高压级联变频器

关键词： 功率 级联 故障 单元

高压级联变频器（精选六篇）

高压级联变频器 篇1

级联型逆变器由多个功率单元串联构成,包含大量元器件,因此故障点和故障概率必将大增。逆变桥开关器件由于其高速通断的工作特点和耐压和过流水平,在功率单元中最易损坏,并且往往是严重的不可恢复性故障。目前,级联型拓扑主要有两大类容错策略:一类是单元中有任意故障时,该单元出口即被旁路,这类策略已在工业产品中广泛应用[1,2,3,4,5];另一类主要侧重于逆变开关模块的故障,通过正常相模拟故障相故障类型,实现三相相、线电压都平衡[1]。

第二类容错策略存在很大的局限性:

(1)H桥4管中,最多只能有1管损坏,若损坏2管以上,则该单元只能输出+、0、-中的一种电平,另外两相按此重构则对应单元只能生成该固定电平,对线电压无任何贡献,并且实际开关管往往是成对损坏的(如2U封装);

(2)需要精确的检测技术对开关器件的故障点和故障类型准确确定,否则极易导致故障扩大;

(3)只适用于逆变桥功率器件损坏,若其他部件有问题,则故障单元必须旁路。

基于目前的技术水平和成本考虑,该类策略还处于理论研究阶段,距离工业应用还有较长时间,较可靠的策略应该是故障单元旁路技术,即一旦某个单元发生故障时,控制该单元出口旁路机构动作,使故障单元从主回路有效分离,并使与之相邻的2个正常单元相连,变频器可继续运行。旁路机构有多种实现方案,图1给出了3种常用方案[1,2,3]。

2 功率单元故障的3种常用旁路技术

如图2所示,5单元级联型变频器无故障时,功率单元100%可用,最大输出电压(即电压容量)为100%,三相相电压对称且相位互差120 o。若变频器A相单元A1和A2发生故障,若只旁路故障单元,则供给电机的三相电压将不对称,如图3所示。

不对称供电会给电机运行带来很多问题,如转矩脉动较大、转速不恒定,甚至损坏等。为此,目前主要有如下3种解决技术。

(1)三相对称旁路方式。即三相均旁路掉相同数量的单元,如A相2个单元故障时,需要同时旁路掉B、C相的正常单元各2个,来维持系统输出电压对称,如图4。目前,国内绝大部分品牌的级联型高压变频器大都采用这种策略[1,2]。该方式虽然避免了三相电压不平衡,但在旁路掉故障单元的同时,也旁路掉了某些正常单元,无法使其正常工作,电压容量也必然下降,图4的电压容量下降至60%。

需要指出,某公司采用该方式也有其理由,即6kV等级变频器采用7串而非5串时,即使对称旁路,电压容量下降幅度也相对小些。

(2)中性点偏移方式。由于级联型变频器三相的星型连接点悬浮而未与电动机中性点直接连接,因此变频器供电时,真正起作用的是线电压而非相电压。当故障单元被旁路后,尽管各相电压大小不同,但通过调整各相电压之间的相位差(不再是120 o)如图5,使系统获得最大的对称线电压,此时变频器输出三相线电压中性点不再位于三相的物理连接点,因此该方式被称为中性点偏移技术[1,2,3,4]。

文献[1-4]回避了一个问题,即未明确指出三相调制波中是否注入共模分量以提高电压利用率,但在中性点偏移控制下,三相相电压不再互差120 o,若仍注入3次分量,则两相电压之差(线电压)将无法抵消各自的注入分量,三相线电压中将仍包含注入分量,因此无法实现三相线电压保持对称的控制目标。因此,在考虑3谐波注入时,中性点偏移方式达不到文献[1,2]所给出的电压容量。

另外,中性点偏移为专利技术[1],实际产品实用可能还涉及专利侵权问题。

(3)功率单元N+1冗余备份方式。相对6 kV 5串方式,若每相都增加一个热备份单元,且每个单元仍按5串时要求设计和布置。在正常运行模式下,由PWM调节使得每个功率的输出电压为5串时的5/6运行,即可保证电机运行需要。当某个单元故障时,则该单元被旁路,由于系统具有N+1备份功能,调节提高该相其余单元输出电压,而非故障单元所在相的单元不用特别调节。N+1方式严格上已不属于n单元级联型变频器范畴,某种程度上没有可比性。

3 旁路容错控制后的暂态调整

设变频器每相额定级联单元数为N,若三相各有FA、FB、FC个单元故障,则每相有效单元数为:

式中:i=A,B,C。令比例系数Ki为:

功率单元发生故障后,无论采用何种旁路容错技术,变频器电压容量必下降。但变频器并非时时处于额定工况下(额定频率输出,或额定电压输出)运行,即调制比M未必为1(或者较高,如0.95等),否则变频节能就无意义。为尽量减小由故障旁路控制暂态影响,需考虑对功率单元的调制比M进行调整,如:

式中:M为系统完整时的调制比;Mi为调整后的i相调制比;Ki定义如式(2);Km ax={KA,KB,KC},Mm ax为最大调制比,如0.95或1等,防止越限。

现在证明按式(3)对各相调制比调整后,三相相电压仍然对称。假设功率单元交流输出电压为Eac(基波和其他主要有效分量,包括3次注入分量等),由PWM技术可知,Eac为调制比M和频率f的函数,并且Eac∝M,因此Eac可定义为:

式中:e(f)为单位调制比的频率函数(即与调制比无关的频率函数)。则i相相电压为:

由于M和Mmax/Kmax均为常数,可见,经调整后三相相电压对称,线电压也仍然对称。

由式(3、5)可知,各相调制比的调整不尽相同,但调整后三相输出相电压和线电压都保持对称。因此,提出第4种故障处理方式———只旁路故障单元方式,在该方式下,只需按式进行调整即可达到对称旁路方式的效果。但前者较后者有一个很大的优势在于“二次旁路的选择及电压容量”。图1给出的后2种常用旁路机构都包含半控型器件晶闸管,即导通可控,但关断不可控,需电流过零或反压才能关断。这种关断条件在变频器带载运行过程中基本很难满足。因此,只要旁路成功,功率单元即使完好都很难再次在线投入运行。对于中性点偏移控制,也存在调制比调整的需要,只需将式稍加改进为:

式中:M为系统完整时的调制比;M'为经调整后的占空比;KU定义为某个故障情况下通过中性点偏移控制的电压容量之倒数,如本例的一次和二次故障时KU分别为1/0.90和1/0.80。需要指出,在中性点偏移控制下,所有功率单元的占空比都相同。

举一例说明:5单元级联型高压变频器,某时刻A3首先发生故障,经过旁路控制后,又过一段时间B4发生故障。图6、7分别给出了2种旁路方式的整个控制过程,可见在对称旁路方式下,二次旁路时有4个完好单元A4、B3、C3和C4被旁路,后者的二次旁路时只有故障单元A3、B4退出运行。

由图7可见,只旁路故障单元方式下,二次旁路后的电压容量仍有80%,远高于前者。

运行单元的减少需对调制比M的进行调整,实际在运行频率也需要进行调整。由于在U/f控制下,U/f曲线即为调制比M和频率f的单值函数,即:

图8中所有U/f曲线均可表示为这一函数关系。

前面只对调制比M进行调节,实际还需对变频器的运行频率加以限制,特别是当变频器过载能力不大或所带电机不允许弱磁升速等。

式中:fmax为变频器在最大允许输出频率,该频率在M=Mmax/K通过求解式(7)的反函数取得,而K的取值与控制方式有关,在只旁路故障单元方式和中性点偏移方式下分别取Kmax和KU。

由分析可得,级联型高压变频器的旁路暂态调制包括电压调整(调制比调整)和频率调整2个方面。若旁路前的运行频率f不大于旁路调整后的最大频率fmax,则变频器经过暂态调整后仍能基本维持旁路前的输出(包括电压大小和频率);若f大于fmax,则变频器经过暂态调整后的输出频率必然限制在fmax以下,而电压输出也随着降低。

4 仿真分析

5单元级联型变频器,其单元直流电压1 kV。采用3次谐波注入型载波PWM,载波频率为0.6 kHz,采用恒压频比控制,且初始位于(0 Hz,0)和(50 Hz,1)两点的直线间。初始条件:高压变频器调制比和运行频率分别为0.8、40 Hz,0.03 s时A3故障,0.06 s时B4故障,分别采用3种容错技术。

将上述仿真结果列于表2,可见二次旁路时,只旁路故障单元方式相对于对称旁路方式在电压出力方面有显著优势,与中性点偏移控制相当;整个故障旁路过程中,只旁路故障单元方式的相电压和线电压都非常平稳,平滑程度甚至超过中性点偏移方式。

将图11～13的暂态调整情况示于图15和图16所示。观察(b)和(c),经过M的调整,系统输出始终位于(40 Hz,80%);而(a)中二次旁路后,系统输出为(40Hz,60%),偏离了U/f曲线,若长期运行,可能造成系统过电流等负面影响。

注:90.0%*、80.0%**为采用文献[1]所述中性点偏移控制的实际电容容量值,文献[1]中分别为92.9%和86.1%。

因此,对称旁路方式在二次旁路时,除M调整外,系统输出频率f也需调整,为尽可能维持输出电压,f下降至30 Hz,系统位于(30 Hz,60%),回归U/f曲线,如图16(c)。

为减小故障旁路对系统带来影响,M调整应非常迅速,并尽可能维持输出电压,但若电压出力够时,需调整f。由于级联型变频器制动回路不便布置或制动效果不佳,以及所负载回馈能量很大等原因,致使变频器输出频率f无法瞬间调整,只能徐徐下降。

图2给出了对称旁路方式二次旁路调频仿真波形,0.06 s时通过0.1 s(由于仿真机时原因,实际调整达数秒以上),将系统频率由40 Hz降至30 Hz。

5 结束语

故障单元旁路技术仍为目前级联型高压变频器的实际使用的容错技术。在实施保证线电压对称各种旁路控制的同时,为尽可能维持系统的稳定性,需对调制比M和输出频率f的进行调整。调制比M一般为瞬间调整,而当调整后的电压出力够时,需徐徐降低f,使系统工作点重新回归U/f曲线。对于对称旁路技术,文中提出的只旁路故障单元技术,在二次旁路时有显著优势,并且在某些情况下,可与中性点偏移技术媲美。

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高压变频器构成及测试 篇2

哈尔滨九洲电气股份有限公司成立于，是以“高压、大功率”电力电子技术为核心技术，以“高效节能、新型能源”为产品发展方向，从事电力电子成套设备的研发、制造、销售和服务的高科技上市公司，

本文主要对PowerSmart系列高压变频器功能、出厂测试进行介绍。

1 Power SmartTM高压变频调速控制装置系统组成

Power SmartTM系列高压变频调速系统主要由切分移相干式变压器柜、功率单元柜、控制单元柜、远控操作箱、旁路开关柜等部分组成。切分移相干式变压器为变频器的输入设备，一般由铁心、输入绕组、屏蔽层、输出绕组及冷却风机、过热保护等部分构成。控制单元柜主要由主控制器、温控器、风机保护器、人机界面(数码管和彩色触摸屏可选)、PLC、嵌入式微机、开关电源、EMI模块、隔离变压器、空气开关、接触器、继电器、模拟量模块、开关量模块等组成。

2 工作原理

Power SmartTM系列高压变频器是采用单元串联多重化技术属于电压源型高-高式高压变频器。所谓多重化，就是每相由几个低压功率单元串联组成，各功率单元由一个多绕组的移相隔离变压器来独立供电。采用多重化叠加的方式，使变频器输出电压的谐波含量很小，不会引起电动机的附加谐波发热。其输出电压的dV/dt 也很小，不会给电机增加明显的应力，因此可以向普通标准型交流电动机供电，而且无需降容使用。由于输出电压的谐波和dV/dt都很小，不需要附加输出滤波器，输出电缆也长度无要求。由于谐波很小，附加的转矩脉动也很小，避免了由此引起的机械共振。变频器工作时的功率因数达0.96以上，完全满足了供电系统的要求。因此不需要附加电源滤波器或功率因数补偿装置，也不会与现有的补偿电容装置发生谐振，变频器工作时不会对同一电网上运行的电气设备发生干扰，因而被人们誉为“完美无谐波的高压变频器”。

