感应电能传输

关键词： 感应电 谐振 线圈 耦合

感应电能传输（精选八篇）

感应电能传输 篇1

关键词：螺旋平面线圈,感应电能传输,有限元分析,数学模型

0 引言

近年来,电动汽车的感应电能传输技术迅猛发展。学者对感应电能传输技术的效率进行了研究,指出耦合系数与传输效率密切相关［1 ～ 3］。为了提高效率,日本学者提出了附加耦合电容的方法,这种方法对于参数变化的鲁棒性更强［4］。文献[5]分析了原边线圈和副边线圈在没有对准的情况下的传输效率。新西兰奥克兰大学的学者提出了双向流动的三相逆变器,仿真结果表明该系统适用于5 k W的电池充电系统。文献[6]分析了太阳能和风能同时接入汽车时对充电系统的影响,分析了电动汽车感应电能传输时的响应情况。韩国学者提出了利用EECS机构进行汽车非接触式电能传输的方法［7］。该系统可在间隙为20 cm时,实现60 k W的功率传输,同时效率保持在80% 左右。但是由于在汽车底盘加装了大量的金属电刷,使得随着机车行驶距离的增加,会导致金属刷脱落使得充电系统的可靠性降低,因而导致EECS机构没有大规模商业应用的价值。同时,美国政府在加州大学建成了非接触式充电校园公交系统,该系统可在25 mm的距离下实现50 k W电能传输。

虽然利用电磁感应方式进行电动汽车的电能传输已经有了大量的研究,但是还存在充电距离太短( 一般为线圈直径的1 /3)和对停车位置准确度要求过高的问题。本文提出一种在较大气隙长度下(传输距离与线圈直径相等)进行感应电能传输的平面无铁芯式耦合线圈。为了分析系统性能,首先通过耦合线圈的几何参数计算获得耦合系数。同时使用工作在稍高于谐振点的等效LLC串联谐振逆变装置,进行松耦合状态下的补偿。通过理论分析,建立了一个包含输出调节特性的封闭方程组。仿真和试验结果验证了理论分析模型以及电路性能的准确性,当初次级线圈距离为100 mm时,满载情况下传输功率达到2 000 W,同时传输效率保持在93%。

1 分析模型

平面线圈如图1 所示,其磁场3D分布如图3 所示。建立包含初级侧、次级侧自感和互感的变压器模型,如式( 1) 所示。其中L11,L22为初级侧和次级侧绕组的自感,M为绕组之间的互感。v1,v2为初级侧和次级侧电压,Ψ1和Ψ2为初级侧和次级侧磁链。耦合系数定义为:

通过Neumann方法可以得到互感值,其中 μ0= 4π × 10－ 1,R12为线圈相对位置。

与普通的具有高耦合系数的变压器不同,感应电能传输系统中自感比漏感小得多。因此通过自感的电压要小于漏感电压。通过使用如图4 所示的谐振电路,在谐振工作点附近可以补偿由于漏感造成的电压降。为了与式( 1) 所示的模型保持一致性,必须满足式( 4) 至式( 6) 的约束。

为了建立包含直流输出性能的模型,建立在谐振点附近电流波形为近似正弦时的包含整流模型的精确模型。谐振角频率和特征阻抗为:

1. 1 逆变器模型条件

除整流电流为正弦外,还考虑到如下情况:

1)次级侧电流在θ/ω0时刻为0:

2) 整流电路输出电流平均值等于负载电流:

3) 整流电压vi与次级侧线圈输出电压之差等于谐振电路初级电压与漏感电压之和:

1. 2 运行在谐振点附近的逆变器模型

当系统工作在谐振点附近,逆变电压为:

根据以上的定义,初级侧电流为正弦,可以表示为:

次级侧输出电压和次级侧电流均为交替的方波。考虑到次级侧电压,流过Lmx的电流为:

滤波电容电压与整流二极管输入电压和整流电流同步,因此Vsec为:

次级侧电流为:

对以上方程进行联立求解,即可得到谐振电流输出电流和输出电压为:

其中

如图5 所示为由分析模型计算所得的变量时域变化图,图8为实验结果,通过对比可以验证模型的准确性。

2 实验结果

在实验室搭建如图4 所示的电路模型进行试验,Np= Ns=20,f = 20. 5( k Hz) ,Cp= Cs= 0. 57( μF) ,设计参数如表1 所示。当线圈距离100 mm,输入电压24 V时,逆变器输出电压,初级侧电流,输出电压实验波形如图6所示。实验得到螺旋平面线圈在偏芯情况下的性能,在轴向偏移下的性能和带载能力如图9至图11所示。

在电压增益方面,由图7可以看出,螺旋平面线圈电磁耦合器对于偏芯偏移有很好的适应性,偏芯100 mm时,电压增益仍稳定在5.8%。由图8可以看出,螺旋平面线圈电磁耦合器对于轴向偏移较为敏感,在距离较小和较大时,电压增益误差较大。这是因为在轴向偏移时,漏感变化较大,导致谐振工作点发生偏移所致。在实际使用时可以对谐振频率进行动态调整,以跟踪最佳频率。如图9所示,螺旋平面线圈电磁耦合器可以在较大的负载范围内实现稳定的电压输出并且实验效率在偏芯情况下仍保持90%左右。

3 结束语

感应电能传输 篇2

在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁性元件分析的变压器模型不再适用，必须采用耦合电感模型分析该系统中的电磁关系，同时考虑漏感和磁化电感对系统工作的影响。

图3给出磁耦合装置采用耦合电感模型的系统等效电路图。原副边磁耦合装置的互感记为M。

设原边用于磁场发射的高频载流线圈通过角频率为ω，电流有效值为Ip的交流电。根据耦合关系，副边电路接受线圈中将会感应出电压

Voc=jωMIp（1）

相应的，诺顿等效电路短路电流为

式中：Ls为副边电感。

若副边线圈的品质因数为Qs，则在以上参数下，副边线圈能够获得的最大功率为

从式(3)可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大ω，Ip，M和Qs或减小Ls。但受应用场合机械安装和成本限制，LCIPT系统中，M值一般较小，而且一旦磁耦合装置设计完成后，M和Ls的值就基本固定了。能够作调整的`是乘积量(ωIp2Qs)。从工程设计角度考虑，在参数选择设计中，Qs一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感，系统很难稳定。由此对传输电能大小调节余度最大的是乘积ωIp2。从该关系式可见频率与发射电流的关系：提高频率ω，可以减小原边电流Ip，反之亦然。在传输相等电能及其它相关量不变情况下，采用高频的LCIPT系统与采用低频的LCIPT系统相比，所需的发射电流大大降低，电源变换器电流应力及系统成本大大降低。因而LCIPT比较适合采用高频系统。但限于目前功率电子技术水平和磁场发射相关标准，系统频率受到限制。根据应用场合的不同，系统采用的频率范围一般在10kHz～100kHz之间。

图4

2系统补偿

2.1副边补偿

在松耦合感应电能传输系统中，若副边接受线圈直接与负载相连，系统输出电压和电流都会随负载变化而变化，限制了功率传输。

为此，必须对副边进行有效的补偿设计。如图4所示，基本的补偿拓扑有电容串联补偿和电容并联补偿两种形式。

在电容串联补偿电路中，副边网络的阻抗为

输出功率为

当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感抗与容抗互消，为纯电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边开路电压的恒压源，理论上电能传输不受限制。

