中频滤波

关键词： 自动识别 分布式 接收 算法

中频滤波（精选四篇）

中频滤波 篇1

有源电力滤波器 (APF) 主要应用在由于负荷端有大量非线性负荷使用而导致的电力系统电压和电流严重畸变的场合, 其主要功能是消除电力系统电压和电流的谐波分量, 而保留电压和电流的基波分量[1,2]。当前APF技术在国内尚处于研发阶段, 只有少数几台APF投入工业试运行, 但随着我国对电网谐波污染治理日益重视, 在大量使用可控硅的调速系统、大型冶炼企业、矿山、电力机车和现代楼宇大厦等谐波问题突出的场合, APF作为消除谐波的有效手段必然会得到广泛的推广应用[3,4]。

一般补偿系统对基波实行无动补偿, 并对高次谐波作滤波, 以防谐波大量注入系统, 但是却未能考虑变压器的无功和谐波对变压器本身带来的问题[5,6]。无功补偿对于节能具有显著效果, 但对谐波产生放大作用, 从而引起谐波能量损耗[7], 因此可能降低总体的节能效果。低压侧非线性负荷 (如中频炉对变压器) 形成谐波源, 而如果低压侧无滤波装置, 则因中频炉运行产生的谐波电流, 通过变压器的原副边绕组传送到高压侧, 再进入其它支路, 不仅要占用变压器的绕组容量, 还要增加绕组的额外铜损和铁损, 特别是高次谐波频率高, 造成波形畸变, 增加了变压器的额外畸变损耗, 并导致机械振动和噪音, 加大了变压器的营运负担[7,8]。

中频电炉是一种将工频50 Hz交流电转换为中频电源, 利用电磁感应原理的加热设备, 广泛应用在金属熔炼企业。某炼钢厂安装有一台1 250 kVA主变, 在该厂0.4 kV母线上, 安装了一台600 kW的中频电炉, 由于电炉在运行中产生大量的5、7、11、13次谐波, 未采取谐波补偿措施, 造成谐波过大, 影响本厂其他设备的正常运行;经过变压器馈入电网, 造成谐波污染;同时也造成变压器额外的畸变损耗。

本文拟利用有源滤波器对中频炉进行谐波治理, 并分析节能效果。

2 中频炉工作原理及畸变功率分析

2.1 中频炉仿真分析

中频电炉主电路结构见图1, 可控硅中频电炉的电源通常采用AC-DC-AC的变换方式, 因此其主电路中包括整流电路、逆变电路和负载谐振电路三部分[9]。

图2为整个系统结构图, 中频炉整流电路采用可控硅三相全控整流桥, 三相交流电源 (工频50 Hz) 经过三相全控桥整流输出为直流电, 再经过逆变电路逆变输出为单相中频交流电。未投入APF前, 中频炉经整流变压器接入系统, 无谐波滤波装置。整流变压器的变比为10 kV/0.4 kV。中频炉容量600 kW, 额定电压220 V, 最大视在电流1 100 A, 频率1.8 kHz。

图2系统中, 中频炉是整流变压器的主要负荷, 其它负荷一般为线性负荷, 对于整个用电系统的谐波能耗不产生影响。采用图2的主电路结构进行仿真, 图3为其仿真波形, 其整流侧接入系统的三相电流对称, 其中B相波形如图3 (a) 所示;图3 (b) 为其对应的各次电流含量分析。

中频炉属交-直-交供电, 换流脉动数为6, 交流侧电流中仅含6 k±1次 (k为正整数) 谐波。即该中频炉的特征谐波理论值应为5、7、11、13次谐波, 由于存在非对称触发等原因, 可能存在其它频次的非特征谐波。

以上讨论的交流侧电流实际上是整流变压器二次侧, 也就是阀侧的线电流。至于整流变压器一次侧的线电流, 其波形随变压器的联结方式不同而有所不同, 一次线电流波形与二次侧有所不同。

2.2 变压器畸变损耗

变压器高压侧电流谐波含量远远低于其低压侧的谐波含量, 变压器消耗了大量的谐波。由于变压器本身的构造及原理, 在变压器的磁路中本来就非常容易因电流波形的畸变而产生谐波。与此同时, 由于在磁路饱和时, 尖顶波的磁化电流能激发正弦波的主磁通, 这种非线性关系, 使得含谐波的电流在变压器中的作用很难准确表达[10]。这些谐波的存在显著增加了变压器绕组 铁心和钢结构件中的杂散损耗。

