相位调制

关键词：

相位调制（精选八篇）

相位调制篇1

关键词：连续相位调制,Turbo编码,串行级联卷积

连续相位调制(CPM,Cost Per Mille)是一种恒包络调制[1],其通过累加相位的操作使调制信号的波形连续,从而使频谱具有较小的旁瓣和较集中的能量,这种特性使CPM技术在非线性信道中得到了较好地应用。但是,单纯CPM的误码率不够理想,通常要使用纠错编码来提高CPM系统的误码率。

将纠错编码与CPM调制结合的方法[2]有多调制指数CPM,卷积编码CPM[3]和Turbo编码CPM等。其中,前两种方案由于多调制指数和卷积编码本身的性能限制,对系统误码率提升有限[4,5]。Turbo编码是较接近香农极限的一种编码,将Turbo编码与CPM调制结合使用能够取得较大的编码增益和较好的误码率。将并行Turbo码与CPM调制结合,在个别参数下能够较精确的提取比特软信息,并取得与Turbo编码PSK相似的编码增益,但在大多数方案中受CPM累加结构的影响,难以用相干的方式提取比特软信息,需用差分方式,导致噪声影响加倍。另外,受并行Turbo码的限制,系统解调存在错误平层现象。文中针对这一问题,将串行Turbo编码(SCCC)应用于CPM调制,把CPM调制的累加结构同时作为串行Turbo码的内码[5],系统既能取得Turbo码的编码增益又能较容易的提取比特软信息,解调运算量小,且不存在错误平层。

1 系统描述

串行Turbo编码CPM系统包括串行Turbo编码和CPM调制两部分。其中,CPM的相位累加结构既作为CPM调制的一部分,又作为串行Turbo码的内码。因此,本系统中串行Turbo码的内码是码率为1的递归系统卷积码,外码选用码率为1/2的系统卷积码,交织器选用伪随机交织方式。CPM选用调制指数h为0.5的全响应二进制CPM调制。

1.1 发送部分

CPM调制信号的模型如下

$S (t, \overset{r}{a}) \sqrt{\frac{2 E_{s}}{Τ}} \cos (2 π f_{c} t + ϕ (t, \overset{r}{a}) + θ)$ (1)

其中,Es为传输符号能量;T为符号持续时间;fc为载波频率;θ为初始相位;φ(t,a)为载波相位,且具有如下定义

$ϕ (t, \overset{r}{a}) = 2 π \sum_{i = 0}^{n} h α_{i} q (t - i Τ)$ (2)

其中,αi是M进制符号信息,可能的取值为{±1,±3,±(M-1)};h为调制指数;q(t)是相位响应函数,通常有矩形脉冲函数、升余弦函数和高斯最小频移键控函数等。

串行Turbo编码CPM系统的调制部分结构如图1所示。从图中可以看出,串行Turbo编码CPM系统在CPM调制前增加了一个卷积编码器和一个交织器。这与并行Turbo码、串行Turbo码结合PSK、QAM等调制方式不同,在这些方案中,并行Turbo码、串行Turbo是由两个卷积编码器和一个交织器组成。也就是说串行Turbo编码CPM系统与串行Turbo编码PSK系统相比,省略了一个卷积编码器,并具备CPM的频谱特性。这是因为PSK、QAM等调制方式是无记忆调试,而CPM是有记忆调制。CPM调制器的内部存在累加器,此累加器可看成是一个递归系统卷积码,因此,CPM与串行Turbo码结合使用可以省略掉一个卷积编码器。对CPM调制用其他的结构分解,可以把CPM调制分解成为一个连续相位编码器(CPE)串联一个无记忆调制器(MM)的形式,如图2所示。

图2的结构从另一个角度描述了CPM调制,其将CPM调制分解成一个码率为1的递归系统卷积码和一个PSK调制器串联的形式。用图2的结构来替换图1结构中的CPM调制,可以看出,如果将图1的卷积编码器看作串行Turbo码的外码,将图2中的递归系统卷积码看作串行Turbo码的内码,那么就可以将串行Turbo编码CPM系统的调制部分看成是一个串行Turbo码与一个无记忆调制结合的形式。如图3所示。