电容并联补偿电路副边网络的导纳为

输出功率为

式中：Isc为副边短路电流。

当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感纳与容纳互消，为纯电导，输出电流与负载无关，等于副边短路电流，理论上电能传输不受限制。

为使副边谐振频率为系统频率，补偿电容的取值应满足式(5)和式(7)中的虚部为零。

在松耦合感应电能传输系统中，副边电路对原边电路的工作的影响，可以用副边电路反映至原边电路的反映阻抗Zr来表示。

式中：Zs对应副边网络阻抗，见式(5)和式(7)，反映阻抗结果列于表1中(ω0为系统频率)。

表1原副边采取不同补偿拓扑时的补偿电容及反映阻抗值

副边补偿拓扑

副边补偿电容Cs值

副边电路反映至原边的阻抗

电阻电抗

电容串联补偿

1/(ω02Ls)

(ω02M2)/R

0

电容并联补偿

1/(ω02Ls)

(M2R)/Ls2

－(ω02M2)/Ls

2.2原边补偿

LCIPT系统中，原边载流线圈中流过有效值较高的高频电流，可直接采用PWM工作方式的变换器获得这一高频电流，变换器的电压电流定额较高，系统成本高。为此，必须采取必要的补偿措施，来有效降低变换器电压电流定额。与副边补偿相似，根据电容接入电路的连接方式，也可采用串联补偿和并联补偿两种基本补偿电路。

在电容串联补偿电路中，电源的负载阻抗为

电容电压补偿了原边绕组上的电压，从而降低了电源的电压定额。

在电容并联补偿电路中，电源的负载导纳为

电容电流补偿了原边绕组中的电流，从而降低了电源的电流定额值。设计时保证式（10）和式（11）的虚部在系统谐振频率处为零，可以有效降低电源的电压电流定额，使得电压电流同相位，输入具有高功率因数。其结果列于表2中。

原边采取何种补偿电路，对应用场合的依赖性很大。当原边采用较长电缆时，电缆端电压会很高，适合采用串联补偿，降低电源电压应力；当原边采用集中绕组时，为了磁场发射需要，一般要求较高电流，适合采用并联补偿，降低电源电流应力[7]。

3系统稳定性和控制

LCIPT系统中，原副边都采用电容补偿时，系统是一个四阶系统，在某些情况下，会出现分歧现象[8]。特别是在原边电路的品质因数Qp比副边电路的品质因数Qs小，或两者相当时，系统很可能不稳定，此时必须对系统进行透彻的稳定性分析。同时，在LCIPT系统中，控制方案的合理选择对系统稳定和电能传输能力非常关键。目前，常采用两种基本控制方案：恒频控制和变频控制[9]。

恒频控制有利于电路元件的选择，但恒频控制对应的问题是，电路实际工作中电容不可避免地会因为损耗产生温升，导致电容量下降，副边实际工作谐振频率会升高，原副边电路不同谐，使得电能传输受损[10]。变频控制可以通过实时控制原边谐振频率，使其跟踪副边谐振电路频率，使得原副边电路同谐，获得最大电能传输。但在变频控制中，电源输入电压和输入电流相角与频率之间的关系很可能出现分歧现象，引起系统不稳定。为此，必须对原副边的品质因数加以严格限制。

4LCIPT系统设计

对于紧耦合感应电能传输系统，原副边的电能关系可以近似用原副边匝比变换关系来表示，因而其系统设计可以分为三个独立部分：原边电路、紧耦合磁件、副边电路，分别进行设计。紧耦合磁件的设计也有较成熟的设计步骤可依。

但在松耦合感应电能传输系统中，原副边电路的工作依赖性很大，如式(3)所示，原副边的电能传输关系由多个变量决定，这些变量必须根据现有功率电子水平，及相关设计经验初选一些值，然后根据相关公式进行下一步计算，确定参数。在整个设计过程中，所出现的多个变量都必须进行选择，而这些变量并非孤立的，而是相互之间都存在着一定的制约关系。因而，松耦合感应电能传输系统的设计比紧耦合感应电能传输系统要复杂得多。这里把松耦合感应电能传输系统中出现的每个变量的含义，及选取方法做一说明，并绘成相应的流程图，如图5所示，以便理解。设计步骤如下。

4.1选择频率

选择系统工作频率是LCIPT系统设计的第一步，从式(3)可以看出，频率大小的选取，与电源的复杂程度、成本及系统电能传输大小有密切关系。要综合考虑应用场合对系统体积重量要求、目前功率电子水平及相关系统的设计经验来选取频率。就目前功率电子水平及系统成本考虑，选择10kHz～100kHz之间的频率比较合理。随着功率电子水平的不断进步，系统频率可望进一步提高，从而使得系统体积更小、重量更轻。

4.2选择松耦合感应装置

紧耦合感应装置（如广泛采用的变压器）的结构一般受限于现有的铁芯结构，因而结构形式有限。但松耦合感应装置却不受铁芯结构限制，根据各种应用场合的需要，可能会出现多种结构形式。在很大程度上，这些松耦合感应装置要依靠相关的设计经验来选择。确定松耦合感应装置结构后，要标定一些基本的参数，如原副边线圈电感量、耦合系数、互感等。

4.3选择原边电流Ip

在LCIPT系统中，传输电能大小、原边电源变换器的成本都与用于磁场发射的原边电流Ip直接相关。一般从相对较小的电流值开始选取Ip，从而对应电源的低电流应力。若经计算后，这一Ip电流值不满足系统电能传输要求，可进一步增大电流值，再进行计算验证，直至系统设计满足要求。

4.4确定(VocIsc)值

根据所选择的电磁装置，在原边电流为所选Ip时，测试出副边接受线圈的开路电压Voc和短路电流Isc。确定这一乘积(VocIsc)也可以用一个与设计的接受线圈同匝数的小尺寸接受线圈来完成，避免因为接受线圈电流定额不够而返工。当然，也可采用相应的电磁场仿真软件包进行模拟设计。但仿真设计过程比较复杂[11]。

4.5确定副边补偿

4.5.1副边补偿等级

副边电路不加补偿时，负载能够获得的最大功率传输等于(VocIsc/2)[11]。如果负载所需功率值超过这一值，则副边需要采用补偿电路，副边电路的品质因数可用式（12）计算。

式中：P为至负载的传输功率。

从而副边所需要的V・A定额为

如果副边实际的VA定额高于式(13)的计算值，系统就可以传输所需的功率。反之，该设计不能传输所需功率P，必须对设计作出相应的调整来增加功率传输能力。一般可以考虑以下4种途径：

――加粗接受线圈绕组线径或增大铁芯截面积；

――增大原边电流；

――改进电磁装置的耦合程度，提高互感值M；

――适当提高系统频率。

第1种方案增加了副边的成本；第2种方案增加了原边的成本；第3种方案增加了松耦合感应装置的成本；第4种方案受现有功率电子技术的限制。实际设计中，应综合考虑性能和成本选择性价比最好的方案作为最优设计。

4.5.2副边补偿拓扑

当副边VA定额满足设计要求后，下一步就应当确定副边补偿具体采用的拓扑形式。补偿拓扑的选择依赖于具体的应用场合。并联补偿对应电流源特性，适合于电池充电器等场合；串联补偿对应于电压源特性，适用于电机驱动供电等场合。

