.08～0.1T之间，因此磁损耗较小。这种情况下，在铁心中起到传递能量作用的激磁安匝数。

二、电流互感器的误差分析

在电流互感器的实际使用过程中，其内部会产生比差和角差。这一误差是难以避免的，也就是说实际电流与额定电流比总是存在一定的差异的。电流互感器的误差来源如图2所示。

从图2中可以看出，-I2N2与I1N1并没有完全重合，-I2N2超前于I1N1，长度却不及I1N1，这是由于I0N1不为0.这也就是说，TA的误差主要是由于励磁电流造成的，因此，只能通过减小 励磁电流来降低误差，而不能消除TA的励磁电流。根据图2，利用正弦定理是可以推算出TA的比差和角差的，比差用fI表示，角差用δI表示，其计算公式分别为：

其中，I0N1与φ之间的夹角用θ表示；I2N2与U2之间的夹角用2？表示。通过上述的公式可知，在励磁电流的影响下，比差fI的值是负的，向负方向变化。角差δI是正的，向正方向变化。正是因为如此，会使得最终的测量结果出现误差，结果是偏小的，而电能计量也是偏小的。

电流互感器的作用原理是铁心线圈电磁感应。而铁心线圈磁化曲线具有非线性，这会进一步造成误差的产生。此外，剩磁也是电流互感器产生误差的重要原因。剩磁是铁磁材料特有的一种现象，尤其是在系统发生短路或跳闸、合闸等现象时，电流互感器的剩磁现象尤其明显。电流互感器的剩磁程度主要取决于电流开断瞬间铁心中的磁通大小。当线路出现短路现象时，磁通由原来的稳定状态短路电流、非周期分量和二次回路阻抗共同决定。当电流互感器处于饱和状态时，剩磁现象将会是最为明显的。

三、电流互感器的误差来源分析

电流互感器的主要作用进行电力企业电力销售情况和用户电能消耗情况的，其计量精准性直接不仅影响到了电力企业的经济效益，还会影响到用户的利益。近年来，电力技术不断发展创新，人们对电能质量的要求也在不断提高，电能计量的精准性获得了人们更多的重视。但在实际情况中，电能计量尤其是电流互感器的计量精读还存在较大的缺陷，给电力企业和用户带来了一些影响。

3.1电能表选用不合理

在实际使用过程中，用户端的电流变化较大，电流互感器经常处于低载负荷运行的状态，这将极大的影响电能计量的精读。另外，当电能表与实际测量参数不一致时，也会增加测量的误差，并由于三相不平衡还会在中性点附近产生少量的电流。

3.2电流互感器的选用不合理

当电流通过一次绕组时，会产生一次磁动势。根据电磁感应和磁动势平衡原理就可以知道，这时二次绕组中会产生感应电流，二次磁动势会抵消一次磁动势。要使这一能量转换能够持续存在，就需要给铁芯持续供给一个激磁磁动势。由此可见，激磁磁动势是造成电流互感器误差的重要原因之一。

激磁磁动势具体是通过影响电流互感器的角差和比差来影响计量精度的。从互感器的作用原理可以知道，当一次电流为额定电流的30%-60%时，互感器的计量精度是最高的。

四、减小电流互感器对电能计量误差的策略

4.1 采用高精度“S”电流互感器

在电能的实际运输输送过程中，电路的负荷电流常常不到额定电流的30%。而使用“S”级电流互感器，可以确保电能计量在负荷达到1%-120%时的计量精度。

在电流互感器中，二次负荷包括外接导线、电流线圈、电能表的电阻和阻抗等。因此选择电流互感器时，可以从这几个方面进行综合的考虑。在确保电流互感器的容量的同时，尽量选择阻抗较低的电能表，电子电能表就是不错的选择。减小外接导线电阻等方法也能减小阻抗，提高电流互感器的精度。

4.2合理控制一次电流及其二次负荷

电流互感器一次电流大小应该为额定负荷的30%-60%，若无法实现这一点，则应该选择稳定性较高的电流互感器，减少变比，实现提高电能计量精度的目标。合理选择电流互感器的额定电流，能够确保电流互感器在更好的状态下运行，从而有效的减小电能计量的误差。此外，还可以通过采用专业计量用互感器或计量用绕组的方式进一步提高计量精度。

4.3对电流互感器进行必要的检修

电流互感器的检修主要有三个部分。首先是对电流互感器铭牌和实际运行状态的全面检查，确认其线路工作状态是否符合要求；其次要检查电流互感器的一次及二次回路，重点检查回路是否存在短路、开路等问题，二次端子的极性有无错误等；最后是对电流互感器的接线处的检查，这一步主要是确保接线的准确性，减少电路出现开路、多点接地等问题的发生频率，防止事故的发生。

五、实例分析

下文将以电流互感器二次A相电流断线为例，分析电流互感器对电能计量的影响。在某工厂的日常巡检中发现，工厂变电所接在A相的计量装置并没有电流通过。通过值班记录发现，当年3月24日的用电量突然大幅度减少。进一步检查发现，该电能计量装置的电流回路上连接了其它的设备，例如有功率表、电力定量器等。

经过最终的检查发现，定量器A相进线端已经脱落。测试功率因数为0.98，在接线出现问题的那段时间里用电量为288600KW·h。在A相电流线段期间，计量接线的情况如图3所示。

为了研究电流互感器二次A相电流断线对电能计量的影响，首先要对在不同功率因数下电能计量的情况进行分析，然后得出在A相电流断线时，电能计量的更正系数，给出A相电流计量的正确计算公式，之后就可以计算出在A相电流断线期间实际的电能。通过一系列的计算发现，在A相电流接线出现问题的期间，电厂实际消耗的电量为516594 KW·h。因此，应追补电量为227994 KW·h。通过上述的分析不难发现，当电流互感器的二次A相电流断线时会影响到电能计量的结果。同理，当电流互感器二次A相、B相、 C相电流断线或者出现连接错误时都会对电能计量产生一定的影响。因此，在发现用电量异常时应对电流互感器进行检查。

六、 结语

随着人们生活水平的提高，电能在人们生活中作用也越来越大。而电能计量作是确保电力输送效率和电能应用效果的关键性因素，对其精度影响因素的研究有着很高的现实意义。本文在阐述了电流互感器误差原因的基础上，根据电流互感器在实际使用过程中的特点，针对电能计量的影响因素提出了相应的解决办法，最大限度的提高电能计量的准确性，以便提高电力企业的经济效益。确保用户的利益。

参 考 文 献

[1] 詹发军，霍剑.电压互感器二次回路压降影响电能计量的原因及改善措施[J].新疆电力技术，2013（08）：26-28.

[2] 李霞，崔瑞，张冬冬.浅谈电流互感器二次绕组接线错误对电能计量的影响[J].新疆电力技术，2013（01）：21-23.