图3所描述的串行Turbo编码CPM调制模型看上去与Turbo编码PSK系统相似,但是二者存在着明显的区别。串行Turbo编码CPM调制是利用CPM内部的累加结构分解,将累加结构看成是递归系统卷积码,其是一个多进制的递归系统卷积码,且输入输出码元并不一定是0和1,而是根据CPM的系统参数来决定,只有当CPM的参数是某些特定值的时候,才会等价于二进制的递归系统卷积码。

1.2 接收部分

CPM信号解调通常使用维特比译码算法,根据最大似然准则找到一个估计序 $\overset{Ι}{a}$ ,使条件概率取得最大值。维特比算法根据状态转移路径对CPM信号译码,需要存储长度较大的路径状态,乘法运算量相对较大。

串行Turbo编码CPM系统如使用维特比译码方法,相当于卷积编码CPM系统,得不到交织带来的增益。因此,串行Turbo编码CPM系统使用Log-MAP算法或是Max-Log-MAP算法,利用接收数据的比特软信息进行迭代译码,从而得到较好的误码率性能。本方案的串行Turbo编码CPM系统中,首先对系统接收信号进行比特软信息提取,然后,利用Max-Log-MAP算法对串行Turbo码译码,最后,硬判决输出译码结果。串行Turbo码的译码框图如图4所示。

对CPM的比特软信息提取存在技巧,由于CPM调制具有累加结构,通常情况下其终点相位状态是不能与调制码元取得对应关系。因而,对于CPM的比特软信息提取需要做差分处理,对信号差分处理会使噪声的影响加倍,造成解调性能的恶化。但仍有少数手段可以将CPM调制的终点相位与调制码元取得对应关系,如采用调制指数为0.5的全响应二进制串行Turbo编码CPM方案,对接收信号的符号终点时刻的采样值进行软比特信息提取,不需要知道前一符号时刻的采样值,就能够直接提取比特软信息,从而实现对信号的相干解调。发送信号的相位在T时刻采样值的可以表示为式(3)的形式

$φ (t, \overset{r}{a}) = 2 π h \sum_{i = 0}^{n - 1} α_{i} + π h τ / Τ$ (3)

如式(3)所示,信号相位除了累加之外,还做了一个πhτ/T相位旋转。接收端在奇偶时刻交替收发信号的实部和虚部,就可得到一种软比特信息,将这种软比特信息每隔π弧度进行取反即得到串行Turbo码译码所需要的软比特信息,最后利用Max-Log-MAP算法实现对串行Turbo编码CPM的解调译码。

2 仿真性能

为评估串行Turbo编码CPM系统的误码率性能,文中做了以下仿真。分别测试串行Turbo编码CPM、并行Turbo编码CPM及卷积编码CPM。其中,并行Turbo编码CPM方案由于难以采用相干方法提取比特软信息,因此采用差分方法提取,此方法会导致噪声的影响加倍,信噪比下降约3 dB。在仿真中,Turbo码的总码率为1/2,交织块大小为1 024,译码算法为Max-Log-MAP,迭代次数为6次。串行Turbo码的外码选用码型为[7,5]的卷积码,并行Turbo码的分量码均为[7,5]的系统卷积码,校验比特均匀删余。卷积编码CPM方案采用[13,4]的卷积码,采用维特比译码,译码深度为40符号。CPM调制用调制指数h为0.5的全响应二进制CPM。并设定仿真是在如下条件下进行:

(1)系统的载波同步、相位同步已准确地建立,采样点准确、无采样偏差。

(2)仿真信道为AWGN信道。

上述几种方案在AWGN信道上的仿真性能如图5所示,串行Turbo编码CPM的误码率性能,比并行Turbo编码CPM差分解调低3 dB,且不存在并行Turbo编码类似的错误平层。在1e-6低于卷积编码CPM约2.5 dB。

3 结束语

串行Turbo编码CPM能够降低CPM的解调门限,与卷积编码CPM相比,编码增益更大;与并行Turbo编码CPM相比,结构更加简单,软信息提取容易,运算量更少,且不存在错误平层。

参考文献

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相位调制篇2

为提高光学显微成像及微粒控制的效率，提出一种通过双环形旋涡相位板对入射光为拉盖尔高斯柱矢量光束进行波前相位调制的多焦点产生方法。通过Debye矢量衍射理论分析了该相位板对焦点区域光强分布的影响。分析表明，经调节内外环旋涡相位拓扑数及内环的半径，可以对焦点区域光强分布进行整形，在焦平面上产生多焦点，而且通过改变入射柱矢量光束的偏振态，可以进一步得到光场由轴向分量为主的多焦点及由横向分量组成的多焦点。通过改变旋涡相位板的拓扑数及光束的参数，可以达到对光斑的数量的控制。这对于捕捉折射率高于周围环境折射率的微粒具有重要的应用价值。