4.6确定原边补偿

副边补偿设计完成后，设计原边补偿。根据已知的原边电流和松耦合感应装置原边绕组电感量，可以确定原边绕组端电压。从而计算出原边VA定额，用实际传输功率除以这一VA定额，可以得到原边品质因数Qp的大小。如前所述，原边补偿电路形式也取决定于应用场合。当原边采用较长电缆时，适合采用串联补偿；当原边采用集中绕组时，适合采用并联补偿。

4.7系统稳定性和控制性核查

最后一步要对系统稳定性和控制性进行核查，这是系统能否在实际应用场合被采用的最关键的一步。如上所述，若Qp

5结语

感应电能传输 篇3

传统接触式能量传输系统主要通过导线进行能量传输。在传输过程中, 由于插头与插座的接触摩擦而产生火花, 在有些场所 (如石油、化工企业) 很容易产生危险[1]。实现供电系统与电气设备之间没有导体接触, 自然成为电能传输的重要研究方向之一, 而感应电能传输方法成为首选方法[2]。

感应耦合电能传输方法是一种基于电磁感应耦合理论, 现代电力电子能量变换技术及控制理论于一体的新型电能传输模式[3]。他利用空气作为松耦合介质, 通过高频辐射的方式向电气设备提供电能[4]。实现了在供电线路和用电设备之间的非物理连接下能量的传输。从而克服了传统接触供电方式所具有的接触火花, 积碳, 磨损, 不安全等一系列缺陷[3]。

2 感应耦合电能传输

感应耦合电能传输是一种利用电磁感应原理, 通过非接触的耦合方式进行能量传递[5]。其电路分为发射和接受两部分。基本原理框图如图1所示。

电源提供的直流电, 通过DC-AC转换单元, 转换为高频交流电后提供给原边电感。副边电感通过电磁感应得到的感应电动势, 再经过整流滤波后变为直流电。最后由功率处理电路将其转换为所需的电流/电压, 提供给用电设备, 完成了电能的无线传输。

3 整流电路

3.1 二极管整流

由于副边电感得到的电压为高频交流电, 必须经过整流滤波电路转换为直流, 提供给后端的电路做功率处理。因此整流电路成为接收电路中一个重要的环节。

传统的整流方式是通过整流二极管电路, 达到交-直转换的目的。图2中列出了三种不同的二极管整流电路原理图。

但是, 整流二极管导通压降较高。快恢复二极管 (FRD) 或超快恢复二极管 (SRD) 可达1.0～1.2V, 即使肖特基二极管 (SBD) , 也会产生大约0.6V的压降, 整流电路部分损耗较大。在低电压大电流输出的情况下, 损耗尤为突出, 使得电源效率低下。

3.2 同步整流

同步整流技术正是为了提高电源效率。它采用通态电阻较低的功率MOSFET, 取代整流二极管以降低整流损耗。功率MOSFET属于电压控制型器件, 它在导通时的伏安特性呈线性关系。功率MOSFET做整流时, 要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步, 才能完成整流功能, 故称之为同步整流[6]。在传统开关电源中, 同步整流往往用于隔离变压器后端, 取代整流二极管以提高系统效率。

半桥逆变电路与半波同步整流电路原理图如图3所示。其中半桥逆变电路产生全波方波, 半波同步整流电路将其整流为正的半波方波。

同步整流电路中MOSFET的控制驱动, 按工作方式划分, 有自驱动和外驱动两种方式。

所谓自驱动, 是在变换器中取合适点的电压来驱动功率MOSFET。自驱动的同步整流变换器具有电路结构简单、元器件少的优点[7]。但由于驱动电压和输入、输出电压成比例, 而且存在整流逻辑与死区时间的问题, 所以应用范围受限。

所谓外驱动, 是由外部的控制电路通过计算或根据电路状态, 确定功率MOSFET的驱动时间, 然后由一专门的控制IC驱动同步整流管[7]。外驱动电路可以提供精确的控制时序, 稳定的驱动波形。但电路结构复杂, 所用元件较多。外驱动的种种优点, 使其应用更为广泛。这种驱动方式中, 同步整流的控制信号与逆变电路的控制信号有直接的电路连接, 以保证正确的整流逻辑。

4 感应耦合电能传输中的同步整流

同步整流必须保证同步性。以图3所示的半桥逆变与半波同步整流电路为例, 副边电感电压上端为正时, 整流电路导通;副边电感电压上端为负时, 整流电路关断。理想的相位关系如图4 (a) 所示。逆变电路与整流电路共用的控制/驱动电路, 既可保证逻辑的匹配。

在感应耦合电能传输系统中, 前后两端在物理上隔离, 控制电路无法共用, 整流电路只能从副边电感上取得信号。副边电感上端电压变为正, 到整流电路导通;以及副边电感上端电压变为负, 到整流电路关断, 都有一个延时Δt。这导致整流逻辑在相位上产生错误。波形示意如图4 (b) 所示。

5 同步整流控制

5.1 控制电路原理设计

MOSFET存在体内寄生二极管, 导通延时并不会影响电路的正常工作。但关断延时会造成整流后端电路在τ内失效, 对后端的滤波电容及电路造成严重损坏。因此控制电路需要提前发出关断信号, 保证当副边电感上端电压变为负时整流电路已经关闭。一种控制电路原理的可行方案, 如图5所示

副边电感上取得的信号, 经比较器后变为半波方波, 再经过积分电路积分为三角波。比较器1输出的半波方波与积分电路输出的三角波, 经由比较器2后输出控制整流电路。波形示意如图6所示。

由积分电路得到的三角波波峰, 高于比较器1输出的半波方波波峰Δv。使得比较器2输出信号下降沿, 相比副边电感信号下降沿, 在时间上提前Δτ。保证副边电感信号还未变为负值时, 控制电路已提前发出关断信号。若控制驱动电路延时Δτ1, MOSFET关断延时Δτ2, 取Δτ≥Δτ1+Δτ2, 即可避免整流电路失效的情况。

5.2 控制电路仿真

控制电路的仿真原理如图7所示。使用Cadence SPB 16.3中的Pspice工具对图7中的电路进行仿真, 电路工作频率为20KHz。仿真波形如图8所示。

其中为从副边电感信号, VR2为比较器2输出。仿真结果表明, VR2的下降沿, 相比的下降沿, 在时间上提前了Δτ。通过控制电路提前发出关断信号, 保证了同步整流电路的有效性。调整积分电路的外围参数即可改变Δτ, 以配合不同的延时参数。

6 结语

本文阐述了二极管整流与同步整流, 系统分析了传统同步整流技术在感应耦合电能传输系统中的应用。分析表明, 传统的同步整流技术直接应用于感应耦合电能传输系统时, 会出现整流电路失效的情况。基于以上分析本文提出了一种全新的, 应用于感应耦合电能传输系统的同步整流控制方式, 并设计了控制电路的一种可行的系统方案。通过Pspice仿真, 验证了方案的有效性。控制电路提前发出关断信号, 避免了整流电路的失效。

摘要：对于感应耦合电能传输系统, 整流电路通常使用整流二极管, 其损耗尤为突出, 使得系统整体效率低下。同步整流技术可提高系统效率。而传统的同步整流方式, 无法应用在感应电能传输系统中。文章系统分析了这些弊端, 提出了一种全新的同步整流电路控制驱动技术。最后, 提出一种可行的系统方案, 并用Cadence SPB 16.3中的Pspice工具进行了仿真。

关键词：感应耦合,同步整流,效率,仿真

参考文献

[1]关学忠, 孙胜勇, 杨静, 张成胜, 董南南, 叶中华.非接触式感应能量传输系统的分析与设计[J].电子技术应用, 2008, (2) :63-65.