考虑谐波和畸变负荷时的损耗, 变压器的畸变损耗主要考虑以下几个部分:

(1) 铜损:

考虑到谐波电流时的铜损耗计算如下:

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其中后一部分为谐波电流有效值在直流电阻上引起的有功损耗。Pdc1为基波的铜损耗, Ii为各次谐波电流有效值, R为绕组电阻。

变压器谐波条件下, 流入变压器的电流有效值增加, 则流经直流电阻造成的铜损耗也相应增大。

(2) 高次谐波电流将在变压器中产生谐波漏磁场并在绕组和金属结构件中产生高次畸变损耗, 鉴于实际工程应用情况, 推荐使用IEC61378-2提供的工程方法近似计算高次波电流在变压器中造成的杂散损耗[10]。该标准将杂散损耗分为两部分计算:绕组各次谐波产生的涡流损耗和金属结构件中产生的谐波杂散损耗, 按IEC61378-2推荐计算方法分别计算如下:

绕组各次谐波产生的涡流损耗采用如下公式:

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其中i为谐波次数;Pecl为额定基波条件下的涡流损耗。

高次波电流在变压器油箱等金属结构件中产生的谐波杂散损耗, 计算如下:

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其中Pos1为额定基波情况下的金属结构件中谐波杂散损耗, Pec1、Pos1均为实验的方法测量而得。测量方法参见标准IEC61378-1和IEC61378-2。

3 谐波治理方案

3.1 治理方案

对于中频炉的谐波治理问题, 不少学者提出了不同的方案, 主要总结如下[11,12]:

(1) 双回路双频炉。两台变压器接线分别采用Y/Y、Y/△, 将其变成12脉冲整流, 再通过高通滤波器滤除11次以上的高次谐波。

(2) 使用L-C-R组成的无源滤波器。如使用“倒L”和“π”滤波器, 经现场测试起不到滤波作用, 如果参数选择不好, 不但不能滤波, 而且还能将谐波放大。或安装谐波滤波器, 对于5次、7次、11次谐波, 采用单调谐滤波器来吸收, 对于13次及以上的谐波采用高通滤波器来吸收。此方法可靠有效, 成本相对较低。但必须选择有经验的生产厂家, 否则会因为滤波器长时间运行温度升高参数改变影响滤波效果。同时存在谐波放大问题, 并且其本身也存在一定的损耗, 对于像中频炉等频谱较高的负荷, 滤波效果不是很理想。

(3) 有源滤波。电力有源滤波器是一种动态谐波补偿设备, 谐波补偿效果最佳。其应用主要受到成本和容量的影响。

3.2 APF工作原理

文献[13]中提出了一种新型的基于直流侧电容电压控制和电流环反馈控制的算法, 从瞬时有功和无功能量在系统中传递的角度出发, 以调节电网输入的有功能量为目标, 直接对输入的电流进行控制, 避开了传统的检测有功和无功电流分量的繁琐过程, 使得检测谐波的过程十分简单, 从而有利于降低APF的控制成本。并且采用该算法的APF样机已经研制成功并投入运行。APF的补偿系统见图4。

图中θ为通过锁相环 (PLL) 计算后得到的接入点电压的相位;If为参考电流幅值。参考电流直接与系统电流相比较;输出信号经驱动电路驱动开关管。不需要进行单独复杂的谐波电流运算, 在电压控制环中便可得到基波有功电流;不仅可以对无功进行补偿, 还可以对负荷中的谐波成分进行滤除。

基于该原理研制成功的APF投入后, 对图1中所示的中频炉环境进行补偿, 补偿后的系统电流的仿真波形如图5所示。图5 (a) 为补偿后的输出电流, 由于实际上开关频率的限制, 图3 (a) 中对应的直角处出现毛刺。实际补偿效果比图5 (a) 要好。图5 (b) 为其对应的补偿后的各次电流分量值。

4 谐波的治理

4.1 治理效果实测分析

接线图及测试点如图1和图2所示。该炼钢厂装有一台1 250 kVA主变, 在该厂0.4 kV母线上, 安装了一台600 kW的中频电炉, 及其他无功补偿设备。380 V/200 kVA的APF安装在变压器低压侧, 即中频炉的接入点。