关键词：

拉盖尔高斯柱矢量光束；旋涡相位板；微粒控制

中图分类号： O 436文献标识码： Adoi： 10.3969/j.issn.10055630.2013.05.011

引言

随着物镜数值孔径的提高，光波的矢量特性对焦点区域光强分布影响越来越大。为此，标量衍射理论对研究高数值孔径物镜的聚焦问题将不在适用。Wolf等人基于Debye矢量衍射理论研究了线偏振光经高数值孔径聚焦之后的焦点区域光强分布，发现其光斑形状成椭圆形^[1]。对于非均匀偏振的矢量光束，即柱矢量光束，其聚焦特性更加引人关注。如径向偏振光经高数值孔径聚焦之后产生比线偏振光更小的圆对称光斑^[2]，而且其光场主要是由光场的轴向分量组成^[3]；方位偏振光聚焦之后则会产生中空环形光斑^[3]，若在物镜前面放置拓扑数为1的旋涡相位板对其波前进行调制，则在焦点区域内产生尺寸可突破光学衍射极限的光斑，而且其光场由横向分量组成^[4]。这些特殊性质在光学显微成像^[5]、光存储^[6]、微粒控制^[7]、电子加速^[8]、光刻成像等领域都有着重要的应用前景。对于这种特殊的矢量光束，可以通过偏振膜来实现，而且可任意调节其偏振态^[9]。

对微粒控制而言，当微粒的折射率大于周围环境的折射率时，光梯度力指向光强增大的方面，即微粒将会束缚在亮斑中心。所以在研究中除了要得到尺寸小光斑之外，还应在焦点区域上产生多焦点，以提高微粒捕捉的效率。通过多环带二元光学器件对入射矢量光束进行波前振幅调制在焦点区域产生沿光轴方向双焦点分布^[10]。更为典型的方法是通过双环带复合光瞳滤波器对入射光波前相位及振幅进行调制，可在沿着光轴产生链状的光斑分布，即光链，调节两个环带的相位差可以控制光斑沿光轴连续移动^[11]。在焦平面上，通过调节复合矢量光束各个参数可以产生4个圆形对称光斑^[12]，而且其光强分布主要以光场轴向分量为主。上述产生多焦点的方法，都是通过波前振幅进行调制得到的，这不利于光能的充分利用。

本文通过设计双环形旋涡相位板对入射拉盖尔高斯柱矢量光束进行波前相位调制，以此在焦平面上产生多焦点。而且焦点数目可以通过调节旋涡相位拓扑数进行控制。与采用复合光束产生多焦点所不同的是，利用相位调制，可以在不损失光能的情况下产生多个焦点，而且可以得到光场由横向分量构成的焦点及主要由轴向分量组成的多焦点。多焦点的出现可以提高微粒捕捉效率，这种方法可以应用到折射率高于环境折射率的微粒捕捉上。

1基本理论

一束柱矢量光波沿z轴正方向传播，若没有经过双环形旋涡相位板对其波前相位进行调制，在如图1所示的消球差成像系统（像方为空气）聚焦，像空间中任意点P（ρs，φs，zs）在柱坐标系下的电场分布为^[3]：

3结论

本文研究了在高数值孔径物镜聚焦下的拉盖尔高斯柱矢量光束经双环形旋涡相位板调制后的焦点区域光强分布。当入射光偏振态为径向偏振光，即φ0=0，通过调节双环形旋涡相位板的内外环旋涡相位拓扑数及内环半径与孔径之比x=0.8时，在焦平面上产生多个焦点，而且每一个焦点光强分布主要是由轴向分量组成。当入射光为方位偏振光时，即φ0=0.5，通过改变双环形相位拓扑数，在焦平面上产生以纯横向分量组成的多焦点。焦平面上焦点数量取决于双环形旋涡相位板内外环拓扑数，即为内外环拓扑数绝对值之和m1+m2。多焦点的出现，不仅可以提高微粒控制的效率，做到一次可控制多个微粒，而且在光刻方面，若采用只对轴向分量敏感材料，可以减小φ0=0时光强横向分量的影响，做到多焦点并行光刻。这种产生多焦点的方法在微粒的控制及光刻方面都有着重要的应用价值。