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[3]张峰, 王慧贞.非接触感应能量传输系统中松耦合变压器的研究[J].电源技术与应用, 2007, 10 (4) .

[4]Philippe Basset, Andreas Kaiser, Bernard Legrand, Dominique Collard, Lionel Buchaillot, Complete System for Wireless Powering and Remote Control of Electrostatic Actuators by Inductive Coupling[J].IEEE/ASME Transactions on Mechatronics, February 2007, Vol.12, NO.1, 23-31.

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[6]黄海宏, 王海欣, 张毅.同步整流的基本原理[J].电气电子教学学报, 2007, 29 (1) .

感应电能传输 篇4

以输出电压5VDC为例,本文构建了基于E类功放的ICPT滑模控制调压系统,发射侧由Boost变换器和E类放大器[1]构成,接收侧通过整流滤波电路得到直流电压,其电压控制可通过对Boost变换器进行PWM滑模控制进行实现。文中在建立系统状态模型和滑模控制器数学模型的基础上,构建李雅普诺夫(Lyapunov)函数证明了系统稳定性,给出了滑模系数的确定范围。最后,利用有限元分析技术对不同传输气隙下的耦合器模型的电参数进行了计算,并将参数代入到ICPT系统电路模型中,从而构建系统在滑模控制下的仿真模型,并进行不同气隙长度扰动下的仿真分析。结果表明,当电磁耦合器存在距离扰动或系统负载变化时,系统输出电压在滑模控制下保持稳定,证明了滑模控制对ICPT系统的适用性和强鲁棒性。

1 基于E类放大器的ICPT系统

基于E类功放的ICPT稳压系统如图1所示,其由Boost变换器、E类逆变器、电磁耦合器、桥式整流器以及控制器五部分组成。图2为E类功放和耦合器的等效电路图。上述图中,Uin为系统直流输入电压;iC为流过滤波电容C的电流;Uo为Boost变换器的输出电压;LDC、iDC为扼流电感及电感电流;ω=2πf为E类驱动角频率;ft为三角波频率;Cr、CP为发射端谐振电容、串联补偿电容,合并后用Cout表示;CS为接收端并联补偿电容;LP和LS为发射、接收线圈电感;RL为系统负载,Uout为系统输出电压,Uref为参考电压。

为便于分析,由E类和耦合器等效电路,可建立如下数学模型。

式中,UP为发射线圈的端电压;iP、iS为流过发射与接收线圈的电流;M为互感;Zin为E类功放的输出阻抗;Rr、Xr为反射电阻和电抗。

综合式(1)~式(3)得出:

实际电路中,ICPT系统常采用S-P电容补偿方式[3],因而有

根据E类放大器最优工作特性[1]得:

式中,θ是E类等效负载上的相移;是MOS管S2漏极电压相移;σ是开关管关断时间的一半。

2 PID滑模变结构控制

2.1 ICPT系统的状态模型

由图3所示滑模控制下的系统等效电路可知:Lo、Co分别是Boost的升压电感及输出滤波电容;α1、α2和α3为控制器的滑模系数。为方便分析做如下假设:(1)假定Uo∶Uout=β∶1(β在1~2之间);(2)Boost开关频率大于E类驱动频率,且整流二极管d1和d4工作在导通状态。

根据理想升压器的开关特性,可以得到:

式中,u为1表示开关管S1导通,u为0表示关断。

ICPT系统的状态变量:输出电压误差x1,输出电压误差的微分x2、误差的积分x3以及由假设条件(2)得出流过滤波电容C的电流iC可表示为

式中,iL是流过负载RL的电流。

综合式(4)~式(16),得到如下状态方程。

式中,N=-(Rr+j Xr)f(θ,,σ)/jωM为常量。

2.2 滑模变结构控制设计和稳定性证明

根据滑模系数定义如下滑模面方程[9]。

系统的相轨迹图如图4所示,当轨线S的位置与滑模面的距离满足0<|S|<ξ时,滑模控制过程中S继续向滑模面收敛,其中ξ是趋近于零的正数。

选取V=(1/2)S2为系统的Lyapunov函数,为确保轨迹图沿滑模曲线运动,并使系统趋于稳定,必须满足李雅普诺夫第二稳定性原理导出的存在条件,即

当0<S<+ξ,u=1,将式(17)~式(20)代入式(22),并令其为λ1,则:

同理,当-ξ<S<0,u=0,式(22)为λ2,则:

对上述不等式进行适当缩放,限制条件为

选取β=1,E类功率放大器开关管驱动角频率ω=2πf=2π×30×103=1.884×105rad/s,,Co=0.1 m F,C=1 m F,最终选取α1=0.7,α2=0.1,α3=150。

3 仿真验证

3.1 参数选择

选取ICPT系统中耦合器基准气隙长度lg=10.0 mm,k=0.6,最佳负载点RL=10.0Ω。设计过程中的主要仿真参数如表1所示。电磁耦合器传输气隙在不同程度扰动时经过有限元分析计算得到的电磁参数如表2所示。以lg=10.0±2.0 mm为例,耦合器磁场分布如图5所示。此外,相应元件的寄生电阻或电容也加入到仿真系统中。

3.2 仿真结果

为了验证上述理论分析的正确性,建立了基于E类功放的ICPT系统滑模控制的仿真模型,如图6所示。E类放大器开关管S2上电压Uds、电流id以及驱动信号Ugs的波形如图7所示。从仿真结果看出,开关管上电压电流不同时出现,开关管导通瞬间漏极电压已经降为零,满足零电压导通(ZVS),工作在比较理想的状态。当RL=10.0Ω,ICPT系统在不同传输气隙下输出电压波形如图8所示,图8(a)、8(b)和8(c)中超调范围各不相同,输出电压纹波约为0.005 V左右。当lg=10.0 mm,RL在10.0±5.0Ω范围内变化,滑模控制系统与开环系统对应输出电压如图9所示:在相同传输气隙、不同负载条件下,滑模控制下的系统输出电压保持稳定,其电压变化远小于开环控制下的输出电压变化。当RL=10.0Ω,lg在10.0±2.0 mm范围内变化时,滑模控制系统与开环系统对应的输出电压如图10所示:在相同负载、不同传输气隙条件下,滑模控制系统的输出电压能保持稳定,而开环控制下的系统输出电压则会随传输气隙大小发生明显的变化。

4 结论

本文基于E类放大器的ICPT传输系统研究了能实现其稳压输出的滑模控制。通过建立系统的数学模型以及选取合适的滑模方程,利用李雅普诺夫稳定性原理证明了系统的稳定性,给出了滑模系数的选取原则。最后,通过对耦合器的有限元分析计算,并与控制电路仿真相结合,构建了基于滑模控制下的ICPT系统,进行了负载和气隙扰动仿真,结果表明:在滑模控制下,ICPT系统具有较好的抗扰性和强鲁棒性。

参考文献

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感应电能传输 篇5

目前, 从一个系统输送电能到另一个无线的或者没有物理接触的系统, 感应电能传输 ( IPT) 技术被认定为是一种有效率的方式。这种技术使得系统能够不受恶劣环境的影响, 而且它能达到传输电能效率高达94% 。近来, 研究人员把重心放在了基于IPT系统的电动汽车无线充电技术的发展上, 和传统的有插头、硬接线的充电器相比, 这种充电器更加方便、抗干扰。 此外, 对于需要双向传输电能的场合, 研究人员提出和发展了双向IPT系统, 汽车—输电网 ( V2G) 或者输电网—汽车 ( G2V) 就是一个最好的例子。