图6为在该炼钢厂实测得到的其接入系统的电流波形, 图6 (b) 为其对应的频谱分析;图7 (a) 和7 (b) 为采用有源滤波器进行补偿后的实测波形及对应的频谱分析。

由图6中波形及其频谱分析可见, 由于采样干扰所造成的测量半波不对称所致其中几种偶次谐波的含量较高, 因此分析时忽略偶次谐波, 仅考虑23次以内的奇次谐波电流。

根据测试及相关计算结果分析, 可以得出APF投入前, 测试结果分析如下:

(l) 该中频电炉投入运行时产生了大量的谐波电流, 其谐波电流组成主要为5、7、11、13等次谐波电流, 补偿前系统电流的5、7、11、13次谐波含有率明显超高, 尤其5次谐波电流达171.61 A, 谐波含有率达到18.86%。7次谐波电流达104.78 A (11.51%) 。其他各次可参见表1。

(2) 大量低压谐波电流馈入变压器, 造成了大量的变压器畸变损耗, 谐波的存在造成的变压器的额外损耗, 引起变压器过热、振动、噪声等, 同时对变压器的效率、寿命及最大可能输出功率也有很大的影响。

经上述测试和分析, 该炼钢厂存在谐波电流畸变率超标的情况, 会带来一定的安全隐患及电能浪费, 需进行治理;为限制中频电炉投入运行时产生的谐波电流大量注入电网, 引起谐波问题及能耗增加, 在该厂的变压器低压侧0.4 kV母线投入有源电力滤波器, 并实现稳定运行, 补偿后的实测波形如图7所示。

补偿前后测量点处的各次谐波电流如表1所示。由于经济性及器件保护等考虑, 限制了其输出电流, 补偿后高次谐波含有量仍较高, 根据表1计算可得:谐波电流畸变率 (THDI) 补偿前为24.52%, 补偿后THDI为5.50%。可见, APF谐波补偿效果明显。

4.2 节电效率计算

根据表1数据进行计算, 对经过APF补偿前后系统节电效果进行分析。额定条件下基本铁损计算为:PFe=S·0.2%=2.5 kW, 认为补偿前后基本保持不变。基本铜耗计算如下:

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其中S为变压器的额定容量;PL为变压器负荷的有功功率;λ为负荷基波功率因数。

则根据表1, 可计算APF补偿后的电能节约情况:主要包括负荷本身 (包括APF) 流入的基波有功功率的减小和由于谐波的减小引起的变压器损耗的减小两部分:

4.2.1 基波电流减小直接造成的电能减小

经测量该厂低压侧相电压持续在240 V, 根据表1, 补偿后的基波电流有效值为补偿前基波电流有效值的0.977倍。通过在变压器高压侧测量结果, 补偿前后的基波电流的电量减小计算如下:

(38.10-37.24) ×5774×3=14.897 kW

4.2.2 考虑谐波和畸变负荷时的损耗, 变压器的畸变损耗主要考虑以下几个部分

(1) 铜损:考虑到谐波的影响, 参考式 (1) , 补偿前后铜损耗的变化如表2所示。

变压器基波条件下铜损耗相应有所减小, 流入变压器的电流有效值减小, 则流经直流电阻造成的铜损耗也相应减小。

(2) 高次谐波电流将在变压器中产生谐波漏磁场并在绕组和金属结构件中产生高次畸变损耗, 使用IEC61378-2提供的工程方法近似计算高次波电流在变压器中造成的杂散损耗。按公式 (2) - (3) 分别进行计算, 计算结果见表3。

由于谐波变化, 补偿前后畸变损耗计算对比如表3所示。

可见, 补偿前后变压器损耗减小了8.68 kW。变压器的效率由97.40%提高到98.14%。由于高次谐波含量较大, 考虑集肤效应下绕组的损耗节约值会比采用此方法的计算要大。

按公式 (4) - (5) , 在表1所述谐波负荷条件下计及负荷电流变化及变压器畸变损耗的变化的总节约功率损耗为25.067 kW。

5 结论

通过对中频炉进行谐波分析, 在变压器低压侧0.4kV电压母线投入有源电力滤波器, 通过对补偿前后的谐波情况进行分析, 可以得到如下主要结论:

(1) 可对所有高次谐波进行动态补偿。这样可以解决谐波电流的严重放大的问题, 降低了对电网的谐波污染, 改善了其它用电设备的运行环境。

中频滤波 篇2

AIS；分布式算法；FIR；查找表；FPGA

[中图分类号]TN911.72[文献标识码]A[文章编号]1009-9646（2011）08-0086-02

引言:船舶自动识别系统(AIS)是由国际海事组织(IMO)、国际助航设备和航标协会(IALA)以及国际电信联盟(ITU-R)共同提出的技术标准，是一种新型的助航系统及设备。AIS在甚高频(VHF)频段上收发信息，用VHFCH87B(161.975MHz)、CH88B(162.025MHz)两个国际专用频道自动发射和接收通信协议规定的GMSK信号，AIS同时在这两个频率上接收信息。

AIS接收机在接收频道上将接收信号下变频到中频，然后通过AD进行采样，采样信号进行后端处理之前，需对接收信号进行滤波，以滤除信号噪声。AIS接收机可采用专用集成芯片(如CMX910和CMX589)在零中频实现，其缺点在于不利于功能扩展和改进。随着FPGA功能的增强、容量的增大和价格的降低，可用单个FPGA实现整个AIS收发信机。

本文首先介绍AIS中频数字接收机的结构，然后对基于FPGA分布式算法的AIS接收滤波器实现结构进行描述，并进行仿真验证。

一、AIS中频数字接收机结构

AIS中频数字接收机的结构如图1所示，AIS射频前端将接收信号下变频为中频GMSK信号，通过AD采样后，进入FPGA进行后端物理层上的处理，包括差分解调、低通滤波、位同步与采样判决，最后通过NRZI解码还原为二进制发送数据帧。

AIS输出的中频信号带宽为1MHz左右，经AD采样后在FPGA内部进行数字化滤波处理，以滤除信号带外噪声。因此，接收滤波器带宽设计为1MHz，采用FIR结构。

二、FIR滤波器的FPGA实现

按照传统的线性FIR滤波器的实现结构，本设计中的FIR低通滤波器的实现如图2(a)所示。本设计对该结构采用分布式算法，并对该算法进行改进，得到基于查找表的并行FIR滤波器实现方法，如图2(b)所示。图2(b)结构实现与图2(a)结构相同的FIR滤波器功能，由于采用并行结构，其运算速度更快，适合在FPGA实现。图中，查找表LUT的尺寸和数据位宽由输入数据和滤波器系数决定。本设计中，采用8位AD进行采样，输入数据为8位有符号数。

移位相加模块等。

基于matlab设计的滤波系数，在Xilinx的集成开发环境ISE下利用Verilog语言分模块实现图2(b)所示的分布式并行FIR滤波器。用Modelsim进行功能验证。仿真的输入激励信号是matlab算法验证时生成的经过量化的0.5MHZ和2MHZ正弦波相叠加的信号，输入5个周期的该信号进行仿真，滤波结果如下图所示：

为了直观表示，用模拟波形来显示滤波后恢复的信号。由图可见，恢复出的信号为完整的正弦波，说明设计正确实现了功能。

三、结语

接收滤波是AIS接收机的重要组成部分，本文结合基于FPGA的AIS数字接收机，基于分布式算法，借助matlab、ISE、modelsim等设计仿真工具对AIS中频滤波算法进行了设计和验证。利用该方法设计的FIR滤波器，很好的利用了FPGA器件结构的灵活性，可移植性好，在设计不同参数的滤波器时，只需改变查找表的内容，即可设计出新的滤波器，并且将分布式算法和FPGA结合可以提高滤波运算速度，是一种可靠的设计方法。

[1]王旭东,周安栋,周冬成.并行分布式运算FIR滤波器的FPGA实现[J].舰船电子工程,2005(2):64-66.

[2]毕占坤,吴伶锡.FIR数字滤波器分布式算法的原理及FPGA实现[J].集成电路应用,2004(7):61-62,66.

[3]晏金成.基于DA算法的FIR滤波器的FPGA实现[J].现代计算机,2010(3):191-193.

[4]赵金宪,吴三,王乃飞.基于FPGA并行分布式算法的FIR滤波器实现[J].黑龙江科技学院学报,2006(7):248-250.