参考文献：

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相位调制篇3

空间光调制器(SLM)是一种利用光的固有速度、并行性与互连能力,并且能将信息加载于一维或两维的光学数据场上的光电设备。可通过改变电驱动信号,实现空间上光分布的振幅或强度、相位、偏振态以及波长的改变,也可以改变光的相干性。基于以上的众多优点,SLM在光学计算与处理上被广泛运用［１－２］。空间光调制器分为透射式和反射式两种,不同公司生产的不同型号的SLM的相位调制深度不一样。

为了适应不同用户的需要,市面上主要有两类SLM,一类是成型产品,制造商已将SLM的某些特性固定,如应用广泛的纯相位调制型SLM,对每一具体的SLM,厂家都提供了灰度值与相位调制量的一一对应关系,如HAMATSU的X10468系列。另一类是半成型的SLM,用户根据需要可以自己设计出自己需要的参数,如加两片偏振片实现幅值和相位的调制。

许多商用SLM厂家并没有提供灰度对相位的调制曲线,需要客户自己测定。为了研究不同LCSLM的相位调制特性,研究者们提出了许多方法［３－４］。目前研究LCSLM的相位调制方法主要有:泰曼-格林干涉［５－６］、马赫-曾德干涉［７－８］、双缝干涉［９］、径向剪切干涉［１０］横向剪切干涉［１１］、双成像系统法［１２］。以上几种相位调制特性的测量方法中,泰曼- 格林干涉法和双成像系统法可用于测量反射式SLM,而另外几种主要用于透射式SLM的测量。

本文利用干涉法研究SLM的相位调制测试方法,该方法将SLM屏幕分成两半,一半施加为纯黑色的图像,另一半施加灰度值不断变化的图像,设计合适的光路,使得通过两半的光束进行干涉,灰度值的变化使得干涉条纹产生相移,利用CCD采集干涉图像并进行相移处理,就可以测得灰度与相位之间的变化关系。

1 液晶空间光调制器对光束的调制原理

透射式SLM常需要与起偏器与检偏器组合使用,SLM放在两者中间,如图1 所示。图中,设θ１为起偏器P1的偏振方向与x轴的夹角,θs、θ２分别为为液晶的晶轴和P2 的偏振方向与x轴的夹角。入射到SLM中的光由于液晶在不同电场的作用下扭曲角度不一致,通过控制两端的电压使得经过的光束的光学参数(幅值、相位、偏振态)发生变化。

因入射光是偏振光,而液晶的扭曲效应能改变入射光的偏振态,偏振态的变化可利用琼斯矩阵进行描述,具有如下关系:

式中,E０、Eｉ分别为出射光和入射光矢量,Jｉ为光束经过的光学元件的琼斯矩阵。

设入射光Jones矩阵为

经过P1后变为线偏光,同时因P1的偏振方向与x轴的夹角为θ１,光束会产生旋转,旋转矩阵R(θ１)为

因此经过起偏器P1后光束琼斯矩阵为:

文献[13]给出未施加电压时SLM的琼斯矩阵为:

式中,

上式中,nｅ为非寻常光折射率,nｏ为寻常光折射率,d为液晶层的厚度,λ为入射光波长。

同样,经过检偏器P2,光束将发生旋转并以某方向出射,相应的旋转矩阵和P2 的琼斯矩阵分别为:

根据图1和(1)式,出射光的琼斯矩阵为:

将(2)、(3)、(5)、(6)、(7)式代入(8)式,可得:

若令:

则(9)式可进一步简化为:

由上式可看出,光束经过两偏振片和SLM后,光强和相位都发生了变化,通过选择合适的θ１、θ２,使得幅值变化量基本保持一致,相位随施加电压(灰度图像)的不同而变化,实现纯相位调制。根据(11)式,可知相位变化量为:

因为非寻常光折射率nｅ会跟随液晶分子的偏转角度θs发生变化,而θs角度的大小与外加电压的有关,且常转换为输入图像的灰度值进行控制。若施加的灰度值为g,使液晶分子的产生θs角度偏转,则对应的相位延迟量可用下式表示

