非视距定位

非视距定位（精选六篇）

非视距定位篇1

当移动台与基站之间的直射路径被障碍物挡住后,无线电波只能在经过反射和衍射之后到达接收端,此时测量到的数据不能正确地反应发送端与接收端的真实距离。通常采用的定位方法有:到达时间差(TOA)定位[1]、时间差(TDOA) 定位[2]、到达角度(AOA)定位[3]及混合定位[4]。但TOA测量要求MS的发射与所有基站的接收精准同步,并且在发射信号中需包含发射时间标记,这需要与BS时钟严格同步,很容易导致误差的增大;而测量AOA的天线排列价格昂贵, 距离偏大时微小的角度测量偏差会导致较大的定位距离误差,AOA是受多径传播影响最大的,并且有的基站不支持AOA的上报。

因此, 本文就现有的LTE网络定位问题进行研究,在标准的蜂窝网结构下,提出根据测量移动台发射功率以及基站接受功率, 在传输信道衰减模型下估算距离,根据多个距离差来确定移动台的位置,并对非视距传播小区环境下基于频率差的定位精度进行仿真分析。

1 算法描述

1.1 无线信道功率测量算法

1.1.1 无线信道衰落模型

由于实际无线电传播的环境非常复杂,存在多种传输信道模型,需要针对不同的信道模型匹配不同参数才能提高定位精度,对于无线信道的衰落可分为慢衰落和快衰落, 不同的路径损耗模型依赖于不同的环境模型,以下为几种经典信道模型的路损[5,6]:

(1) 对于室内NLOS

其中移动台距离基站距离d满足:10 m

载波频率fc为2~6 GHz

(2) 对于微蜂窝的场景, 传输模型采用COST231NLOS模型[7],对于其路径损耗可以表示为:

其中,PLFS表示自由空间衰落;PLrtS表示房顶到道路过程中的衍射散射衰落;PLmsd表示设备损失功率。

当基站天线高度为12.5 m、建筑物间距为50 m、道路宽度25 m时,在非视距误差情况下路损可表示为:

(3) 对于市区/ 郊区小区, 传输模型采用COST231NLOS模型,对于其路径损耗可以表示为:

其中fc为载波中心频率,单位是MHz;

基站传输距离d≥20 m。

由于多径造成的衰落为快衰落,遵循瑞利分布或者莱斯分布。快衰落是叠加在慢衰落信号上的快速抖动,对于RSRP,需要采用一定的方法对快衰落进行过滤,从而获得接收功率的均值,即为路损值。基于上述传输模型,路径损耗和传输距离、载波中心频率、基站和无线传输环境有关,在本文的仿真分析中,可以假设载波中心频率、基站有效高度都为确定值,因此综合几种传输模型可以得出路径为传输距离的函数如下:

函数中的系数a、b因无线环境的不同而变化。

1.1.2 基于频率差的定位算法

本文选择郊区小区(宏蜂窝)作为研究对象,小区的覆盖半径通常大于1 km, 具有高增益天线高发射功率(10 W ~80 W ) 的特点, 通常采用经验传播模型进行预测。本文采用标准蜂窝网七基站结构,该算法也适用于一般小区要求基站M≥2,详细算法描述如下:

(1) 先根据TA值计算用户距离服务基站发射天线的距离D1, 因为TA的单位一般都为Ts, 所以要折算成秒(s), 其中C为光速。

(2) 根据小区对应的路径损耗模型、测量到的RSRP( 参考信号接收功率) 以及参考信号发射功率计算移动台与发射基站之间的距离。在获得基站接收功率的情况下, 移动台与基站之间的路损值PL_i=PT_i-RSRP_i,其中PT_i表示各个基站服务器提供的下行参考信号发射功率,单位为dBm;然后由式(5)以及路损模型得到移动台与基站之间的距离差Di, i=2,3,4 ……

(3) 根据移动台MS与基站BS之间的距离差采用LS算法估计MS的位置。

假设MS的坐标为(x,y),基站BSi的坐标为(Xi,Yi), 其中BS1为服务基站, 移动台与基站之间的距离用Di表示,则可以得到如下的方程式:

1.1.3 功率测量参数分析

在LTE路测[8]中, RSRP表示接收信号强度的绝对值,是衡量无线网的重要指标,根据参考信号的发送功率可以计算出传播损耗,从而判断与基站的距离。3GPP协议中规定终端上边测量RSRP的范围是[-140 dBm,-44 dBm],路测时,一般要求RSRP值必须大于-100 dBm,否则容易出现弱覆盖等问题。

载波中心频率fc由信号传输模式决定,在信号传输过程中,将信号负载到一个固定频率的波上,这个固定频率即是载波频率。 TDD和FDD是两种载波模式,TDD适用于高密度用户地区的局部覆盖,FDD适用于大区制的国际间和国家范围内的覆盖,两种方式具有相互无法替代的优点,具体的fc值可根据第三代移动通信系统的频谱标准来确定, 本仿真中采用2 000 MHz中心频率。