3 技术特点

采用双DSP控制，可靠性高，杜绝了变频器死机问题;采用36脉冲整流(以6KV变频器为例)及空间矢量多重化PWM技术，每相由6个功率单元串联而成，并直接驱动电动机，无需输出升压变压器，

输出电平数高，dv/dt很小，输出波形接近正弦波。采用专利技术的实时光纤传送技术，对功率单元进行控制。变频器输出转矩脉冲窄，控制精度高，避免了机械共振。完善的自我诊断和故障预警机制，上电自检，运行中实时监测，检测速度高。通过双DSP系统，实现纳秒级运算并进行综合判断，分析准确，减少变频器误报警。

具有PWM控制波形与逆变输出波形实时验证功能，提高了输出波形的准确性，增强了系统无故障的运行能力。具有反转启动和飞车启动功能，无论电机处于正转还是反转状态，变频器均可实现大力矩直接启动。具备来电自启动功能，避免电网短时失电对生产造成影响。变频器发生短路、接地、过流、过载、过压、欠压、过热等情况时，系统均能故障定位并且及时告警或保护，对电网波动的适应能力强。支持中心点偏移式的旁路技术。当某一个功率单元失效时，能够立即对该单元实施旁路处理，而整个变频器的输出仍能维持94%以上的电压，这保证了系统的不间断运行。

4 出厂测试

Powersmart系列高压变频器检验项目(全功率出厂测试)包括：①一般检验：包括外观、部件、元器件。②电气间隙与爬电距离检验。③安全与接地检验。④外壳防护检验。⑤保护功能检验。⑥显示功能检验。⑦效率检验。⑧功率因数检验。⑨输出电压检验。⑩频率分辨率检验。 过载试验。 连续运行试验。 启动特性控制实验。 温升试验。 谐波实验。 控制回路上电源切换实验。 不间断后备电源实验。 高压掉电短时跟踪再启动实验。 飞车启动试验。

九洲电气生产的每一台PowerSmart系列高压变频器，在出厂时都经过严格测试。九洲电气组建了高压大功率变频器实验室。具体包括：电气性能试验室，负责对产品的工频耐压、电气绝缘、三防、效率、功率因数、产品的动态特性等性能进行综合测试。电磁兼容实验室，负责对产品进行快速脉冲群、静电、浪涌、电压跌落等项目试验。单元模块老化实验室，负责对每一个功率单元、控制单元板进行高温带载72小时老化实验。中高压变流试验站，是与罗克韦尔共同建造的，负责对中高压等级的变频器、软启动器、兆瓦级风力发电变流器、SVC产品进行智能化带负载性能测试。其所能测试等级为690V到10KV,最大测试功率可达到5000KW。它为高压变频器的技术发展提供了一个全方位的试验平台。

参考文献：

高压级联变频器 篇3

高压变频器可以实现矿用高压电动机的无级调速, 提高电动机运行效率, 提高煤矿企业的生产效率, 降低生产成本。目前H桥逆变器级联多电平高压变频器是工业上应用最成熟的多电平变频器方案, 其每相由多个低压H桥逆变器串联组成, 各H桥逆变器由一个副边多绕组的移相变压器供电。国内外关于高压变频器的研究也较多, 参考文献[1-3]研究了高压变频器的主电路拓扑, 参考文献[4-8]研究了高压变频器的矢量控制, 参考文献[9]报道了高压变频器在工控领域的典型应用。总结现有的文献报道, 几乎没有关于母线电容优化方面的研究。然而在H桥逆变器级联型高压变频器中, 为了将母线电压纹波控制在一定范围内, 母线电容容量一般都取得很大, 电容体积往往会占据H桥逆变器一半以上, 笨重且成本高。因此, 对母线电容进行优化具有较大的实用价值。本文提出了一种在基波调制信号中注入三次谐波以减小母线电容容量的控制策略, 较大程度地减小了母线电容的尺寸、重量和成本等, 同时不会对输出造成任何影响。

1 级联型高压变频器主电路拓扑结构

图1为某10kV级联型高压变频器的拓扑结构。该变频器由15个H桥逆变器组成。图中U1-U5, V1-V5和W1-W5分别为U相, V相和W相的H桥逆变器;T1为移相变压器;iU, iV和iW分别为电动机U相, V相和W相电流。图2为U相某H桥逆变器拓扑结构。图中id为逆变器输入侧电流, ic为电容电流, Sa和Sb为开关函数。每个H桥逆变器仅承受1/5的输出相电压和全部的输出相电流, 而H桥逆变器的设计功率为1/15的输出总功率。由于变频器输出线电压为10kV, 所以, H桥逆变器的额定输出电压为1.15kV。

级联型高压变频器不需要输入滤波器或功率因数补偿装置即可达到较高的输入功率因数。15个H桥逆变器分别接到移相变压器的15个二次绕组, 相邻的二次绕组间两两相差12°, 整体效果相当于30脉波整流, 这样即可消除29次及以下的低次谐波, 使得变频器输入功率因数达到0.95以上[2]。另外, 级联型高压变频器不需要输出滤波器就可以达到很高的输出质量。每个H桥逆变器有3个基本电平, 即-1, 0和+1。由于移相变压器的作用, 每相输出电压可产生11种电平, 即0, ±1, ±2, ±3, ±4和±5。11种电平的相电压叠加后就可以产生21电平的输出线电压, 逼近正弦波输出。

2 SPWM调制下母线电容电流计算

U相输出电压和输出电流可以分别表示为

式中:VUV为UV线电压值;IU为U相电流的有效值;ω0为输出电流角频率;φ为功率因数角。

H桥逆变器的输入电流可以表示为

式中:Sa和Sb为开关函数。

在SPWM调制下, Sa和Sb可以表示为

式中:M0为基波调制比。

将式 (2) 和式 (4) 代入式 (3) , 可得

因此, 母线电容电流ic可以表示为

3 母线电容控制策略

3.1 母线电容电流计算

三次谐波注入后, 开关函数变为

其中:

式中:Sa0, Sb0为开关函数Sa和Sb的基波分量;Sa3和Sb3为Sa和Sb的三次谐波分量;M3为三次谐波调制比。

三次谐波注入后, H桥逆变器输入侧电流变为

其中:

因此, 母线电容电流变为

3.2 不同功率因数下三次谐波注入量

为了达到最佳的电容电流改善效果, 应该最大程度地减小2ω0次谐波电流含量, 但是三次谐波注入后, 基波调制信号和三次谐波调制信号的总和调制信号f需落在区间 (-1, 1) 内。

不同功率因数下的转折调制比需要满足:

式中:pf为功率因数。

解式 (13) 可得基波转折调制比M0_cri和三次谐波转折调制比M3_cri的表达式:

当M0>M0_cri时, 为了保证f落在区间 (-1, 1) 内, 此时M3不能按照式 (14) 配置, 而应该满足:

由式 (15) 可得

综合式 (14) 和式 (16) , 可以得到三次谐波在不同功率因数下的注入量表达式:

上述公式需要在pf>0.848下适用。当pf=0.848时, M0_cri=1;当pf<0.848时, M0_cri>1, 出现过调制。因此, 三次谐波最大注入量可以表示为

根据式 (17) 和式 (18) , 可以得到不同功率因数pf下的三次谐波最大注入量曲线, 如图3所示。

4 仿真验证

4.1 仿真模型

在Matlab/Simulink环境下搭建一个1 MVA的级联型高压变频器系统, 每相由5个H桥逆变器组成。系统额定输出电压为10kV, 额定输出频率为50Hz, 开关频率为1kHz, 仿真模型如图4所示。其中图4 (a) 为高压变频器系统整体模型, 图4 (b) 为U相模型, V相和W相模型与此类似。H桥逆变器母线电容Cbus初始设计值为6.6mF。

4.2 典型负载的仿真验证

典型负载为三相异步电动机, 电动机容量为1 MVA, 额定功率因数为0.85。对SPWM调制 (M0=0.994, Cbus=6.6 mF) 与三次谐波注入调制 (M0=0.994, M3=0.439, Cbus=5mF) 这2种情况的仿真结果如图5所示。

在2种调制方式下, 二次谐波与四次谐波的相对比例为7.6和3.3。可见注入三次谐波后, 二次谐波得到一定抑制, 这使得电容容量需求下降, 减小量为 (6.6-5) /6.6=24.2%。改变调制比M0, 进行SPWM调制试验, 并按式 (17) 所示的三次谐波最大注入量调制进行仿真实验, 得到不同调制比下母线纹波电压的仿真结果, 如图6所示。

5 结语

提出了采用三次谐波注入法减小高压变频器母线电容容量的控制策略, 该控制策略具有如下特点:①不会对高压变频器的输出质量产生任何影响, 但是可以有效减小母线电容的低次谐波电流含量, 从而减小母线电容的需求量。②相比于传统的SPWM调制, 三次谐波注入法能够部分消除2ω次谐波电流分量, 同时也会引入一定的4ω次谐波电流分量, 母线电容的减小量与三次谐波最大注入量取决于功率因数以及基波调制比。

摘要：针对H桥逆变器级联型高压变频器母线电容体积大的问题, 提出了一种在基波调制信号中注入三次谐波以减小母线电容容量的控制策略。在总调制比不变的情况下, 三次谐波注入等价于将母线电容电流的低次谐波部分转化为高次谐波, 从而减小了母线电压纹波。推导了母线电容电流谐波含量与三次谐波注入量的关系, 并给出了不同功率因数下三次谐波最大注入量的表达式。Matlab/Simulink仿真结果表明, 在功率因数为0.85的典型负载下, 采用本文控制策略可将母线电容容量降低24.2%, 验证了该控制策略的可行性和有效性。

关键词：高压变频器,母线电容,三次谐波注入,典型负载

参考文献

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高压级联变频器 篇4

在机车牵引、矿井提升等场合,都需要使用高压变频器对电机进行变频调速控制,以实现电机的高性能运行;在一些需要电机调速运行的场合,通过使用变频器控制电机转速,还可以起到显著的节能作用[1,2,3,4]。目前在6 k V以上的场合,基于级联H桥结构的变频器与其他类型的多电平技术方案相比,具有众多优势,因此在市场上占有绝对份额。级联H桥逆变器的基本思想是将多个变换器单元进行级联,从而输出高压[5,6,7,8]。各H桥单元的电容电压可以由独立电源供电,也可以采用一定的算法动态维持。典型的级联H桥型变频器的拓扑结构如图1所示。

图1给出了典型级联H桥型逆变器的拓扑结构,其中输入侧电网电压为6 k V/10 k V,经过多绕组移相变压器后,产生多组彼此电气隔离的三相输出电压,各绕组电压经过二极管不控整流后产生直流电,再经过各H桥逆变后产生交流电。级联H桥型变频器具有如下特点[9,10,11]。

1)扩展性好。通过增加变压器绕组个数和级联的H桥单元个数,可以进一步提高电压等级,满足不同功率场合的需求,易于扩展到更大容量中使用,因此具有较好的扩展性。

2)高度模块化。系统主要由移相变压器和各H桥单元构成(一般将三相整流桥与H桥一起集成于一个单元中),因此系统模块化程度高,易于生产和维护,并具有较好的通用性。

3)容错性好。由于系统中各H桥单元进行级联输出高压,当某个H桥单元发生故障时,可以旁路该H桥单元,实现系统的变结构降额运行,提高系统的可靠性和容错性。

4)电容电压易于维持。与其他多电平变换器拓扑相比,级联H桥型逆变器中,各H桥单元的电容仅起滤波作用,因此电容电压易于维持,有利于提高系统可靠性。

对于级联H桥逆变器的调制算法和控制策略等内容已经有很多文献介绍了[12,13,14,15]。文献[12]分析了级联H桥型变频器中的驱动脉冲产生方法,通过推导其脉冲模型,给出了不同优化目标下的优化算法;文献[13]通过将级联H桥型变频器中的不控整流桥换为PWM整流器,使系统具备了4象限运行能力;文献[14]则采用单相PWM整流器,进一步降低了系统成本;文献[15]讨论了基于级联H桥型变频器的电力系统储能系统,充分验证了级联H桥型变频器的可行性和良好的扩容能力。但在级联H桥型变频器中,有多个开关器件需要控制,以5级级联的系统而言,系统中共有60个脉冲信号,当考虑旁路开关、故障状态等通信需求时,所需要的通信量更加巨大。因此需要制定高效、合理、可靠的脉冲传输方案,而目前国内外对该问题的研究成果还鲜有报道。