因受许多因素的影响,一般很难直接推导出灰度值g与相位之间的表达式,常采用实验法得到相位延迟量 Δθ与施加到SLM中的灰度值关系。

2 干涉法测量相位调制特性

2.1 测量光路设计

为了测量出相位滞后量 Δθ 与输入到SLM图像的灰度值的变化关系,本文设计如图2所示的测量光路。光源采用线偏振的激光,经准直扩束后入射到半玻片上,此处利用线偏光和半波片代替起偏器。然后利用分光镜将光束分成两束,两光束分别经SLM左右部分(施加图像的灰度值不一样)透射后再汇聚到CCD中形成干涉条纹。PC机施加给SLM一序列灰度图,图中左右部分的灰度值不一样,其中图像的一半灰度值保持不变,而另外半部分,灰度值一次增加(或减小)。因输入到SLM中图像的灰度值一半保持不变,而另一半不断变化,使得经过SLM的两束光产生的相位延迟不一致,且其中一束相位延迟量保持不变,而另一束的相位延迟量随着输入图像灰度值的变化而改变,从而使得CCD中接受的两束光的光程差发生改变,形成的干涉条纹将产生相移。利用计算机对CCD采集的干涉图像,进行相应图像处理后可得到干涉条纹的相移量,根据相移量可计算出不同灰度值产生的相位滞后量。

2.2 相位调制与灰度图的关系

从图2中的测量原理图中可看出,除开SLM对透射光束相位的影响,两束光从激光器出射到接收的CCD中光程相等,若令该光程为r０,到达CCD中的复振幅可表示为:

式中,k=２π/λ为波数,Δθｇ１、Δθｇ２分别为图2中光束1、2经过SLM产生的相位滞后量,其大小受输入的灰度值g1、g2 影响,理论上可以用(13)式进行计算,但商业化的SLM物理参数很难获得,本文将根据干涉条纹的相移来推算SLM的相位调制特性。

复振幅为E１,E２的两束光产生干涉条纹的光强为:

式中,I１,I２分别为E１,E２的光强,Δφ为两束光的相位差

当选择合适的θ１、θ２可以实现纯相位调制,即光束1、2经过SLM后光强衰减一致,若令I１= I２=I０,则(16)式变为:

在图1中,若令光束2、1分别通过SLM的左右两个半边,右半边的图像灰度值保持不变,即 Δθｇ１保持不变,而左半边图像的灰度按照依次增加或依次递减。若左边输入图像的灰度值为g２ｉ(i=1、…、N,输入灰度图像数量),则CCD采集到的干涉序列图像光强为:

当两幅干涉图像的相移不超过 π时,很容易由两幅干涉图像求解出相移量,进而可求出相移量与输入图像灰度值之间的关系。

3 实验结果

按照图2设计的原理图,进行实验,采用氦氖线偏光激光器作为光源,SLM选用大恒光电GCI-770102型液晶空间光调制器,其像素分辨率为800×600。实验中,为了实现纯相位调制模式,经过多次试验,发现当半波片取20°、偏振片取160°时,CCD中接收的干涉条纹光强基本不变(不受输入图像灰度值影响),此时,可认为SLM为纯相位调制模式。

为了准确得到该型号SLM的相位与灰度值的关系,输入的灰度图像分成左右两个部分,右边一直为黑色保持不变(g1=0),左边的图像灰度值取值为g2=0、25、75、125、150、160、165、175、200、225和255,图3 给出了其中几幅典型值得图像。将这些图像依次输入到SLM中,并采集CCD中的干涉条纹,图4给出了图3中对应灰度值的干涉图像。从图4 中可看出,输入不同的灰度值,有明显的相移量,但受噪声等因素的影响,采集的条纹粗细并不均匀,需要采用数字图像处理。

从图4 中可看出,每幅图像中有7 条干涉条纹,可得到7 个周期的数据。通过对采集的干涉条纹进行傅里叶变换、低通滤波等处理后,可得到图像中每个周期的具体起始位置。再将两幅图进行相位比较,就可计算出具体的相移量,从而得出相移量与灰度值变化量之间的关系。表1 给出了g2中(SLM左半部分)的灰度值相对初始值(g2=0)的相移量,从图4 中可看到实际获得的每幅干涉图形中的干涉条纹宽度并不一致,为了消除各种误差的影响,从7条干涉条纹中选取6条条纹求取平均值,表1 中给出了6 条条纹(Ⅰ ~ Ⅵ)的相移量及平均值。