1.2 基于神经网络的频率定位

1.2.1 基于BP神经网络[9]的频率测量值的修正

如图1 所示,根据移动台到基站的功率值计算距离差,测量值由于存在NLOS误差值,所以本文采用BP网络修正测量值。 BP神经网络是一种前向型反馈神经网络,具有学习速率快、结构简单等优点来修正NLOS误差,由输入层、隐含层和输出层三级结构组成,其中各节点数目分别为r、s1、s2。隐含层采用激活函数为Sigmoid ,即f1(x ) =tanh (x ) ; 输出层激活函数为Purelin, 线性传递函数,即f2(x ) = kx ; 设输入向量为P , 输出向量为T ;BP网络修正模型[10]如下:

输入向量为:P=[PDOA21,PDOA31,PDOA41,PDOA51,PDOA61,PDOA71]

输出向量为:T=[d21,d31,d41,d51,d61]

1.2.2 基于BP神经网络的频率定位算法

所有基站与移动台之间均为NLOS误差,利用BP神经网路对测量值存在的误差进行修正,从而减小功率测量中的NLOS误差, 然后再应用Chan算法和最小二乘(LS) 算法进行位置估计, 使其具有更高的定位精度。定位的具体步骤如下:

(1) 以移动台及基站的样本矢量计算在LOS环境下的PDOA值, 作为目标样本;

(2) 假定模拟误差函数, 得到在NLOS误差环境下的PDOA值, 经由BP神经网络修正数据;

(3) 利用修正后的PDOA值, 采用Chan和LS算法进行位置估计。

2 仿真及分析

为了检验本算法的可操作性, 对基于BP的频率定位算法进行了跟踪仿真。本仿真基于几何结构的单次反射(GBSB)系统信道模型,NLOS误差是采用COST231 模型,对市区/郊区小区进行仿真,采用标准的七基站蜂窝网,其中设原点为服务基站BS1,蜂窝网半径为3 000 m。

表1 为本文算法PDOA和TDOA算法在相同环境下多次仿真定位误差平均值,由下表数据可以看出,采用频率测量定位比参考文献[11]中同样采用LS算法误差更小, 说明本文在结合BP神经网络修正误差并根据信道功率定位上具有良好的性能。

图2 为本文算法在不同环境误差情况下采用LS算法和Chan算法对比图, 纵坐标为各算法在指定环境下的均方误差值。由图可以看出,随着测量误差的增加,两种定位算法误差均有一定程度的下降,说明定位性能随之下降,但本文LS算法在经过BP神经网络对测量数据的修正后定位性能较为稳定, 说明BP神经网络可以有效抑制NLOS误差。

图3 为在本文算法下随着信道环境的不同LS与Chan算法的对比图。由图可以看出, 随着信道参数的增大,NLOS引起的误差也随之增大。由于Chan算法的推导过程都是基于理想的零均值高斯随机变量, 而LS算法不考虑误差的统计特性,精度要好于Chan算法,所以定位更为稳定精确。

为了精确无线通信系统无线电波传播的可靠度,本文提出了一种采用测量移动台与基站之间的频率进行定位的算法,该算法减小了传统测量时间和角度上受多径干扰及设备的影响,并根据不同的传播环境提出相应条件的传播算法, 然后结合BP神经网络修正误差,最后利用LS算法进行位置估计。从仿真结果可以看出,本文算法在定位精度上有显著提高且较为稳定。

摘要：基于单次反射信道模型,针对LTE通信网络在非视距传播环境下提出了一种基于频率的定位算法。首先根据信道传输模型计算路径损耗,再由路径损耗计算移动台与基站之间的距离,然后利用BP神经网络修正NLOS误差,最后利用最小二乘LS定位算法进行移动台定位。仿真结果表明,该基于频率的移动台定位算法定位精确,效果良好。

跑道视距检查的编程技术分析论文篇2

在民用机场飞行区地势设计中，跑道纵断面设计对整个机场土石方量影响非常大，特别在西南地区修建机场，跑道纵坡对整个机场的投资影响更为明显。在纵断面设计中，通常会根据原地形走势分段设计纵坡，这就不可避免地需要进行跑道视距检查。

本文通过分析跑道各个坡段坡度、坡长及变坡竖曲线曲率半径之间的数学关系，推导出了跑道纵断面上各点的高程，然后比较跑道纵断面高程和相应段的视线高程之间的大小，根据大小判断跑道视距是否满足要求。

1跑道纵断面高程分析

1. 1求各坡段的方程

在进行跑道纵断面设计中，通常先设计出每一段的坡度和坡长，即坡度和坡长已知。设第一坡段的坡长和坡度分别为poi和pdl(升坡为正，降坡为负)，……第n坡段的坡长和坡度分别为per和pdn。