在双向IPT系统中, 为了调节功率流, 虽然人们提出并实现了比例积分 ( PI) 、比例积分微分 ( PID) 控制器, 但是这些控制器仅仅用于验证模型或者具体控制策略的准确性, 同样的, 没有人尝试过对与实现双向IPT系统动态性能最优相关的控制器进行优化设计, 所以本文通过提出一种控制器优化方法来满足这方面的需要。

为了获得性能最优的控制器, 把各种目标 ( 适应度) 函数考虑进去, 本文提出了一种用于调节PID参数的遗传算法 ( GA) 。 由于控制电能所选取的性能指标通常是由上升时间、调节时间、超调百分比和误差方差积分等不同的性能特性的加权组成, 所以PID参数优化问题被阐述为多目标优化结构, 这种结构由遗传算法求解。本文对提出的基于遗传算法的PID控制器的性能进行了仿真, 用于研究最佳响应、性能与稳定性之间的最佳平衡, 证明最优控制器设计的有效性、性能和稳定性。

2使用遗传算法调节PID

遗传算法在近几十年中被广泛地用于控制系统设计中, 在本次研究中, 把PID控制器调节问题用公式表示为多目标优化问题, 并且优化增益使用遗传算法确定。遗传算法的实现步骤如下: 1产生一个固定大小的、初始的、随机的个体 ( 染色体) 种群, 种群中每一个个体 ( 染色体) 代表一个可能的解。PID控制器的参数Kp、Ti、Td通过下面的连环法、文献[3]中提到的多参数映射不动点编码法进行编码。染色体由连续的三部分构成, 每部分有16位长。因为遗传算法的初始种群是随机的, 所以初始的PID参数可能导致系统不稳定, 因此, 通过选取控制器参数的范围来使得系统在该范围内保持稳定。利用动态模型来对系统进行稳定性研究, 从而确定各种增益的范围。2评价种群中每个染色体的适应度。3选择种群中最适合的个体。 4选择种群中最适合的个体。5对繁殖产生的染色体进行交叉操作、变异操作。6从步骤二开始重复上面步骤, 直到满足预定义的收敛判据为止。

应用遗传算法最关键的一部是选择目标函数。目标函数用于评价每个染色体的适应度 ( 在这里即为PID参数) 。由于我们的目标是确定PID参数的最优值: 超调最小, 上升时间最快, 调节时间最短, 因此在本次研究中选择下面的目标函数:

其中: σ% 、tr和ts分别代表超调量、上升时间和调节时间; Cr和cs是两个由用户确定的常数。此外, 为了做比较而利用不同的目标函数对PID控制器的性能进行了研究。图1展示了利用f适应度函数在一系列的子代中选出的最好控制器的适应度。从图中可以看出, 初始时控制器的适应度约0. 015高, 但是随着子代数量的增加, 最优控制器的适应度在减小, 直到子代数量增加到约50。在这儿可以找到最优解。得到最优解时, 控制器的适应度约为0. 011。基于遗传算法的方法和其他传统的方法相比要得到最优解需要更多的计算时间。遗传算法的收敛依赖很多因素。然而, 一旦从遗传算法中得到最优解, 则这些解和其他方法相比鲁棒性更强。图1所示的遗传算法花了3个小时才完成, 但是可以看出, 在半个小时内就找到了最优解。

3仿真

利用PLECS和基于软件包的MATLAB Simulink, 以标准功率阶跃输入为参考, 对IPT系统输出功率的响应做了研究。在0毫秒时, 引入标准功率等级的阶跃变化。功率等级在0 ~ 1 kW之间变化, 其变化和从原边流向拾取端的功率流相对应。 在这种条件下, 流入拾取端变换器的功率的阶跃响应如图2所示。

第一幅为利用从ZN方法中确定的控制器增益的控制器而得到的响应; 第二幅为利用从CHR方法中确定的控制器增益的控制器而得到的响应; 第三幅为利用从ANA方法中获得的增益的控制器得到的响应; 最后一幅是由遗传算法调节的控制器的响应。从图2中可以明显地看到: 带有ZN控制器的功率流有严重的振荡。而带有CHR、ANA和GA控制器的功率流没有振荡而且响应相对更快。

总结四种控制器的增益参数可以看出, ZN调节的控制器超调大; 遗传算法控制器能得到最快的响应而且没有超调。因此遗传算法控制器能提供最好的性能, 而且在双向IPT系统中最适合控制功率流。

4结语

双向IPT系统是本质的更高阶系统, 因此传统的PID控制器设计方法不能获得满意的性能。因此, 基于遗传算法的系统化方法被提出来调节PID参数。由于目标函数在遗传算法中起着决定性的角色, 因此笔者对用遗传算法优化的PID控制器的性能做了详细的研究。从中可以看出, 为了实现期望的功率调节性能, 控制器不得不遇到很多不一致的目标。通过明智而审慎地选择由调节时间、上升时间和超调量的加权 ( 加权目标) 组成的目标函数, 利用多目标遗传算法确定了PID控制器的参数。和其他著名的PID设计方法相比, 展示了基于遗传算法的有各种目标函数的控制器的仿真性能。仿真结果有力地阐明了利用加权目标函数、基于遗传算法的PID控制器能够提供性能和鲁棒性之间最好的平衡。虽然推荐的用遗传算法设计的PID控制器和其他传统的控制器相比计算时间更长, 但是即使在设计中把离散控制器和采样时间考虑进去, 遗传算法设计的控制器仍然鲁棒性更强更稳定。

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感应式无功表无功电能计量原理研究 篇6

所有功率因数低的危害和提高功率因数均体现在无功电能表所计的准确电量。为提高设备的利用率和减少企业负担必须提高负载功率因数, 正确测量无功电能对于电网稳定有极其重要的意义。

功电能的测量对电力生产、输送、消耗过程中的管理是极其必要的, 这直接影响电网的供电质量, 也会影响各类用电设备的安全经济的运行。

由此看来, 无功电能的测量对电力生产、输送、消耗过程中的管理是必要的。同时通过对客户的用电设备的有功电能P和无功电能Q的测量, 就可得出负载的平均功率因数COS (Ψ) =P/ (P2+Q2) 1/2无功电能Q越少, 平均功率因数越高, 通过客户负载平均功率因数的高低减收或增收电费, 以经济手段来促使大工业用户合理补偿无功以提高用电设备负载的功率因数。使发供电设备的效率及线路输送功率达到最大。

1 无功电能计量

(1) 正弦型无功电能表。

这种无功电能表的结构是在电压线圈中串联一个电阻和在电流线圈中并联一个电阻, 只要适当选择RU和RI就可使电流工作磁通ΦI和电压工作磁通ΦU间的相位角Ψ=β- (Ψ+αI) , 同时电流线圈反接。

式中β为相电压U和其电压工作磁通ΦU的夹角;

αI为相电流I和其电流工作磁通ΦI的夹角;

Ψ为电流工作磁通超前电压工作磁通的角度。

也为相电压和相电流的相位角, 俗称功率因数角。

对于单相电能表的只有一组电磁元件会产生驱动力矩, 其表达式;

式中ΦI为电流工作磁通;

ΦU为电压工作磁通;

K为驱动力矩常数;

而对于三相四线电路中电磁元件测量的总无功功率为;