图5给出了根据表1 中计算的不同灰度值对应的相移量变化曲线,从表1和图5可看出,相移量不随灰度值线性变化,在灰度值增加较小时(g2<25),产生的相移量为零,灰度值在25<g2<125范围内,相移量缓慢变化,随后,在125<g2<200范围内,相移量显著增大,灰度值增加70,对应的相移增加(212.2° -40.9°=171.3°)但灰度值超过200后相移量变化缓慢,最终在灰度值达到最大值255 时,相移量增大至234.7°。因此,GCI-770102型液晶空间光调制器能实现0~234.7°的相位调制量。

4 结论

本文研究了一种利用干涉法测量SLM的相位调制特性的方法。在分析液晶扭曲效应对通过光线的相位调制特性基础上,设计了干涉法测量相移量与灰度值得变化关系,该方法将SLM屏幕分成两半,一半施加不变纯黑色的图像,另一半施加灰度值逐渐增加的图像,再将两光束进行干涉,通过理论分析出灰度变化与相位之间的关系,实验验证了该方法的有效性,能快速、简便测量出SLM的相位调制特性。

摘要：研究一种基于干涉法测量液晶空间光调制器(LCSLM)的相位调制特性。利用合适的光路将一束激光分成两束并分别经过LCSLM,通过改变LCSLM中局部图像的灰度值,使其中一束光的相位发生变化,另一束保持不变。经过LCSLM后,两束光形成干涉条纹并被CCD接收,再根据干涉理论分析出SLM的相位调制特性。实验结果表明该SLM调制的相位与灰度值非线性关系,该方法能有效测出任意透射式LCSLM的相位调制特性。

相位调制篇4

本文提出的相位调制偏振编码和相位调制偏振解码的方法, 结合了以上两种方法的优点, 通过对相位的精确补偿恢复光子的偏振态, 从而降低了误码率。文中用量子力学算符来描述光学器件, 态函数的变化来描述光子偏振态的变化, 这样可以直观的描述编码解码的过程。采用两非正交量子态来编码解码, 与文献[6]的编码系统相比用一只偏振片代替了一只偏振分束器, 而且节省了一只价格昂贵的单光子探测器和一只半波片, 另外, 在实际的实验过程中能使数据的采集处理简便许多。

1 两非正交态的相位调制偏振编码、解码器

1.1 两非正交偏振态的相位调制偏振编码器

相位调制偏振编码器的结构同文献[6]的一样, 从激光器发出的光脉冲经过衰减器的强衰减变成单光子脉冲以与x轴成45°夹角的方向进入偏振分束器, 进入偏振器的光子的偏振态用态函数描述为:

经过相位调制偏振编码器后的光子的态函数表示为:

式中:

为相位调制偏振编码器的算符表示。

我们对 (2) 式分析, 可知当相位调制器φ的控制电压分别为0和 (V为相位调制器的半波电压) 两种电压时。相位调制器分别产生φ=0, 的相位变化, 从而可得到如下两种偏振态的光。

(1) 当φ=0时, 出射光的偏振态:, 即沿45°的线偏振光。

(2) 当时, 出射光的偏振态:

, 即为右旋圆偏振光。

由于, 可见和是非正交的。由此可见当输入电压分别为0和时, 编码器输出两个非正交的量子态。

1.2 两非正交量子态的相位调制偏振解码器

由B92量子密钥分发协议的要求可知两非正交量子态的解码器的作用是提供135°线偏振和左旋的圆偏振两种非正交的偏振检偏器, 它有一个量子编码器和一个线性起偏器构成, 如图1所示, 我们把图中的同于前面编码器的那部分叫做相位调制解码部分。相位调制解码部分和偏振器以及后面的单光子探测器的整一部分的构成叫做解码器。

在解码器中相位调制解码部分用算符表示为:

在两非正交态的量子解码器中, 偏振器的算符表示为:

式中的角θ为偏振器的晶轴与x轴的夹角。

由量子力学的基本知识, 我们可求出算符的本征值λ及对应的本征态。

(1) 当λ=1时 (物理含义是光可以全部通过偏振器) , 对应的本Random Generator

征矢量是:

也就是处于|1>态光子能100%的通过偏振器被偏振器后的单光子探测器探测到。

(2) 当λ=0 (物理含义是光全部被偏振器吸收) , 对应的本征矢量是:

即处于|0>态的光子不能通过偏振器, 在偏振器后的单光子探测器不可能探测到处于这种态的光子。若光子处于其他的态, 单光子可以几率性的被偏振器后的单光子探测器探测到。