1.2求连接各坡段的竖曲线方程

要想求得连接各坡段的竖曲线方程，必先求出竖曲线的圆心坐标，设连接第n-1段跑道和n段坡段的竖曲线半径为Rn,圆心坐标为(Onxr、On)。

2视线高程分析

通过前面跑道纵断面高程分析，然后建立一系列方程可以求出跑道纵断面上各点的高程。根据《民用机场飞行区技术标准》(MH5001-) 6. 1. 6. 2条规定，当跑道纵向变坡不能避免时，应具有下列无障碍视线:

-飞行区指标II为C. D. E. F的跑道，在高于跑道3m的任何一点能通视至少半条跑道长度内的高于跑道3m的任何其他点;

-飞行区指标II为B的.跑道，在高于跑道2m的任何一点能通视至少半条跑道长度内的高于跑道2m的任何其他点;

-飞行区指标II为A的跑道，在高于跑道1. 5m的任何一点能通视至少半条跑道长度内的高于跑道1. 5m的任何其他点。

3视线高程和跑道纵断面高程的比较

在已知跑道纵断面高程和相应需要检查段视线高程的基础上，通过比较两者相应点的高程，如果视线高程高于跑道纵断面高程则视距检查符合要求，反之则视距检查不符合要求。

4程序设计通过对上述分析过程的整理，采用VS编程设计，完整的实现了跑道视距检查问题。

5结语

非视距定位篇3

被动声定位技术由于其不受能见度限制、不受视线限制、作业隐蔽、侦察范围较大等特性[1],被用来作为雷达、光学探测定位技术的补充,广泛应用于巡航导弹、直升机、坦克等军事目标的定位、报警、探测当中。国外的被动声探测定位技术研究起步较早,美国、俄罗斯、英国、以色列、日本和瑞典等国家早已装备了被动声探测系统。

现已发表的理论成果中,多数为视距情况下的定位技术的研究[2],而对于非视距情况下的被动声定位技术则很少涉及。但是尤其在战场条件下,直升机、坦克等军事目标的非视距声定位却具有重要的实战意义。本文假设定位系统中基阵及障碍物表面的每一点的经纬度、海拔值已知,并存在两个以上的基阵能同时测得声信号的波达方向(AOA),再利用射线寻迹的方法,得出信号在障碍物表面绕射的路径上的离散点,通过对离散点的信息进行分析得出了声源位置的估计值。

1 基本原理

1.1 定位模型

在实际的非视距声定位环境中,主要的障碍物一般为起伏缓慢的丘陵、山脉,这决定了声信号一般经过直射或绕射传播至基阵。引入以下假设:

(1) 声源为点声源,且距接收基阵较远;

(2) 模型中信号由目标至基阵的传播简单分为直射-绕射-直射三段,即声信号以直射方式到达障碍物,然后在障碍物表面的传播方式一直为绕射,直到离开障碍物后再直射到达基阵;

(3) 模型中基阵以及障碍物表面每一点的坐标已知,且有多个基阵测得声信号的AOA值。

建立模型如图1所示。

1.2 绕射原理

在图1的模型中,障碍物的存在,使声信号只能通过绕射到达基阵。由于障碍物曲面的作用,声波在绕射传播过程中将连续地沿曲面切线方向漏泄(辐射)能量,并贴近曲面向前传播,物理上称这种方式传输的波叫爬行波(creeping wave)或蠕波。爬行波沿曲面行进时,遵循广义费马原理:传播路径为一条短程线,即爬行波在曲面上两点间传播的路径为所有可能的路径中长度值最小的那条路径[3]。短程线具有以下性质[4]:

(1) 由曲面上每一点出发,到其他的任意点,总存在惟一的一条短程线;

(2) 在曲面上一条曲线Γ为短程线的必要条件是Γ为直线,或Γ的从切面(由切线和副法线构成的平面称为从切面,副法线是与法线和切线正交的向量)和曲面的切面重合;

(3) 在曲面上,在同一点具有相同切线的一切曲线中,以短程线的曲率为最小,短程线的曲率为同方向的法截线(曲面某一点的法线平面和曲面的交线称为法截线)曲率。

通过求解短程线就能得出信号在曲面上的传播路径。如果曲面较为简单,则可以通过求解解析几何方程或二阶微分方程进行射线寻迹,但大多数的任意曲面无法得到解析解。本文将绕射部分的短程线用一系列离散点来近似,然后通过点与点之间的迭代关系来进行射线寻迹。

2 基于射线寻迹的定位方法

在曲面上建立三维坐标系,射线寻迹示意图如图2所示。

设短程线上一点Ai的坐标为(xi,yi,zi),声信号在点Ai处的入射方向的单位矢量 $\vec{τ}$ i为(αi,βi,γi)。假设声信号从点Ai按 $\vec{τ}$ i方向直线传播至点A′i+1,x坐标值增加h,因为点Ai和点A′i+1都在方向为 $\vec{τ}$ i的直线上,易推出点A′i+1的y坐标增加值为hαi/βi。假设声信号沿短程线传播至下一点Ai+1时,点Ai+1的xy坐标等于点A′i+1的xy坐标,将所得的xy坐标值代入地理信息系统中,可得点Ai+1对应的z坐标,设其值为zi+1。则短程线上点Ai+1的坐标为:

$A_{i + 1} = (x_{i} + h, y_{i} + h \frac{α_{i}}{β_{i}}, z_{i + 1}) (1)$

由Ai+1点附近小区域的地理信息可计算出曲面在Ai+1点处的法向量 $\vec{n}$ i+1(本文仿真实验中取到Ai+1点距离小于h的任意三点得到一个三角形小区域,由地理信息可知这三点的坐标,以这三点确定的平面的法向量作为曲面在Ai+1点处的法向量),设G为平面上的任意点,可确定出点Ai+1处的切平面Q1的点法式矢量方程为:

$\vec{n}_{i + 1} \cdot (G - A_{i + 1}) = 0 (2)$

将单位矢量 $\vec{τ}$ i平移至Ai+1,由Ai+1, $\vec{τ}$ i和 $\vec{n}$ i+1决定的平面Q2为:

$(\vec{n}_{i + 1} \times \vec{τ}_{i}) \cdot (G - A_{i + 1}) = 0 (3)$

根据上节提出的短程线性质,Q1与Q2交线L的方向即为Ai+1点处短程线的走向[4]。因为交线L垂直于Q1和Q2的法向量,故也垂直于平面Q1和Q2的法向量决定的平面。所以,交线方向,即信号在Ai+1点传播的方向矢量为:

$\vec{τ}_{i + 1} = \vec{n}_{i + 1} \times \vec{τ}_{i} \times \vec{n}_{i + 1} (4)$

在设定初始点的值后,根据式(1)和(4)进行迭代就可求出信号传播的短程线上以h为间隔的所有离散点的坐标和射线方向。

设共两个基阵参与定位,任意取基阵1的第j个离散点和基阵2的第k个离散点,且已得出其坐标和声信号在这两点的方向矢量分别为Aj, $\vec{τ}$ j和Ak, $\vec{τ}$ k。作过离散点且方向为所求方向矢量的直线Lj和Lk,其以s,t为参数的参数方程为:

${\begin{matrix} L_{j} (s) = A_{j} + s \vec{τ}_{j} \\ L_{k} (t) = A_{k} + t \vec{τ}_{k} \end{matrix} (5)$

理想情况下,两条直线交于一点时,交点即认为是一个定位估计值点。但由于计算机计算精度或迭代算法中的近似取值,以及测量值的误差等原因,两直线一般不会严格相交。假设位于Lj上的点Pj和位于Lk上点Pk之间的距离为两直线间的最小距离,当最小距离小于固定阀值g时,就认为本组离散点能得出一个估计值点,并令估计值点为Pj和Pk连线的中点。

令 $a = \vec{τ}_{j} \cdot \vec{τ}_{j} ‚ b = - \vec{τ}_{j} \cdot \vec{τ}_{k} ‚ c = \vec{τ}_{k} \cdot \vec{τ}_{k} ‚ d = \vec{τ}_{j} \cdot (A_{j} - A_{k}) ‚ e = \vec{τ}_{k} \cdot (A_{j} - A_{k})$ ,推出在点Pj和Pk处参数s和参数t的取值分别为[5]:

${\begin{matrix} s_{c} = \frac{b e - c d}{a c - b^{2}} \\ t_{c} = \frac{b d - a e}{a c - b^{2}} \end{matrix} (6)$

Pj和Pk连线的中点,即定位估计值点为:

$\bar{W}_{j k} = \frac{A_{j} + s_{c} \vec{τ}_{j} + A_{k} + t_{c} \vec{τ}_{k}}{2} (7)$

3 计算实例

由于射线寻迹与信号传播互为可逆过程,故声源至基阵方向进行寻迹得出的离散点等同于基阵至声源方向进行寻迹得出的离散点。另外,基阵的摆放位置并无严格要求,为设初值方便,本文直接仿真声信号由声源传播至障碍物,在障碍物上沿短程线绕射后,再传播至基阵的过程,步骤如下:

(1) 设定声源坐标,然后在距声源一定距离处设立障碍物;

(2) 从声源作出任意两条同障碍物表面相切的射线,分别计算出射线的方向矢量及同障碍物表面的交点作为迭代初始值;

(3) 按式(1)和式(4)射线寻迹的算法,得出短程线上离散点的坐标及其方向矢量;

(4) 所有离散点数据代入式(6)和式(7)计算出估计值坐标。

分别设障碍物为圆柱、圆柱和球的组合体,迭代步进长度h=10 m,直线距离的阀值g = 1 m。两个基阵参与定位时的初始条件如表1,仿真结果如图3,图4所示。

为便于观察,仿真图中剔除了z坐标小于零的声源估计值,且绕射短程线上的离散点及声源估计值点每隔3个点显示一个点。所有仿真图中两直线的交点为声源的真实位置,“▼”表示一个目标估计值点,“◆”表示声信号在障碍物表面绕射的短程线上的离散点。

通过仿真可以看出,所有的声源估计值点近似构成一段单调、平滑的曲线。

4 结语

本文将射线寻迹的方法用于被动声源的非视距定位,在两个以上基阵同时测得声信号的AOA值的情况下,能判断出被动声源的位置分布在一段单调平滑的曲线上。在只能得到非视距测量值的战场条件下,算法可以为被动声源的定位、探测、报警等任务提供引导。假设丘陵、山脉等障碍物为圆柱形或球形和圆柱组合构成时,仿真表明该算法是有效的。

参考文献

[1]刘艳丽.被动声探测系统对目标定向定位算法的研究[D].西安:西北工业大学,2006.