本文以一套6 k V,5级级联的H桥型变频器为例,分析了其中的信号传输需求,研究了其脉冲产生机理,并对其中的脉冲编解码技术进行了阐述,制定了相关的信号协议,并设计了编解码流程和具体硬件电路。对于级联H桥型高压变频器的开发和应用有较好的参考价值。

2 拓扑结构

级联H桥型变频器的拓扑结构如图2所示,其中输入侧为高压工频6 k V/10 k V交流电,经过移相变压器后得到多个隔离的三相交流电,再经过各自的三相不控整流电路后得到多个独立的直流源,各直流电压基本相同,近似用Udc表示。图2中的系统拓扑图总体包括主电路和控制电路两大类。其中主回路包括激磁涌流柜、多绕组变压器、功率单元(内部包含整流器、逆变器),主要完成功率部分的转换和输出;控制回路包括速度/电压/电流检测、运算电路、PWM生成及驱动、保护电路等,主要完成整个变频器的闭环控制、实时状态检测和保护。变频器可以拖动三相6 k V/10 k V的同步/异步电机,实现对电机多种模式的控制。

图2中主电路的内部结构如图1所示,主要由二极管整流器和多个由IGBT构成H桥组成。控制电路独立于主电路,控制电路通过光纤将驱动信号送入各个H桥单元中,从而实现对每个单元中IGBT的控制。控制电路与主电路的连接关系如图3所示。

图3中,控制电路安放于控制柜中,控制柜发出的指令信号通过光纤传入各功率单元中,各功率单元根据得到的指令信号控制内部各开关器件动作,从而实现相应的电压输出,达到控制电机运动的目的。功率单元的信息通过光纤信号回传入控制柜中,这些信息包括温度信号,故障信号等。控制柜据此监控系统各模块的状态,在出现故障等情况时对故障信号进行封锁和完成系统报警等功能。

3 PWM 脉冲的产生算法

以级联H桥型变频器中的任意一相输出电压作为研究对象,其取值为该相中各H桥的输出电压之和。现以A相第1级H桥单元(见图4)的输出电压为研究对象,左、右2个桥臂的输出电压分别为uL(t)和uH(t),左右桥臂的2个开关状态互补,开关周期为Ts,以该H桥单元中直流母线电容负极为参考点。用x表示开关脉冲在1个Ts内的脉冲宽度,用xL和xR分别表示左右桥臂的脉冲宽度,其取值范围为0到2π。

以直流母线负端为参考点,则左桥臂的输出uL(t)在以区间[2kπ-π,2kπ+π]时(其中k为整数)可以表示为

其中,xL1和xL2分别表示xL位于竖轴2kπ左右两侧的脉冲宽度,采用对称三角波调制,载波频率为ωc,因此有xL1=xL2=xL/2。

将uL(t)进行周期性拓展,则在区间[2kπ-π,2kπ+π]内时,uL(t)可展开为

其中

式(1)中对于不同的k,xL取值可相同;但是无论k取何值,uL(t )均可表示为式(2)和式(3)的形式,由此可得

上式中,xL时变。同理,右桥臂的输出可以表示为

于是整个H桥的输出uH可表示为

从式(6)可以看出,当左右桥臂的脉冲宽度之和为2π时,可以消去开关频率奇数倍的谐波,且其余开关频率整数倍的谐波相位是载波的函数。

假设此时左右两桥臂的参考电压分别为uref - L(t)和uref - R(t),则可得两桥臂的脉冲宽度分别如下式:

由式(6)可知,当式(7)、式(8)之和为2π时,可以消去开关频率奇数倍的谐波。因此可得左右桥臂参考电压的关系为

对于级联个数为N的系统,当各级H桥的驱动脉冲依次相差π/N时,可以将等效开关频率提高为原来的2N倍,因此在得出第1级驱动脉冲的情况下,只需要将脉冲依次向后移动Ts/(2N)作为其余各级的驱动脉冲即可。

在实际系统中,PWM脉冲的产生和相位移动,由相应的PWM生成模块实现,如图5所示。

实际系统中,采用可编程逻辑器件实现PWM的生成,实现类似于DSP中的PWM模块功能,开关频率选择2 k Hz。系统中使用的晶振为40 MHz,维持一个锯齿波计数器实现2 k Hz的中断,其计数最大值Tprd为

计数器最大值的一半为

系统运行时,DSP通过向PWM生成模块中写入一个数值cmpr(0≤cmpr≤Thalf-prd)来改变输出的PWM脉冲波形,通过计数器与cmpr的比较关系,确定脉冲波形,如图6所示。

由图6所示,当需要改变PWM信号时,只需要改变cmpr,且cmpr取0~Thalf-prd时,对应的脉冲宽度为0~2π。整个产生PWM的过程仅需要使用参数cmpr,DSP在每个开关周期内向模块写入相应的cmpr即可。

4 PWM 脉冲的编码

基于图6所示的PWM生成方法产生一个H桥单元的驱动脉冲,采用可编程逻辑器件进行脉冲延迟后,即可以得到各H桥单元的脉冲。设计如图7所示的脉冲编码协议,对各H桥单元的驱动脉冲和控制信号进行编码控制。

图7中,完整的一帧数据总共用时10个Tbit,其中包括1个开始位,1个分隔位,4个数据位和4个停止位。开始位用来标示一帧数据的开始,当系统处于停止状态时,如果检测到信号跳变为0则进入接受状态。4个数据位用来标识左桥臂上管开关状态、右桥臂开关状态、封锁状态、备用信息。分隔位用来将4个数据位分隔为两组,避免4个数据位均为高被误判为停止位。使用4个停止位,使系统进入等待数据状态,确保系统可靠进行状态跳转,避免数据接收和解码错误。