基于以上的讨论我们来讨论解码器的工作过程。

(1) 当φ1=0时, 由B92编码协议, 假设此时不可能探测到45°的线偏振光, 即此时解码器提供135°的检测基, 在偏振器后探测到光子的几率为0, 即经过相位调制偏振解码部分后的量子态在起偏器的本征态|1>上的投影为0, 可得下式。

探测到右旋圆偏振光的几率为:

由 (4) (5) 及φ1=0我们得到135°检测基时的解码器算符

(2) 由B92密钥分发协议, 此时解码器应提供左旋圆偏振光检测基, 单光子探测器探测到右旋圆偏振光几率应为0, 即右旋圆偏振光经过相位调制偏振解码部分后的对应态在|1>态上的投影为0

由上式得到。

当时, 假设Alice发出45°的线偏振光, 在左旋圆偏振光检测基下, 探测到光子的几率为:

当时, 对应的解码器的算符是:

由以上的讨论我们知道, 当φ1=0时, 单光子探测器探测不到45°线偏振态的光子, 只能以50%的几率探测到处于右旋圆偏振态的光子。当时, 单光子探测器探测不到处于右旋偏振态的光子只能以50%的几率探测到处于45°线偏振态的光子, 符合B92编码协议。

2 两非正交态量子密钥分配系统

首先, Alice用随机发生器产生0和两种电压, 位相调制器则分别产生0和的相位变化, 根据前面的分析可知, 两非正交态量子编码器的输出光的偏振态分别为45°线偏振和右旋圆偏振光。在同一时钟内Bob用随机发生器产生0和两种电压, 则量子解码器可以分别产生135°线偏振和左旋圆偏振两种非正交偏振态检偏基, 对Alice发送的光子的偏振态进行检测。然后, Alice和Bob共同约定:以代表二进制的0, 以代表二进制的1。最后, Bob仅告诉Alice在哪些时钟内测量到光子, 不是告诉测量基, 二者就可得到共享的密钥。

3 结论

运用量子力学的原理来描述光学器件和光子的偏振状态, 文中从理论上描述了基于B92协议的两非正交态的量子密钥分发过程, 最后给出了B92协议的量子密钥分发系统, 利用相位调制来实现偏振编码/偏振解码, 提高了编码效率。利用这种编码方案可以实施对光子的相位和偏振补偿, 恢复光子原有的偏振状态。

参考文献

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[8]Zbinden H, Gisin N, Huttner B et.al.Practical aspects ofquantum cryptographic key distribution.J.Crypto.2000, 13:20 7-220.

相位调制篇5

信息时代人们对信息的需求与要求日益增长,促使通信网络各方面快速发展。从有线到无线,从2M宽带到200M宽带,从2G到4G等。传统微波链路由微波电缆和波导构成,随着传输距离的增加,电缆与波导等传统传输介质的插入损耗迅速增加,特别在微波、毫米波频段,大插损的瓶颈对微波链路的限制越来越明显[1,2]。

微波光链路能够很好地解决长距离微波链路损耗大的瓶颈。光纤通信凭借其优越的性价比得到关注,例如利用纤维减少信号损失,拥有更大的带宽、更小的尺寸和重量, 更强的灵活性和抗毁性电磁干扰的能力等[3,4,5,6]。微波光链路已经在RF天线、远程实施系统、宽带信号处理、路由器,和真正的时间延迟相控阵结构中占据很重要的地位。此外,低噪声模拟光子学的最新进展,延伸了模拟光子学的应用领域。而在此基础上,模拟光链路的应用包括有线电视网络、光纤到户、光载射频技术、远程天线技术[7,8]。

微波光链路在现实生活中扮演了非常重要的角色, 本文将在建立微波光链路的数学模型,对相位调制微波光链路的增益、噪声系数、动态范围等性能进行理论分析。

2相位调制微波光链路

微波光链路通常由光发射机、光纤以及光接收机组成。图1为微波光链路的组成图,在发射端,半导体激光发射器发射的光信号被输入射频信号调制,输入到光纤中,光纤将调制信号传输到接收端,接收机再将调制限号解调成原来的射频信号。光发射机将电信号转化成光信号,是通过电信号对光信号的调制实现的,其常用的调制和探测方式是强度直接探测(IMDD)。