[2]陈华伟,赵俊渭,郭业才.五元十字阵被动声定位算法及其性能研究[J].探测与控制学报,2003,25(4):11-16.

[3]汪茂光.几何绕射理论[M].西安:西安电子科技大学出版社,1994.

[4]Rached N Z,Zheng Y F.Determining Geodesics of a DiscreteSurface[C].Proceedings of the 1994 IEEE InternationalConference on Multisensor Fusion and Integration for Intel-ligent Systems(MFI′94),1994:551-558.

非视距定位篇4

关键词：超宽带信号,时域射线跟踪法,非视距

一、引言

近几年, 超宽带技术具有传播速率高、系统容量大、功耗和成本低等优点, 在室内、近距离、高速率以及能量受限的传感器网络等场景下颇具吸引力[1]。

本文仿真基于时域射线跟踪法对非视距室内复杂环境中的超宽带信号的传播特性开展研究, 可以为超宽带通信系统室内覆盖提供依据。

二、仿真结果与分析

利用文献[2]针对室内复杂环境进行建模仿真。仿真所用时域信号为二阶高斯脉冲, 其表达式为:

仿真环境平面图如图1所示, 其中两个房间尺寸均为长4m, 宽5m, 高5m.房间内的金属家具任意摆放在房间内, 其长、宽、高均为1m.两个房间的中间被1m厚的墙隔开, 发射和接收天线高度分别为1.5m和1m.仿真房间的电磁参数如表1所示。

视距接收点RX1和非视距接收点RX2的功率延迟分布如图2-3所示。从图2和图3中知, 由于视距传播直射路径直接到达接收点, 无阻碍物的限制, 所以到达RX1的时间要比到达RX2的时间短。视距传播是直达射线, 占大部分功率, 多次反射、透射和绕射射线携带的能量很小;而非视距传播携带能量最强的射线是透射射线, 多次反射和绕射射线所携带的能量也比较大。

三、结论

仿真对比分析可知:在视距传播中, 直射路径最先到达且信号最强, 在全部的多径信号中占绝大部分能量;在非视距传播中, 没有直射路径时, 透射路径最先到达。

参考文献

[1]刘伟荣, 何云.物联网与无线传感器网络[M].北京:电子工业出版社, 2013:118-119.

非视距定位篇5

不同于传统的单载波调制技术,正交频分复用( Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,OFDM)将系统的带宽分为许多子载波进行并行传输,可以降低每个子载波的符号传输速率,使符号持续时间变长,因而对时延扩展有较强的抵抗力。OFDM良好地解决了多径环境中的信道选择性衰落,但对信道平坦性衰落,尚未得到较好的克服。而COFDM是OFDM与信道编码的结合,具备了OFDM所有优点的同时通过差错控制编码,使得传输时各单元码信号受到的衰落可认为统计独立,从而消除平坦性衰落和多普勒频移的影响。因此,COFDM系统在数字视频广播( DVB)[1]、数字音频广播( DAB) 和视频监控等高速无线图像传输领域有很大的优势。

对于建筑物密集城区和地形环境恶劣的山区等通信环境,由于受地形、地物等环境因素的制约,无线信号只能以非视距方式传播,对COFDM系统性能产生很大的影响。不同的非视距( NLOS) 环境具有不同的传播特性,为了适应各种非视距( NLOS)传输信道特性,满足系统传输性能的要求,选择合适的COFDM系统参数至为关键。在对非视距信道以及COFDM系统参数与特性分析的基础上,按照高清视频传输性能的基本要求,以误码率和频谱利用率为准则,设计了多种COFDM非视距传输模式以及相应的系统参数。采用MATLAB软件搭建COST207非视距仿真信道[2]以及COFDM系统仿真平台,对多种传输参数模式的COFDM系统进行仿真和性能分析,通过对误码率和频谱利用率的评估,确定满足性能要求的COFDM传输模式与系统参数,从而使不同的非视距信道环境和不同COFDM系统传输模式间达到最佳的适配效果。