因此三相四线正弦无功电能表能正确计量三相电路无功电能, 并且不会因三相电路是否对称和负载是否平衡而影响正常计量, 且也不会而产生附加误差, 但是这种三相正弦无功电能表制造复杂, 准确度较低, 而且本身功耗大, 同时可用有功电能表改制而成。在工作中利用比较少。

(2) 90°型三相四线无功电能表。

这种无功电能表的结构和与三相四线有功电能表完全相同, 区别在于内部接线不同。用于测量三相三线和三相四线电路中的无功电能。

当负载为感性时, 其测量总平均功率表达式为:

由于三相电路的无功功率Q=1.732ULIL sinΨ, 表明90°型无功电能表的三组电磁元件所能测量的总平均功率为三相电路无功功率的1.732倍。所以厂家生产90°型无功电能表时, 将各组电磁元件的电流线圈匝数缩小1.732倍, 就能测量三相电路无功电能。如果直接用三相四线有功电能表仅改变内部来测量三相电路无功电能时, 电能表计度器的示数应除以1.732才能得到负载实际消耗的无功电能。

当负载为容性时, 其测量总平均功率表达式为

当三相电路对称时, UA B=

由于Q为负值, 因而无功电能表接容性负载时无功电能表反转。

(3) 内相角60°型三相三线无功电能表。

这种无功电能表结构与三相三线有功电能表相似, 区别在于有功电能表驱动元件的电压工作磁通滞后于电压90°。而无功电能表驱动元件的电压线圈串联一个电阻R, 使电压U与它所产生的工作磁通ΦU间的相角β减小, 使内相角β-αI=60°。因此这种无功电能表称为内相角600型的无功电能表。

当负载为感性时, 其三相三线无功电能表测量总平均功率表达式为

当三相电路对称时UBC=UAC=UL=1.732U

所以60°型无功电能表的两组电磁元件测量的总的平均功率正好是三相对称电路的总无功功率。所以60°型无功电能表可准确测量三相三线对称或简单不对称电路的无功功率。所谓简单的不对称电路既三相电压或三相电流只有一方是不对称的电路, 通常为三相电压对称。

2 几种故障现象

通过以上分析, 我们了解无功电能表如何计量和意义。因此测量无功电能是为了考核电力系统无功功率的平衡状况, 也可考核客户无功补偿的合理性。一般无功电能表内安装止逆装置, 只计量感性负载消耗的无功功率, 而当负载为容性负载时, 电能表反转时止逆器使铝盘停走, 无法计量容性负载消耗的无功电能。因此当客户采用无功补偿装置时, 因容性无功过多补偿时, 无功电能表因反转而停走, 以致于电能表示数少, 这样就产生力率较高的假象, 同时由于客户无功补偿补偿不合理, 会将向系统倒送无功, 造成系统电压过高, 对系统安全运行不利。同时对电力公司也会产生不良后果。

为了不发生以上问题, 同时也为了客户补偿无功的合理性, 可采用在计量点安装双向计度器的无功电能表, 在正反向运行时均能正常计量。同时在选择无功电能表时, 应注意当负荷容量在315kVA及以上的三相计费客户应采用2.0级及以上的无功电能表。以利于准确计量无功电能。而对于负荷容量在315kVA以下三相计费客户由于电量少, 应采用3.0级及以上无功电能表。

三相无功表在进行误差调整, 必须保证标准电能表、被校无功表具有相同的线路附加误差。在调整校验正弦型无功电能表时, 要特别注意将三相电压和电流调至平衡。

测量无功电能是为了考核电力系统无功功率平衡, 也是考核客户无功补偿的合理性, 我们要在客户和发电侧合理地配置和使用带双向计度器的无功电能表。因为在大中型工业无功电能表在计量感性负载消耗的无功电能时正走, 而计量容性负载消耗的无功电能时反走且会造成向系统倒送无功功率, 使系统电压过高, 造成电力设备无法正常运行。而对于发电企业上网来说, 就必须安装带止逆器的无功电能表, 区分无功潮流关系, 若发生无功电能表不走或者反走, 必须判断无功电能表接线是否正常, 再判断故障原因。不然的话对企业和电力部门的决策产生不良影响。

摘要：电力系统对无功电能计量的意义, 对各种感应式无功电能表接线进行分析。

关键词：无功,损耗,补偿

参考文献

感应式电能表现场校验误差分析 篇7

电能是我国经济建设和人民生活的一种重要能源，电能表作为电能计量与经济结算的主要工具，其计量的准确性直接关系着电力系统各项经济技术指标的实现，直接关系着国家与人民的利益，因此必须保证电能表计量的准确。但运行中的电能表由于各种原因时常出现误差超过正常范围的现象，对电能表进行校验显得十分重要。现场校验不需要拆卸电能表，不需要中断电能表的计量，能在不中断用电的情况下完成校验，可以真实地记录电能表实际工况下的故障情况，近年来成为测试电能表计量误差的常用方法。

下面，本文以感应式电能表为例，针对电能表现场校验方法，就电能表计量误差进行分析，并提出一些有效的处理措施。

1 感应式电能表工作原理及误差特性

1.1 感应式电能表工作原理

对于感应式电能表来说，其转盘是一个导体，在交变磁通的作用下产生感应电流，此时转盘成为载流导体，载流导体在磁场中受到电磁力的作用，因电磁力力矩作用而使得转盘发生转动。穿过电能表转盘的磁通，包括电压磁通和电流磁通，而在电能表工作过程中，实际上在其转盘的不同位置一共有三个磁通穿过。磁通最大值在一个周期内移动，经过三个磁极时，磁场不断重复移动形成旋转磁场，最终由感应电流与电压工作磁通相互作用产生电磁力，形成驱动力矩，使转盘根据负载大小转动。但要使转盘在恒定的负载下做等速旋转，则必须对转盘施加一个同驱动力矩大小相等方向相反的反作用力矩，也就是制动力矩，制动力矩与转盘的转速成正比变化，以阻止转盘加速转动，在感应式电能表中，制动力矩由永磁铁来实现。

1.2 感应式电能表误差特性

感应式电能表依靠驱动力矩来驱使转盘转动，依靠制动力矩来阻止转盘加速转动，最终实现对负载的计量。但在实际工作中，电能表除了受到驱动力矩和制动力矩两个基本力矩的作用外，还会受到抑制力矩、摩擦力矩、补偿力矩等附加力矩的作用，这些附加力矩会破坏转盘的转速和负载功率，造成电能表计量误差。电能表的计量误差分为基本误差和附加误差两大类，基本误差是在规定的电压、频率、温度条件下所测得的相对误差，附加误差则是电能表运行过程中由于电压、频率、温度等的变化所引起的误差。通常情况下，电能表工作电压的变化，会由于工作磁通与电压的非正比变化而破坏电压抑制力矩、补偿力矩和驱动力矩间的比例关系，从而使电能表产生电压附加误差，也就是电压误差。当电网频率同电能表额定频率不同时，会使电流、电压工作磁通以及其相位角发生改变，使电能表产生频率附加误差。而温度的变化会使制动磁通发生变化，此时电流、电压工作磁通大小以及相位角都会发生改变，造成计量误差，也就是温度误差。电压误差、频率误差、温度误差是电能表计量中最常见的误差。