由此可得传送帧数据的频率为400 kHz,对于2 k Hz的PWM信号,带来的PWM脉冲误差将不超过2/400=0.5%,可以满足系统要求。

5 PWM 脉冲的解码

图7中给出了PWM脉冲的编码协议,通过编码可以将PWM信号以及相关的控制信号转化为一条光纤信号进行传输。该光纤信号传送到各H桥单元后,单元内部的解码电路对光纤信号进行处理,由此得到PWM脉冲信号和控制信号。

对PWM信号的解码使用状态机完成,状态机的流程图如图8所示,计数器m1和m2用来辅助对状态机进行控制,其中m1用以完成信号封锁,m2用来控制接收数据过程。

串行信号的解码流程为一个典型的有限状态机,主要有6种状态,其状态跳转框图如图8所示。其中input为输入的串行PWM信号,计数器m1用来记录input持续为高的时间,m2用来控制接收数据的持续时间。

图8各状态的功能和跳转流程如下:1)状态0为等待,如果input为高则进入状态4,如果input为低则进入状态1;2)状态1为接收,由于每帧数据占100个时钟周期,而其中数据存在于前60个时钟周期中,因此读取连续60个时钟周期的input数据,该过程由计数器m2控制。当读取完毕后,跳转为状态2;3)状态2为更新,根据接收到的60个时钟周期数据,解析出每个器件的开关状态并进行更新。执行完毕后进入状态3;4)状态3将m2置0后返回状态0,从而开始接受下一帧数据;5)状态4中,将m1加1,若m1小于100则返回状态0,否则进入状态5;6)状态5为封锁,所有开关器件均被封锁,直到input为低时,进入状态6;7)状态6将m1置0后返回状态0;8)状态机运行过程中,若一直检测到连续100个高电平,则系统将会进入状态5封锁所有PWM脉冲,确保实验系统安全。

根据图8所示的PWM脉冲解码流程,可以获得左右桥臂上管的驱动脉冲,利用可编程逻辑器件加入死区后,即可作为驱动脉冲控制各IGBT动作,实现了PWM脉冲信号的还原。

6 实验验证

基于本文提出的脉冲编解码算法,采用ALTERA公司生产的CPLD芯片,完成了PWM信号的生成、编码和解码工作。6 k V/600 k W的系统采用5级级联,每个H桥单元中直流电容电压为1 000 V,采用1 700 V/300 A的IGBT作为功率开关器件。主控DSP选择TI公司的F28335,DSP通过数据线将数据写入CPLD,实现对系统的控制。

图9给出了运行过程中的串行编码信号波形,为便于分析和描述,图9中标出了一帧通信数据的开始位置和结束位置,可以看出在开始位置后连续250 ns时间内,信号为低,此时信号即为开始信号;之后2个250 ns为数据位3和2;之后1个250 ns为间隔位,其电平为低电平;之后2个250 ns为数据位1和0;之后4个250 ns为停止位,其电平为高。对比图9和图7可知,实验结果与理论设计协议吻合。

图10所示为第1级H桥单元输出的电压波形,其波形中有3种电平,分别为-1 000 V,0,+1 000 V,系统此时的输出频率为50 Hz,基波为正弦。

图11为此时第1级输出的电压波形的谐波分析。可以看出,虽然IGBT的开关频率为2 k Hz,但是每级H桥的输出电压中,最低次开关频率整数倍的谐波集中在4 k Hz附近,这与式(6)的分析结果相吻合,表明按照式(9)给出的参考电压选取方法,可以提高各级H桥单元输出电压的等效开关频率,且达到了优化输出电压谐波特性的目的。

图12给出了系统5级级联情况下的输出电压波形。可以看出级联后的输出电压波形最多达11种电平,且波形正弦度高,为进行电机控制、有源滤波等应用提供了条件。图12还给出了系统接电机空载运行时的电流波形,可以看出电流波形正弦度较高,频率与电压频率相同,表明高压变频器系统工作正常。

7 结论

高压级联变频器 篇5

随着电力电子技术和变频调速技术的不断发展, 高压变频调速技术得到了广泛的应用。通过现场应用, 高压变频器的功能和现场适应性也得到了长足的进步和提高。

目前高压变频器在启动过程中, 操作人员都是按照厂家提供的操作流程手动启动, 当出现误操作时, 如果没有第一时间进行处理, 变频器及外部设备将会损害, 甚至有可能危及操作人员安全, 发生安全事故。一键启动功能简化了高压变频器操作的流程, 提高了生产效率。介绍一种实用的高压变频器启动方法, 减少运行操作, 提高自动化水平。

1 高压变频器

高压变频器包括变压器柜、功率柜及控制柜。变压器柜内主要为高压隔离移相变压器;功率柜主要由多个完全相同的功率单位组成;控制柜是整个高压变频器的心脏, 完成所有信号处理和计算后, 控制所有功率单元的动作, 以完成驱动电机的功能。

2 高压级联变频器常用充电方法

高压级联变频器中的功率模块在主回路初始上电时需要给直流电容充电, 为逆变侧回路提供直流电, 并且为控制回路供电。

高压级联变频器的预充电功能主要是为了减小电容充电的冲击电流, 防止模块器件在充电过程中被冲击电流损坏, 并减小对网侧的冲击。由于变压器本身漏感较小, 对于冲击电流抑制能力有限, 故需要预充电电路对其进行控制。

设计的高压级联变频器的一键启动功能将集成预充电控制逻辑, 以达到提高生产效率的目的。

2.1 模块内部充电方法

功率模块内部充电回路如图1所示, 在直流母线与整流侧回路之间增加了充电电阻RC1, 实现了整流侧通过充电电阻进行限流。

此回路安装在模块内部, 由内部控制器控制充电逻辑, 无需主控增加逻辑控制。缺点是每个模块都需要增加此回路, 故障点大大增多;此外, 由于主控没有参与充电控制, 故模块未放电完成而再次上电易导致母线电容直充, 引起母线电容失效。