1 非视距信道模型

1. 1 非视距信道

当移动台与基站之间的直射路径被障碍物挡住后,无线电波只能在经过反射和衍射后到达接收端,这种现象被称为非视距传播( NLOS) ,对应的信道为非视距信道。为了研究非视距环境下的无线电波传播的特点,提出各种非视距传播的信道模型,例如COST207信道模型、COST231信道模型和SUI信道模型等,这些信道模型已在移动网络的无线规划中得到了广泛应用。考虑到在高清视频传输领域应用中COFDM通信系统的NLOS传播环境,故选取了COST207信道模型中的COST207 RA ( 远郊 ) 、COST207 TU( 城区) 2种典型的非视距信道作为系统的仿真信道模型。

1. 2 COST207 信道模型

COST207是针对GSM通信系统的各种传播环境而开发的信道模型[3],该模型分为适用于远郊地区( RA) 、典型城区( TU) 、恶劣城区( BU) 和多山地区( HT) 4种非视距环境。为仿真COFDM通信系统在视频图像监控领域的信道环境,选取了远郊地区( RA) 和典型城区( TU) 2种非视距信道环境。

COST207信道的时延功率谱密度函数为:

COST207信道的冲击响应模型为:

式中,L为离散传输路径数; al为延迟稀疏,是实数; τl为离散的传输延时。al和 τl决定了频率选择性衰落信道的时延功率谱密度,从而决定了衰落信道的特性[4]。COST207信道模型的3种NLOS信道模型参数如表1所示。

2 COFDM 传输系统结构及传输模式筛选

2. 1 COFDM 系统结构

COFDM系统主要包括信道编 / 译码器和OFDM调制解调器2部分。在COFDM发送端,数据通过级联码( 卷积码和RS码) 编码器[5]进行信道编码后,再进行交织处理,经过MQAM调制器进行映射,映射后借助于快速傅里叶变换( IFFT) 处理器,把信号调制到多个正交的并行子载波上,然后再调制到射频载波,通过无线发射机发射出去,而接收端是发送端的逆过程。COFDM系统收发的结构框图如图1所示。

2. 2 COFDM 系统性能与参数的分析

在COFDM系统中,主要的系统参数有编/译码方式及码率、QAM调制阶数[6]、子载波数量、保护间隔和系统带宽等。COFDM系统的各项参数的选择是在满足一定系统性能指标要求的前提下,在多项性能指标的矛盾冲突中折衷权衡,综合考虑而确定的[7]。因此,对于NLOS传播环境,确定适应不同的NLOS信道环境下的最优传输模式及系统参数至关重要。文中衡量COFDM系统的主要性能指标有信息传输速率Rb、误码率 ηBER和频谱利用率等。

在选择好相应的NLOS信道模型后,信道时延参数 Δ 随之确定,信道时延 Δ 将直接决定保护间隔Tg的大小,保护间隔Tg的长度一般应为信道时延参数 Δ 值的2 ~ 4倍,保护间隔太长会使码元传输效率降低,保护间隔太短将无法起到避免符号间串扰的作用。

一个OFDM符号周期Ts包含有用信息长度Tu和保护间隔Tg。有用信息的长度Tu太短,信息传输效率将会降低; 有用信息的长度Tu太长,子载波间隔Td= 1 / Tu会相应减小,使系统对频率偏差会更加敏感,系统的实现复杂度就会增加。因此,在实际应用当中,有用信息所持续的时间Tu通常为保护间隔Tg的4 ~ 5倍。

确定了OFDM符号中有用信息的时间长度Tu后,OFDM符号周期Ts也随之确定了。每个子载波信道传输的比特速率可以由调制类型、调制阶数和编码速率等系统参数来确定,子载波的数量K可以利用系统的的信息传输速率Rb除以每个子信道中的比特速率来确定子载波的数量。系统带宽B可以由子载波的数量乘以子载波间隔计算得出。

2. 3 系统模式及参数的初步筛选

通过对720P高清视频进行H. 264视频编码和压缩后的数据进行计算和分析得知,传输高清视频数据需要20 Mbps左右的信息传输速率。以此应用需求为前提条件,对4种非视距信道环境下的系统工作模式及参数进行初步分析[9]和筛选。

筛选的原则为控制变量法,控制其中1个或2个变量的参数值不变,在满足20 Mbps信息传输速率的前提下,从而筛选出满足条件的另外变量的参数值。以非视距信道模型COST207中典型城区为例进行说明,典型城区环境的时延扩展 Δ = 0. 98 μs,选取保护间隔为时延扩展的4倍,则保护间隔[10]为:

选取一个OFDM符号中有用信息的时间长度Tu为保护间隔Tg的4倍,则

系统的子载波间隔为:

一个OFDM符号周期Ts包含有用信息的长度Tu和保护间隔Tg之和,则

COFDM通信系统为传输720P即分辨率为( 1 080* 720) 的高清图像数据需要20 Mbps左右的信息传输速率,则每个OFDM符号需要传输的比特数为:

控制其中2个变量的参数值不变,从而求出另外一个满足条件的变量的参数值。若选取编码码率为1 /2,调制阶数为16QAM的情况下,则每条子载波可以传输1 /2 × 4 bit = 2 bit ,要满足每个OFDM符号传输392 bit的信息传输速率,子载波数量要大于392 /2 = 196条,所以子载波数量选取256条。同理,其他编码码率、调制阶数和子载波数量可以相互搭配来满足传输速率。