中频滤波 篇3

由于中频炉等非线性负荷在生产中的大量使用, 使得配电网络中的谐波污染问题日益严重, 危及电网及用电设备自身的安全与运行。因此, 寻求经济有效的谐波综合处理措施势在必行[1]。

现以黑龙江省某公司10 kV母线中频炉的滤波装置设计为研究背景, 研究PPF在10 kV母线电压的谐波抑制与无功补偿中的应用[2,3]。

1 工程背景分析及方案设计

某公司10 kV变电站配电网络如图1所示, 系

统变电所10 kV系统最小短路容量为26 MVA, 某公司用电协议容量为1.15 MVA。中频炉变压器容量为500 kVA的主变, 电压为10 kV/0.4 kV。由于中频炉附属晶闸管交—直—交装置的应用, 使得10 kV母线中谐波污染问题日益严重, 危及10 kV电网及相关用电设备自身的安全与运行, 因此必须进行谐波抑制与无功补偿。

某公司中频炉的变频电路是由二极管整流后进行变频的, 所以其谐波电流及成份取决于整流电路。根据整流电路原理可知, 三相六脉动整流电路交流侧的电流瞬时值可表示为

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式中, Id为直流侧电流。由此可知, 电流中仅含有6k±1 (k为正整数) 的谐波;电流中基波电流的幅值为

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基波电流的有效值为

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h次谐波电流的有效值为

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式中, h为谐波次数;kh为谐波有效减小系数。

分析表明, 某公司中频炉负荷运行时会产生谐波电流注入10 kV母线, 由于中频炉为六脉动整流, 所以谐波电流主要为5、7、11、13、17和19次等。中频炉产生的谐波电流值与国家标准规定的谐波电流允许值的比较, 如表1所示。

由表1可见, 5次和7次谐波电流值偏大, 超过国标允许值, 因此, 提出采用图2所示的中频炉滤波方案, 抑制用户的谐波电流, 防止其对电网的谐波污染, 提高电网的供电质量, 确保电网安全、稳定、经济运行。

PPF无功补偿容量为180 kVA, 含5、7两个单调谐滤波通道, PPF参数设计的特殊性在于确保滤除电网中的5、7次谐波的前提下, 保证中频炉工作期间10 kV电网功率因数不超过0.98, 中频炉停机期间10 kV电网功率因数达到0.92; 而且PPF滤波电容器不会出现过流、过压。

2 PSAF方案仿真分析

PSAF是一套基于公共数据库和网络编辑设备的模块化专业电力系统分析程序, 它以计算机的WINDOWS操作系统为平台, 结合了优异的分析能力和先进的界面技术, 是电力企业高信赖的电力工程软件。这里采用PSAF软件中的CYMHARMO模块进行电力系统谐波分析计算, 通过分析戴维宁阻抗、母线谐波电流及谐波畸变率 (THD) 来验证所设计方案滤波效果。图3为中频炉PPF滤波方案仿真拓扑。

图4与图5为滤波前10 kV母线谐波电流的PSAF仿真, 分析表明, 应用PSAF得到的各次谐波仿真结果与表1是完全符合的。图6与图7为滤波后10 kV母线谐波电流的PSAF仿真, 比较图4与图6表明, 经PPF滤波后, 10 kV母线中5、7次谐波电流明显降低, 符合表1中10 kV母线各次谐波标准。比较图5与图7表明, 经PPF滤波后, 10 kV母线中电流畸变率 (THD, Total Harmonic Distortion) 显著改善, 接近标准正弦波形。PSAF分析表明, 滤波前10 kV母线THD为15.6%, 高于国标8.0%;滤波后10 kV母线THD为4.8%, 达到了10 kV母线THD国家标准。

3 方案滤波效果分析

为进一步验证PPF滤波效果, 采用表2所示参数进行阻抗图分析, 如图8所示。结果表明, 采用该方案, 5、7次谐波均可达到预期效果。由于采用独特的PPF拓扑, 11、13及高次谐波均可得到抑制, 从而证实PPF只要参数设计得当, 可适用于中频炉独特的谐波与无功情况, 但要注意PPF与电网电抗的谐振分析, 同时, 确保在中频炉不工作时, 不会造成10 kV系统电网无功过补。

4 结论

PPF属固定投切谐波抑制与无功补偿装置, 对于有源滤波、混合滤波, 难以适应中频炉负载的动态变化情况, 但由于PPF成本相对低廉, 在高压、大功率电网滤波中仍然具有应用空间。所以, 通过独特的PPF参数与容量设计与PSAF仿真分析, 在达到预期滤波效果前提下, 可避免电网空载时PPF造成的无功过补情况, 并有效提高PPF滤波装置在电网负荷动态变化下工作的可靠性和实用性。

参考文献

[1]王兆安, 杨君, 等.谐波抑制与无功补偿[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[2]Qian Zhijun, Chou Zhiling, Chen Guozhu.LCL filter rResearchand design in active power quality controller.Transactions of Chi-na electro-technical society, 2007, 41 (3) :5-8.