2 满载误差分析及处理

在满载状态下，电能表的误差主要由制动力矩造成，其影响因素包括制动力矩、摩擦力矩、电流、电压抑制力矩等。造成电能表满载误差的原因，主要有永磁铁失磁、永磁铁间隙过大、电压与电流磁芯间隙过小、电压线圈匝间短路等。满载误差可以利用满载调整装置，也就是制动力矩调整装置来调整，其主要原理是通过改变电能表永久磁铁的制动力矩来改变转盘的转速。在调整电能表满载误差故障时，需要使电能表在额定电压、额定功率、100%Ib和功率因数COSφ=1.0的情况下进行，最终使电能表满载时的误差达到标准数值。

在满载误差调整时，有改变制动力矩的制动力臂和制动力矩的制动磁通两种方法。改变制动力矩的制动力臂，能使永磁铁沿转盘半径方向进行平移，最终改变转盘的转速，永磁铁向轴心移动时制动力矩越小转盘转速越快。在采用这种方式时，永磁铁平移过程一定要缓慢平稳，以免使转盘与永磁铁间的气隙发生改变，在调整完毕后，要用平衡螺钉重新固定。一般情况下，需要将满载误差调整到基本误差限的五分之一以内，以保证标定电流和额定电流下的误差需要。改变制动磁通来调整满载误差更容易控制，这种方法主要通过改变永磁铁跨于圆盘的有效部分来调整有效磁通量，最终改变转盘的转速。

3 相角误差分析及处理

电能表相角误差是由于电能表电压工作磁通与电流工作磁通之间的相位角变化所引起的，当电能表出现相位角误差时，需要调整电压工作磁通与电流工作磁通的相位角，使两者的相角差满足φ=90°-φ要求，这样电能表才能在不同功率因数的负载下都能够正确计量。当电能表存在相位误差时，一般采用调整αI、αU、αF的相位以改变磁通路径上的有功损耗，从而改变相位。改变电流工作磁通相位角，可以通过改变αI的变化规律来实现。在负载电流与附加线圈匝数一定时，滑块向“+”移动会造成回路电阻的增大，从而减小电流降低去磁作用，使电流工作磁通增加减小路径上的有功损耗，增大驱动力矩提高转盘的转速。当调整余量不足时，则需要增加或减少短路片来进行调整，增加短路片会使转盘转速变慢，减少短路片则会使转盘转速加快。在进行相角误差调整时，电能表必须运行在额定电压、额定功率、100%Ib和功率因数COSφ=0.5或Sinφ=0.5的状态下。

在进行相角误差调整时，有可能遇到表慢调不快的现象，产生这种现象的原因可能是电压线圈存在匝间短路，电压线圈铁芯锈蚀造成中柱接缝磁阻增加，相位调整失灵等。当出现表快调不慢的情况时，则可能是由于相角调整电阻短路滑片接触不良或者氧化，短路片数量过少，电阻脱焊等原因。出现这些情况时，应当根据实际原因进行更换、打磨、焊接处理。

4 轻载误差分析及处理

由于电流铁芯的非线性、摩擦力矩的存在、测量机构制造和装配的不准确等原因，当电能表在10%Ib以下轻负载运行时，并联电路的磁通与电能表转盘的相对位置会出现不对称分布，使电能表产生轻载误差，影响电能表轻负载范围内的负载特性曲线。当电能表轻载误差超过标准值时，可以通过轻载调整装置来调整电能表补偿力矩，以补偿电能表在5%～20%Ib轻负载状态下运行时的摩擦误差和电流铁芯线的非线性误差，以及由于装配不对称所产生的潜动力矩。

电能表的轻载调整装置安装在电压铁芯上，通过铜片和铝片将电压工作磁通分成两个部分造成电压磁通不对称现象来形成补偿力矩，在调整时即可以移动铜片或铝片的位置来对补偿力矩进行调整。轻载误差调整需要在额定电压、额定频率、10%Ib、cosφ=1或sinφ=1的状态下进行。在调整时，当短路铁片处于磁极中心对称位置时，两侧框边所加载的电压工作磁通同样多，此时两侧的补偿力矩大小相等，方向相反，在电能表转盘上的作用将会被完全抵消，不会形成补偿力矩。当移动短路铁片时，两侧所施加的电压工作磁通发生变化，产生差值补偿力矩，差值补偿力矩的大小与短路铁片离中心的远近有关，方向则同远离框边有关。最终通过补偿力矩的调整，来使电能表的轻载误差处于许可范围内。

5 潜动误差分析及处理

当负荷电流为零时，电能表转盘依然连续转动的现象称为潜动现象，是电能表常见的故障，造成电能表潜动故障的原因较多，主要包括电能表轻微负荷、轻载正负误差过大、电能表接线错误、三相电压不平衡、电流互感器故障几个方面。实际上，制造、装配、维修等过程，都有可能无意中引起电能表潜动故障，其基本原理是由于磁路的不对称产生了潜动力矩使得转盘潜动。在正常情况下，电能表处于80%～110%参比电压下断开电流回路时，其转盘转动不应当超过一圈。当电能表存在潜动故障时，可以利用电能表防潜动装置，来制止电能表无负载状态下的空转现象。一种方法是通过改变电压线圈铁芯磁化铁片同转盘转轴上的铁丝或铁片间的距离来改变防潜力矩的大小，来起到防潜动作用。另一种方法是通过调整轻载补偿装置利用补偿力矩来补偿潜动力矩以起防潜动作用。

6 结束语

电能表是电力系统中最基本的计量工具，关系着企业与用户的根本利益，必须保证电能表计量的准确性。但电能表在装配、使用、维修过程中，都有可能因为各种原因而影响电能表计量的准确性，造成电能表计量误差，给企业和用户带来不良影响。在电能表现场校验中，要注意准确把握不同误差的产生原因和解决策略，迅速有效地利用相关装置进行调整，使电能表计量误差处于许可范围内，提高电能表计量的精确度。

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感应耦合传输系统的建模分析 篇8

随着智能技术与电力电子技术的快速发展, 非接触式电能传输CPT (Coupled power transfer) 技术[1、2]作为一种新型的电能传输技术而逐渐被人们所采用, 其打破了传统的电能传输必须依靠接触导体的束缚, 实现了电源与用电设备之间在非物理接触情况下的能量传输。该技术具有便捷、安全、低维护、可靠性高及环境亲和力强等优点, 克服了传统电能传输方式所带来的有磨损、有火花等缺点, 在潮湿、水下、易燃、易爆等特殊环境下有广阔的应用前景。感应耦合式电能传输ICPT (Inductively coupled power transfer) 技术相对于其它方式 (磁共振、微波式等) 是一种更为成熟的无线输电技术, 其传输功率和效率均较高, 未来有很高的使用价值和广阔的应用前景[3]。

ICPT技术是以电磁感应为基本原理, 将电能转化为磁能, 使用松耦合变压器, 在较大的气隙内通过磁场将能量从原边耦合线圈传递到副边线圈。松耦合变压器一方面使系统的原、副边实现了能量的非接触式传输, 但另一方面因其漏感大、耦合系数很低而限制了系统的传输功率和效率。为此, ICPT系统通常会在初、次级电路中添加补偿电路, 以构成谐振网络来减小线路损耗、开关损耗及器件应力。最常用的补偿方式有串联补偿和并联补偿, 在初、次级电路中分别串联或并联补偿电路, 有4种补偿结构, 即串-串 (SS) 结构、串-并 (SP) 结构、并-串 (PS) 结构和并-并 (PP) 结构。文献[4、5]对4种补偿结构进行了详细的对比和分析, 并得出了4种传统补偿电路, 它们分别适合于不同的应用场合。ICPT系统采用并联补偿时, 由于谐振频率随着负载的变化而变化, 所以其不适合可变负载的应用场合;初级串联补偿由于输入电流和初级电流相等, 若副边电路不存在或负载很小时, 原边电路会产生很大的电流, 所以初级串联补偿仅适用于初级电流较小的非接触性电能传输系统。