2.2 高压限流充电方法

高压限流充电电路如图2所示, 其通过充电电阻RC2限制变压器原边电流, 充电完毕后合SC2将充电电阻RC2旁路。

该方法省去了模块内部充电回路, 减少了故障点, 但需要配备高压开关, 增加了设备成本。

2.3 低压限流预充电方法

低压限流充电电路如图3所示, 该结构通过充电电阻RC3限制变压器副边电流, 充电完毕后合SC3将充电电阻RC3旁路。

该方法省去了模块内部充电回路, 减少了故障点, 而且配备低压开关, 节约了设备成本。

3 一键启动流程

具有预充电能力的高压级联变频方案如图4所示。高压变频器的一键启动功能, 主要实现高压变频器从不带电状态到产生正常的输出波形, 最终运行到目标频率的启动过程控制。其目的是减轻运行操作人员的劳动强度, 将以往需要操作人员按照操作规范一步步完成的工作流程写入控制程序中, 让控制系统按顺序完成这些琐碎的工作, 操作人员只需通过工控机屏幕上的一个按键下达启动指令, 整个高压变频系统将按照一定的启动程序自动完成启动。

高压变频器一键启动功能流程如图5所示。具体步骤:

(1) 预充电过程:由高压变频器确认QF1、K1、K2、K3开关均断开后, 合开关K2、K3, 同时SC4合闸, 开始预充电。

(2) 高压充电过程:系统等待预充电结束后, SC4分闸, 合上级断路器QF1, 进行高压充电。

(3) 自检启动过程:充电完成后自动启动后, 稳定升压升频并根据目标给定调节。

4 结语

高压变频器一键启动功能经过实践检验, 基本达到了控制要求, 降低了操作者的劳动强度, 为用户节约了成本, 减少了操作员的操作失误。

摘要：比较常用的高压变频器充电回路, 介绍一种具有预充电功能的一键启动技术的设计与实现。

关键词：预充电,高压级联变频器,一键启动

参考文献

高压级联变频器 篇6

级联型多电平逆变器具有众多优点,因此被广泛应用于高压大容量变换器中[1,2]。目前,H桥级联式多电平逆变器的调制控制方法大多采用三角载波PWM控制法,然而这种调制方法在直流侧电压波动和负载波动时,要得到稳定的输出电压,需采取比较复杂的控制措施,相应的控制电路也比较复杂[3,4,5]。

作为非线性开关大信号控制方法的单周控制技术具有响应速度快、控制稳定性好、控制电路简单、实现方便等特点[6,7],已被广泛应用于电力变换器[8,9]、开关型功率放大器[10]、有源电力滤波器等领域的控制中[6,7,8]。文献[11,12,13,14,15,16]给出了单周控制应用于三电平变换器的例子,但对于级联H桥型多电平变换器的控制问题,到目前为止还未见到采用单周控制的例子。本文提出一种用于级联型多电平变换器的单周控制模型,该模型具有单周控制的所有优点,如控制电路简单、控制精度高、开关频率低等。仿真实验中采用N=3的级联模型,在开关频率为2500 Hz、电压等级为5 k V、滤波电容为11μF、滤波电感为5 m H时,负载电压波形畸变率低于5%。

1 级联型多电平三相DC/AC变换器结构

级联型多电平三相DC/AC变换器原理图如图1所示。图中,每一相采用3个H桥模块(NH=3)级联,9个H桥模块构成三相多电平DC/AC变换器,H桥串联结构是最基本的桥式级联型拓扑。Ud(Ud1、Ud2、Ud3)为H桥模块单元的直流侧电压。每一级H桥直流侧电压可以相等也可以不相等,这对于单周控制模型而言没有本质区别。每个H桥由4只IGBT组成,适当控制IGBT的开关顺序,即可在每个单元的输出端得到Ud、0、-Ud3种电平。显然,这种结构中每个H桥单元分别由独立的直流电源供电,单相电压输出通过3个H桥功率单元串联得到。三相之间采用星形接法,输出的PWM波经滤波电路滤波后向负载供电。

2 调制控制原理与单周控制模型

2.1 调制控制原理

采用单周控制技术的变换器,可以使调制过程与控制过程结合起来,在调制过程中完成控制。该方法调制与控制电路简单,可靠性高,控制精度高,输出波形好。

级联多电平变换器单周控制,采用将参考信号分级的积分控制方法。图2为采用单周控制的级联多电平(NH=3)变换器分级积分调制与控制原理波形图。

图2中将参考信号分为uref 1、uref 2、uref 33级,每一级对应一级H桥模块,级联起来后实现完整调制控制。由单周控制原理可知,由于每一级单独积分,因此每一级在调制过程中都实现了独立的单周控制过程。

2.2 单周控制模型

单周控制的基本原理为

其中,为开关输出电压平均值;ud为开关输入电压,也是积分器积分电压;d为占空比;T为脉冲周期;uref为控制参考信号。

当u、ud、uref的频率远低于开关频率时,由式(1)可得:

式(2)表明:单周控制可以保证在每一个开关周期内,开关输出信号u与控制参考信号uref相等或成比例。因此,式(2)不仅是一个简单的等式关系,更体现了单周控制核心内容的控制关系。

为了建立级联多电平变换器的单周控制模型,将三相变换器的A相重画于图3。

对于图3所示的级联结构变换器,有

根据单周控制原理,有

为表示方便,设uab=uA1,ucd=uA2,uef=uA3,有

因此,由式(3)和式(5)可得:

式(6)表明,变换器A相输出电压等于级联H桥输出电压之和,并且等于直流侧各段PWM电压之和。

式(5)等号两边同乘以一个比例系数n,可得:

令

其中,n为实际电压与取样电压的比例,因此式(7)又可改写为

其中,U′d1、U′d2、U′d3为直流侧电压取样值,uArefk(k=1,2,3)为各段的控制参考电压。式(10)表明,直流侧电压取样值与控制参考信号成比例。

根据式(10)可得:

或

式(11)(12)就是级联多电平变换器的单周控制模型。它表明两方面的含义:

a.给出了每一个H桥的单周控制关系;

b.每一个H桥单周控制关系求和就得到H桥级联后的总体单周控制关系。

因此,对H桥级联多电平变换器采用单周控制,只要将控制参考信号从幅值上分成若干段,并对相应H桥模块对应采用单周控制即可。

从式(12)还可以知道,在对控制参考信号分级时,幅值可以不等或相等。级联H桥直流侧电压也可以不等或相等。式(12)对应的电路,H桥直流侧电压不相等,而且采用了每一级独立控制的控制方法。当然,也可以对整个参考信号采用统一控制方法,如果取

则式(12)又可以写为

根据式(12)(14),可以方便地得到图1所示三相变换器的2种单周控制模型,如式(15)(16)所示。

根据式(12)(14)可以画出相应的单周控制模型,图4为A相NH=3时的级联多电平单周控制模型。图中只画了A相控制模型,B、C相的控制模型与A相相同,故略去。

从图4(a)可以看到,控制电路就是3个级联H桥分别采用单周控制,把参考信号分成3级,每一级产生的PWM波形对应一级H桥。如Ud1与uAref只直接影响第1级H桥的波形,不影响其他级的波形。如果采用图4(b)所示的控制方法,则Ud(其中包含了Ud1、Ud2、Ud3)会直接影响3级H桥的输出。

3 模拟实例分析

3.1 模拟实例

为验证单周控制级联多电平控制模型的控制效果,依据图1所示的电路采用Matlab/Simpowersystem对所提出的控制模型进行了数字模拟分析。

实例1:NH=3,uref=sin(100πt+φ)(其中,A、B、C三相φ分别为0°、-120°、120°),开关周期T=0.4 ms(频率f=2 500 Hz),Ud1=460 V,Ud 2=500 V,Ud 3=540 V,取样比n=1/120,U′d1=23/6 V,U′d2=25/6 V,U′d3=4.5 V;uref1、uref3的幅值为0.35 V,uref2幅值为0.3 V;主电路负载为三相10Ω对称电阻性负载作星形联接,滤波电感L=4 mH,滤波电容C1=14μF。控制方法采用图4(a)中的分级独立控制,运行结果如图5所示(图中,上标撇表示滤波后的量;后同)。

在图5(a)中,从上至下各波形分别为滤波前变换器输出三相相电压PWM波、滤波前A相PWM波、滤波后变换器输出相电压和相电流波形,相电压的畸变率(THD)为3.226%,变换器输出相电压峰值为1 268 V;图5(d)中,从上至下各波形分别为滤波前变换器输出三相线电压PWM波、滤波前线电压uAB相PWM波、滤波后变换器输出线电压和线电流波形,线电压畸变率为2.744%,滤波后线电压峰值达到2 193 V。

实例2:主电路负载为三相(10+j 2.52)Ω对称电感性负载作星形联接,其他条件与实例1相同。运行结果如图6所示。

在图6(a)中,从上至下各波形分别为滤波前相电压,滤波后相电压、线电压和线电流,相电压THD为4.595%,线电压THD为4.37%。

实例3:主电路负载为三相不对称电阻负载,RA=10Ω、RB=20Ω、RC=30Ω,负载作星形联接,其他条件与实例1相同。运行结果如图7所示。

在图7(a)中,从上至下各波形分别为滤波前相电压,滤波后相电压、线电压和线电流,相电压THD为3.187%,线电压THD为2.962%。

实例4:所有条件与模拟实例3相同,但控制方法采用图4(b)中的统一控制,运行结果如图8所示。

图8(a)中,从上至下分别为滤波前变换器输出相电压波形、滤波后相电压波形、滤波后线电压和线电流波形,相电压THD为2.798%,线电压THD为3.05%。

3.2 结果分析

模拟实例中分别采用2种控制模型对4种情况进行模拟。从负载来看,4种情况分别是电阻性负载、电感性负载、对称负载和不对称负载。对以上情况分别观察了滤波后输出电压与电流波形、电压波形畸变率等。对实例1、实例4还观察了单周控制器的积分输出波形、滤波前级联输出电压波形。

从实例1和实例4的单周控制器积分波形、滤波前级联输出电压波形可以看到,将控制参考信号分为3段,分别由单周控制器控制,其积分器输出的积分波形与理论分析结论完全相同,这表明单周控制器工作正常,控制原理适当;从滤波前的输出波形看,级联多电平的每一级台阶清晰,电压合成完全正确。

从滤波后输出电压、电流波形可以看到,输出电压稳定,波形质量较好,畸变率最高时为带电感性负载的相电压,THD为4.595%,也满足小于5%的要求。畸变率最低为实例1中的线电压,THD为2.744%。

从频谱图看到,4种情况的频谱主要是基波成分,相对基波幅值而言各次谐波幅值非常小,完全可以忽略。

由于实例3和实例4除了控制方法不同外其他方法参数完全一样,从结果可以看到2种控制方法得到的结果没有差别,表明2种控制方法均可以实现控制要求。

4 结论

从以上理论分析与模拟实例分析可得以下结论。

a.单周控制级联多电平变换器控制电路简单,控制特性好,在开关频率为2500 Hz时,波形畸变率低(小于5%),谐波幅度小,完全满足电能质量对波形畸变率的要求。

b.各级级联H桥可以独立控制,也可以联合控制,控制效果基本一样。由于各级H桥可以独立控制,便于简化控制策略。

c.如果H桥级联级数增加,会使输出波形进一步得到改善。

d.单周控制用于H桥型级联多电平变换器控制方案完全可行,为级联多电平变换器控制提供了一条简单可行的途径。

摘要：将单周控制技术用于级联多电平变换器提高其控制性能。在理论分析的基础上,建立了级联多电平DC/AC变换器单周控制模型,并建立了4个3级H桥三相级联多电平电路仿真实例。在开关频率为2 500 Hz、滤波电感为4 mH、滤波电容为14μF、每级H桥直流侧电压为500 V并在10%范围内变化时,变换器输出交流相电压幅值为1 268 V,线电压幅值为2 193 V,输出电压稳定,4个实例的电压THD均小于5%。理论与模拟实例分析表明:单周控制用于级联多电平变换器控制具有控制电路简单、控制效果好、输出稳定等特点。