中频滤波 篇4

近年来,多功能移动娱乐平台概念逐渐兴起,各国陆续推出移动电视标准,主要有欧盟的DAB/DVB-H,韩国的TDMB,以及中国推出的具有自主知识产权的CMMB标准。除了具有多标准的工作模式,手机和其他移动终端还要求低成本,低功耗和小体积,这就需要设计更小几何尺寸和集成度的调谐器。

近年来零中频结构的调谐器成功地解决了这些难题。但零中频结构有许多不可避免的缺点,如直流偏移、I/Q失配、偶次失真等,给模拟基带电路的设计带来了很多挑战[1,2,3,4]。例如精确的截止频率、尖锐的过渡带、足够大的阻带衰减以及高线性度和动态范围等。

本文选择7阶切比雪夫Ⅰ型低通滤波器来满足上述频率响应要求。滤波器的截止频率为1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可编程。为了补偿因工艺偏差造成的器件常数漂移,采用片上频率自动校准系统来使截止频率保持在所期望的频点上。

1 滤波器结构设计

模拟滤波器的设计需考虑两个因素,一是LCR原型的选择,二是有源电阻电容滤波器(Active-RC Filter)和跨导电容滤波器的选择。级联设计方式较之RLC梯形原型设计方式有着更低的灵敏度,受元件值变化的影响小,且达到相同性能所用的元件更少[5,6]。另外,有源电阻电容滤波器所使用的运放都工作在闭环状态,相对于跨导电容滤波器有着更高的线性度,能够满足移动电视标准对调谐器线性度的严格要求。跨导滤波器更适用于发射机芯片,因为它的高频性能较好。因此,本文采用LCR原型综合的有源电阻电容滤波器结构。

LCR原型综合的滤波器的实现方法大体可以分为两类,一种是有源元器件等效替代,一种是信号流程图形成跳耦电路。它们的电路原型都是无源梯形电路。第一种方法是用有源器件替代梯形电路中的无源器件(电阻、电感和电容),实现后的有源滤波器不但在函数功能上等同于无源电路,而且在结构形式上也相同。第二种方法是功能的实现,有源电路和无源原型电路相比,结构完全不一样,采用的运算放大器和分立元件较之第一种方法更少,所以本文中的滤波器结构采用信号流程图形成跳耦电路的方法实现。

图1为无源梯形滤波器电路的框图。

其电流电压方程可以化为

I1=y1(Vin-V2)⇒V′1=(y1/gm)(Vin-V2) (1)

V2=Z2(I1-I3)⇒V2=gmZ2(V′1-V′3) (2)

I3=y3(V2-V4)⇒V′3=(y3/gm)(V2-V4) (3)

V4=Z4(I3-I5)⇒V4=gmZ4(V′2-V′5) (4)

I5=y5(V4-V6)⇒V′5=(y5/gm)(V4-V6) (5)

V6=Z6(I5-I7)⇒V6=gmZ6(V′5-V′7) (6)

I7=y7(V6-V8)⇒V′7=(y7/gm)(V6-V8) (7)

V8=Z8I7⇒V8=gmZ8V′7 (8)

依据上述8个方程式建立信号流程图,如图2所示。采用运算放大器和电阻电容元件实现该流程图功能的电路结构如图3所示,为7阶切比雪夫Ⅰ型Leapfrog低通信道选择滤波器的电路图。对于纹波为0.1 dB的七阶切比雪夫低通滤波器,其LCR原型设计参数见表1。其中,QM1,2,3,4为信道带宽与原型参数undefined的乘积,QM2,3,4等于原型参数undefined。根据各级的等效角频率和品质因数,便可得出可编程信道滤波器中各级的电阻电容值。