系统带宽为子载波数量乘以子载波间隔为:

为满足COFDM系统20 Mbps左右的信息传输速率,按照上述方法筛选出满足条件的几种传输模式[11],相应的系统参数如表2所示。

3 性能仿真与分析

3. 1 系统性能仿真结果

采用Matlab仿真软件搭建COST207非视距仿真信道以及COFDM系统仿真平台,对9种传输参数模式的COFDM系统进行仿真和性能分析。3种非视距信道环境下的COFDM系统性能仿真结果如图2和图3所示。

由图2可见,在COST207远郊地区信道条件下,由于信道环境不是很恶劣,故各个传输模式整体误码率较低,各个传输模式的误码率相差别较大,模式1( BPSK,R = 1 /2) 是最低的调制阶数和最高的编码码率,故性能最好远低于10- 4@ SNR = 20 d B,但是频带利用率最低,资源浪费较严重; 模式2( QPSK,R = 1 /2) 的误码率略低于模式4( BPSK,R =2 /3) 的误码率,模式5 ( QPSK,R = 2 /3) 的误码率略低于模式7( BPSK,R = 3 /4) 的误码率,说明在此信道环境下较高的编码码率有更好的性能,模式3( 16QAM,R = 1 /2) 、模式6( 16QAM,R = 2 /3) 和模式9( 16QAM,R = 3 /4 ) 都是16QAM调制,故误码率比较高,系统性能较差。

由图3可见,在COST207典型城区信道条件下,信道环境相比远郊地区要恶劣一些,各个传输模式整体误码率较高,模式1( BPSK,R = 1 /2) 的性能最为优异,但频带利用率最低。而在典型城区环境下,模式4 ( BPSK,R = 2 /3) 的误码率低于模式2( QPSK,R = 1 /2) 的误码率,模式7( BPSK,R = 3 /4)的误码率要略低于模式5( QPSK,R = 2 /3) 的误码率,说明在此信道环境下具有低阶调制系数的传输模式性能更佳。模式3 ( 16QAM,R = 1 /2) 、模式6( 16QAM,R = 2 /3) 和模式9( 16QAM,R = 3 /4) 的误码率[10]要高于10- 2@ SNR = 20 d B。

3. 2 系统性能及参数与 NLOS 信道特性的适配与分析

为了满足高清视频非视距无线传输的要求,在信噪比优于20 d B的条件下,系统误码率应该优于10- 4。从无线传输的角度看,频带利用率越高,则系统占用的频率资源越少。因此,在COST207非视距传播的环境下,COFDM系统参数与模式的选择准则为,首先要满足信息传输速率优于20 Mbps的要求,然后传输误码率必须优于10- 4@ SNR = 20 d B,最后频带利用率最高的传输模式为最佳适配方案。

根据COST207远郊地区、COST207典型城区和COST207山区非视距信道环境下,9种传输模式的COFDM系统的仿真结果,分别读取20 d B信噪比下的误码率数据,并以误码率是否低于10- 4作为系统性能是否满足要求的基准。同时,计算各种传输模式的系统频带利用率,用于选取系统性能及参数与NLOS信道特性的最佳适配模式。根据系统参数及仿真结果,2种非视距环境下COFDM系统适配性相关数据如表3和表4所示。

从表3和表4中可以看出,非视距信道COST207典型城区信道模型比COST207远郊地区信道模型的环境要恶劣。按照COFDM系统参数与模式的选择准则,在满足信息传输速率的条件下,以20 d B信噪比为基准,评判各种NLOS信道条件下COFDM系统误码率是否优于10- 4,并根据频带利用率[12]大小确定最佳的适应模式。

在COST207远郊地区信道模型中,模式1、2、4、5、7、8的误码都低于10- 4性能达到要求,但是模式8的频谱利用率最高。因此在满足图像在信息传输速率和误码率在前提下,模式8是COST207远郊地区信道的最佳适配模式。

在COST207典型城区信道模型中,模式1、2、4的误码都低于10- 4性能达到要求,但是模式2的频谱利用率最高。因此在满足图像在信息传输速率和误码率在前提下,模式2是COST207典型城区信道的最佳适配模式。

4 结束语

通过对非视距环境下的COFDM系统传输模式的信道适应性研究,从而可以确定满足设计要求的COFDM系统参数,使不同的非视距信道环境与不同COFDM系统传输模式间达到最佳的适配效果。研究结果表明,与各种NLOS信道适配的关键是在满足性能要求的条件下选择合适的COFDM系统参数。研究成果对非视距传输环境下的高速图像传输等产品的开发可以提供重要的设计参考价值。