LCL属于广义的T型谐振网络[6], 是一种混合补偿, 具有恒流源特性和单位功率因数的特点。本文使用的非接触电能传输系统模型利用LCL补偿特性, 通过谐振变换的方式, 直接实现原边恒流、副边恒压。本文主要探讨LCL型高阶ICPT系统, 给出其参数设计方法。与传统的补偿方式相比, LCL型ICPT系统具有较高的功率因数, 能够有效改进系统的性能。

2 LCL型ICPT系统原理与建模

2.1 基于LCL补偿的ICPT系统原理

典型的基于LCL谐振补偿的ICPT系统的拓扑结构图如图1所示。整个系统的主电路由原边发射端和副边拾取端两部分组成。其中原边侧是由S1-S4组成的全桥逆变电路、初级电感LP、初级补偿电容CP和松耦合变压器初级线圈LP组成的LCL谐振网络电路。输入的直流电压Uin通过逆变器和LCL谐振网络, 在原边发射线圈LP上产生一个高频交变电流, 从而在附近产生一个同频率的交变磁场, 依据法拉第电磁感应定律, 副边拾取线圈LS上能感应出一个高频交变电压, 补偿电容CS与副边接收线圈LS谐振, 并经过整流环节为负载提供稳定的电能。

2.2 基于LCL补偿的ICPT系统建模

感应耦合机构 (松耦合变压器) 和谐振网络是整个ICPT系统中最为重要的两个部分[7、8]。为了更好地分析ICPT系统, 为参数优化提供依据, 需要对整个ICPT系统进行建模分析。

由于ICPT系统使用的松耦合变压器的耦合性能较差, 原、副边不能满足匝比关系, 因此本文使用更合适的互感模型来表示系统的等效电路[9]。如图2所示为基于LCL型谐振补偿网络的ICPT系统等效电路图。

这里假设所有的开关管都是理想的, 且输入的电源视为一个理想的直流电压源, 其中-jωMIS和jωMIP分别为原、副边的互感电动势。在实际电路中, 相对于负载而言, Lr、Lp、Ls的电阻较小, 所以可以忽略不计。其中初、次级线圈的互感M可以通过数学计算求得, 。为了简化分析, 根据正弦等效原理, 副边整流滤波电路可以等效为电阻 (RL=8/π2R0) , Zs为次级阻抗, Zr为次级电路通过M反映到初级电路的反映阻抗。

3 LCL谐振补偿网络参数设计及特性分析

3.1 参数设计

相比于传统的补偿结构, 基于LCL补偿的ICPT系统的元件参数更为复杂但相对灵活。依据图2等效模型可知, 副边电路的总阻抗ZS为:

由于副边线圈在原边要产生感应电动势, 就相当于副边电路会在原边产生一个等效的反映阻抗, 其值为:

则系统总阻抗Zt为:

令Z→0, 可得:

此时, 可以求得ICPT系统的谐振频率。

进一步分析, ICPT系统的总输入阻抗Zt包括实部

虚部

为了保持逆变器的输出电压与输出电流同相位, 那么就要求虚部为0, 这样逆变器只需要给负载提供有功功率。可以近似得到下式:

这可以看出逆变输出电流Ir与原边谐振电流Ip的比例关系, 并看出两者的相位差为180°。

3.2 特性分析

对于ICPT系统而言, 负载扰动是不可避免的。只要实现原边发射线圈电流恒定, 就能使变压器的次级系统获得恒定功率。在实际应用中, 对于带负载且要求有额定电压或电流的用电设备 (电池、电机等) 而言, 实现副边恒压或者恒流就显得很重要[10]。

仍然以图2为研究对象, 当取

此时系统原边谐振电流Ip为

由上式可以看出, 原边谐振电流与负载R无关, 系统表现出很好的恒流特性。

如图3所示为副边电路使用LCL谐振补偿网络时的等效电路图。其中LS、CS、Lf组成了LCL型谐振补偿网络。

对其进行稳态分析, 可知流过负载的电流为:

副边总阻抗为:

流过副边线圈的电流为:

当谐振频率满足

可得负载电流

可见副边电路使用LCL谐振补偿的ICPT系统输出电流只与互感M和次级线圈电感Ls有关, 与负载RL的大小无关, 且与原边谐振电流成正比关系, 电路表现出恒流输出特性。

同理, 分析副边LCL电路的恒压特性, 可以计算出负载电压

其与负载大小无关, 与原边谐振电流成正比关系。

通过对LCL谐振补偿网络应用于原边和副边的特性分析可知, 其自身稳定, 减少了系统的复杂程度, 降低了损耗, 节省了成本, 对实际应用有很好的改进效果。

4 系统仿真分析

根据上述的分析, 利用Matlab软件搭建系统电路模型进行仿真研究, 分析其恒流特性与恒压特性。

如图4所示为原边恒流原理图。系统在固定开关频率20k Hz驱动逆变器情况下运行, 原边使用基于LCL谐振网络的电路拓扑结构, 主要参数为直流电源Uin=60V, Lr=110.3μH, Lp=112.3μH, Cp=0.68μF, Ls=112μH, Cs=0.67μF。如图5所示为副边电路的负载在0.04s、0.06s、0.08s依次减小状态下的原边谐振电流Ip与逆变电流Ir的仿真波形图。由图可知, 在副边电路负载减小的情况下, 逆变输出电流随着负载的变小而变小, 而原边线圈谐振电流则表现出了很好的恒流效果, 满足了次级系统获得恒定功率的目的。

为了验证其恒压特性, 系统副边同样使用基于LCL的谐振网络, 如图6所示。在满足理论分析的条件下, 采用硬开关频率20k Hz驱动原边电路逆变器, 对系统副边输出电压进行仿真研究。原边元件参数不变, 电压源Uin=140V, 副边元件参数调整为:Ls=112μH, Lf=110μH, Cs=0.94μF, 如图7所示为负载恒压仿真图, 由图可知, 负载电压和原边谐振电流表现出了很好的稳定性, 说明了理论分析的正确性。同样可以看出, 在高电压情况下, 逆变电流也能表现出不错的稳定性。

5 结束语

本文讨论了一种基于LCL谐振补偿网络的非接触电能输电系统 (ICPT) 。对ICPT系统的结构进行了介绍, 对基于LCL的谐振补偿感应耦合机构的建模方法进行了分析, 对基于LCL的谐振补偿结构进行了参数设计, 对基于LCL的谐振补偿网络ICPT系统进行了仿真研究, 验证了其原边恒流及副边恒流恒压的特性, 为ICPT系统的设计应用提供了一个良好的思路。

摘要：针对非接触电能传输 (ICPT) 系统负载变换时造成原边回路电流不能保持恒定的问题, 介绍了一种新型的基于LCL谐振补偿网络的ICPT系统拓扑结构。建模分析了基于LCL补偿的ICPT系统的等效电路模型, 并对LCL型ICPT系统所表现出的恒流、恒压特性进行仿真分析和验证, 为ICPT系统的设计和分析提供了良好思路。

关键词：电能传输,非接触式,感应耦合

参考文献

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