滤波器采用数字方式控制的开关电阻电容阵列实现截止频率可编程以及40 dB的链路增益。

2 运算放大器设计

运算放大器的设计是滤波器设计的关键。运算放大器的噪声、线性度、单位增益带宽和功耗决定滤波器的主要性能。

图4为抑制共模噪声并在较低电源电压的条件下提高线性度,本文采用全差分输入输出的两级运算放大器结构,并通过Miller电容和RHP调零电阻进行稳定性补偿。为降低闪烁噪声并得到Rail输入,选择PMOS差分对作为运放的第一级输入管。第二级采用共源级放大器,在增加运放增益、提高闭环运用线性度的同时,获得轨到轨(Rail to Rail)的输出摆幅。并通过一个额外的差分对来实现对运放的共模反馈。共模反馈电路的设计要求为:1)增益尽量大;2)单位增益带宽不能小于差模增益通路;3)共模反馈电路的相位裕度要大于60°,以保证运放闭环使用时能稳定工作。

下面将着重分析Q值增强效应对滤波器频率特性的影响以及如何对运放作相应的设计来克服此效应。有源RC滤波器的Q值之所以不同于LCR原型,一是因为运算放大器产生的极点会改变滤波器的频率特性,二是不同的LCR原型所需的能量不同,例如,切比雪夫滤波器比巴特沃斯滤波器所需的能量多,所以当增益带宽积增加时,切比雪夫滤波器的Q值会比巴特沃斯增加得更急剧。为了分析LCR原型的带宽和Q值增强效应的影响,对如图5所示的二阶滤波器进行分析。

二阶滤波器的Q值可表示为

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由式(9)可看出,Q值增强现象和运放的非理想特性是相关的。定义ΔQ为

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式中:Qlossy是由非理想运放构成的有损耗积分器的Q值, QI是由理想运放构成的无损耗积分器的Q值,ωI是滤波器的带宽。

由式(10)可知,切比雪夫滤波器所需的GBW是巴特沃斯的2倍。7阶切比雪夫滤波器可划分为3个二阶滤波器和1个一阶滤波器。为使ΔQ小于0.05(约0.42 dB),3个二阶滤波器的GBW应分别为滤波器截止频率的249,72.2和33.9(Q3,2,1=6.2,1.81,0.85)倍。所以,运放的GBW分别为6.26 Grad/s,1.81 Grad/s和0.85 Grad/s。针对不同的GBW要求来设计不同的运放,可降低基带电路的功耗。

本文采用带共模反馈的全差分两级运算放大器结构,通过Miller电容和RHP调零电阻进行稳定性补偿。仿真表明运放的GBW分别为6.26 Grad/s,1.81 Grad/s和0.85 Grad/s,相位裕度均大于60°,直流增益分别为65 dB,70 dB和71 dB,功耗分别为4.8 mW,2.3 mW和1.5 mW。仿真结果均在负载电容和电阻为1 pF和100 kΩ的情况下得到。

3 仿真结果

本文在TSMC 0.13 μm CMOS工艺下对模拟基带电路进行了仿真实验。

滤波器的各项指标性能列于表2。

图6为滤波器的幅频特性曲线。可以看到,该滤波器的截止频率为1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可编程,且具有较低高的带外衰减。在偏离截止频率1.25/4 MHz的频点上的衰减为26/57 dB。在直流分量附近的衰减量约为-127 dB,且等效高通截止频率约为812 Hz,满足消除直流偏移的要求。

图7为基带输出直流分量值的仿真结果。可以看出,在全增益模式下,当输入直流偏移10 mV时,输出直流分量约为1.87 mV。

图8为当直流偏移消除电路由开到关的基带电路输出信号瞬态响应。当直流偏移消除电路工作时,输出直流偏移量被消减至非常小,在大约5 ms时直流偏移电路关断,输出信号的直流分量和输入信号一致。

图9为基带电路带内IIP3值,约为23.16 dBm。

4 结论

本文设计了多模多频(DVB/DAB/CMMB)移动数字电视接收的可编程信道滤波器设计。其中,滤波器采用0.1 dB波纹的7阶切比雪夫(Chebyshev)I型低通结构,截止频率1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可编程,在偏离截止频率1.25/4 MHz的频点上,分别实现26/57 dB 衰减。多级直流负反馈环路用于抵消因版图和自混频引起的直流偏移。基于TSMC 0.13 μm数字CMOS工艺,在2.5 V电源电压下进行了版图仿真实验。结果表明,可编程信道滤波器电路的带内IIP3达到23.16 dBm,功耗为30.5 mW。

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