摘要：编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,COFDM)技术在数字视频广播、森林防火和城市的道路监控等图像传输领域的应用越来越广泛,这些应用环境主要是城区和山区。不同的非视距环境具有不同的传播特性,因此需要选择合适的COFDM系统参数来适应相应信道特性。采用MATLAB软件搭建COST207非视距信道仿真平台,对多种传输参数模式进行仿真和性能分析,通过对误码率和频谱利用率的评估,确定满足要求的系统参数,从而使不同的非视距信道环境和不同系统传输模式间达到最佳的适配效果。仿真结果表明,不同的信道环境和不同的传输模式达到了很好的适配,达到了设计的要求。

非视距定位篇6

现代的变电站自动化程度很高, 国网公司220k V以下的变电站基本上实行无人值班。变电站的遥信、遥测、遥控需要在变电站投运前完成点位、对象核对, 功能测试等。为了保证自动化远动信息的调试时间, 需要建设临时调试通道。

1.1 非视距传播的衰耗

无线信号从左侧发射, 遇到第一个障碍物时发生绕射后继续向右传播, 第一个障碍物的顶部起电波源的作用, 到达第二个障碍物时再发生绕射。因此传播过程可分解成二部分:从左侧发射点经第一个障碍物向第二个障碍物顶点传播;从第一个障碍物顶点经第二个障碍物向右侧接收点传播。第一绕射路径由距离a、b和高度h'1确定, 计算出损耗值L1 (d B) 。第二绕射路径由b、c和h'2高度确定, 计算出损耗值L2 (d B) 。L1、L2用单个刀刃形障碍物绕射损耗计算公式进行计算。考虑到两个刀刃形障碍物之间有距离b, 必须加上校正项LS。LS可以用下面公式进行估算:

相对于自由空间传播, 二个孤立的刀刃形障碍物的总绕射损耗为:

单个刀刃形障碍物绕射的损耗J (ν) (d B) 近似为:

ν 为标记的单个归一化、无量纲的参数, 与连接路径两端的直线上方障碍物顶部的高度、波长、障碍物与路径两端之间的距离相关。ν 的计算可参照ITR-R P.526 建议书。

根据上述公式, 可估算出二个孤立的刀刃形障碍物的总绕射损耗:

总绕射损耗为:

发射点与接收点间的总损耗为:97.55+20.97=118.52 (d B)

当采用2000MHz频段时, 总损耗为:114.02+30.03=145.05 (d B)

二、分布式LTE变电站调试通道的组成

建设变电站调试通道的就是在新建变电站与就近的运行变电站之间架设一道临时通道, 当采用分布式LTE基站中继作为变电站调试通道时, 应由分布式LTE的两个机动e Node B构成。机动通信车辆作为调试通道设备的移动承台, 与无线通信装置一起组成了车载基站, 基站间以非视距传输为主, 传输距离不小于5km, 通道有效容量不小于1.4Mb/s。

2.1 通信车辆

将分布式LTE的基站 (e Node B) 及配套设备就安装在通信车辆上, 能节省基站安装、调试和天线的安装、调整, 方便运输。用通信车辆作为基站的平台, 可以携带蓄电池及其他更多的工具、附件, 提高了变电站调试通道的灵活性和适应性。二根单极化全向外置天线分别安装在车身前后两端的天线升降架上, 天线升降架的最大升高高度不小于5 米。为满足变电站调试通道的需要, 充分发挥移动的通信站的功能, 通信车辆的布置应参照通信机房及移动基站的有关规程。

2.2 变电站调试通道组成

从变电站调试通道模型中可以看到有二种方式完成新建变电站至中转变电站的数据传送:第一种是将车载基站开到新建变电站的通信机房旁, 将变电站的数据通过线缆接入车载基站的综合接入设备, 经基站中继传输至附近投运的变电站;第二种将车载基站停靠在一个新建变电站内或附近、各方面条件较好的地方, 新建变电站的数据通过无线用户终端接入附近的车载基站, 再经车载基站间的无线信道传输至中转变电站。第二种方式应用更灵活, 当配备足够数量的无线终端, 不仅可作单个变电站的调试通道, 也可用于局部区域的应急通信。

三、结论

本文的变电站调试通道方案, 不仅能用于新建变电站的调试, 还可以用于变电站机动应急通信、变电站常规通信通道的备用、面向应急状态的培训演练;在紧急情况下快速建立应急通信通道, 实现应对电力重大突发事件的统一协调、调度和指挥;对于光缆难以到达的变电站, 利用非视距传播的无线通信作为常规通道也是一种不错的选择。

摘要：本文首先分析了新建变电站调试通道的现状和特点, 提出一种利用现有的光缆网络, 通过无线+有线结合的方法建设机动、可靠、经济的变电站调试通道的思路;通过非视距绕射损耗计算和对非视距传播特点、抗多径衰落措施的分析和中继损耗估算和链路预算, 证明了基于TD-LTE基站中继的机动应急通道的技术可行性;介绍了分布式LTE的核心技术、系统组成作了简单的描述。

关键词：调试通道,变电站,分布式,LTE

参考文献

[1]孙社文, 傅海明.《TD-SCDMA无线网络测试与优化》[M].人民邮电出版社.2011, 7

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