微波光链路的损耗主要来自噪声和失真。噪声限制了信号能被检测的下线,而线性性能限制了信号正常传输的上限。无假响动态范围就是用来描述上下限间差距的参数。用来衡量系统系能的其他参数有信噪比、噪声系数、链路增益和压缩动态范围。

3相位调制干涉仪解调微波光链路

相对于强度调制光链路的直接探测方案,相位调制光链路的解调工作相对复杂。这是因为光电相位调制器因为调制的是光相位信号,目前的技术还没办法对光的相位进行探测,因此必须采用一定的解调方法把光相位上的信息转换为光强度信息,方便光探测器的探测。

相位调制微波光链路三种经典的解调方法分别是相干探测法、光学滤波法、光干涉仪解调法。光干涉仪解调法通过控制马赫曾德干涉仪( Mach-Zehnder Interferometer , MZI )中两臂的时延实现两束光的干涉, 在光干涉仪的两个输出端得到反相输出,并可用平衡探测器进行检测,在充分利用光功率的同时抑制了光源相对强度噪声和链路光放大器的自发辐射噪声等共模干扰。因此,综合考虑,本项目采用光干涉仪对相位调制微波光链路进行解调。

4相位调制干涉仪解调微波的数学模型和性能分析

图2为相位调制干涉仪解调微波的结构原理图,相关参数如下:

则在正交偏置下,光电探测器上的光功率和光电探测器输出端的光电流为:

因为采取的平衡接收机接收

4.1微波光链路的的性能分析

RF的输入功率为:,则在小信号) 情况下,可得光链路的的RF增益:

此外,系统的噪声系数也是影响整个通信系统性能的重要因素,系统的内外部噪声都希望越小越好,使得信噪比越大,才得以提高系统的抗干扰能力。对于相位调制干涉仪解调微波微波光连路系统来说 ,

4.2压缩动态范围CDRCom Pressed Dynamic Range

压缩动态范围定义如图3所示:输出功率在大于噪声功率且小于或等于1一d B压缩时,输入功率的范围如图3所示。

5仿真

系统仿真使用Opti System。该软件是一套在通信领域广泛运用的光通信系统仿真工具,根据实际的光纤通讯系统来设计出光纤通信系统的水平仿真模块的,它具有强而新的环境仿真和组件及系统的分析能力。

根据仿真后分别输出得到的频谱图,我们初略可以看出,随着数去功率的逐渐增大,对应输出后得到的频谱图中的信号失真越大,说明噪声信号在逐渐增大。这和理论分析相符合。

从表1可看出,增加连续波激光器的功率P,可使传输增益相应增加,但是与此同时,噪声干扰会越来越大, 盲目的增大连续波激光器的功率P,会以牺牲有用数据为代价。在现实应用中,我们在保证功率足够大的同时,还应考虑信号的失真尽量要小,这样通信系统的性能才会比较好。

由表2数据我们可以看出,随着光功率的增加,系统的输出信噪比会随之减小,说明噪声系数增加了,损耗最终也被放大了,从而影响ROF光纤通信系统的性能。在实际应用中,我们可以适当地引入负反馈来抑制噪声,增强系统的抗干扰能力。

5结论

光纤中的交叉相位调制不稳定性研究篇6

关键词：交叉相位调制不稳定性,四阶色散,五阶非线性

光脉冲在光纤中传输时存在着非线性和色散效应,当两者之间的相互作用达到平衡时,就可以形成光孤子,同时,这种相互作用必然导致对稳态的调制,这种现象被称为调制不稳定性(MI),它们之间的联系由N.A.Khmediev等人[1,2]在对非线性薛定额方程一阶解的研究中发现。MI在高重复率超短光脉冲产生方面有重要作用[3],因此对它的研究引起了许多学者的兴趣[4]。当一束光在光纤中传输时,只能在光纤的反常色散区发生MI;而当两束光在光纤中传输时,双光束所致的交叉相位调制(XPM)不稳定性既可以发生在光纤的反常色散区,也可以发生在正常色散区。本文以扩展的耦合非线性薛定谔方程为基础,研究了有损光纤中高阶色散、高阶非线性对XPM不稳定性增益谱的影响。

1 理论模型

不同波长的两个光脉冲在光纤中传输时,可以用下面扩展的耦合非线性薛定谔方程[4]描述:

undefined

式中,Aj(z,t)(j=1,2)为慢变包络振幅;t是时间;z为传输距离;Vgj是群速度;βij是第j束光波的i阶群速度色散系数;αj为光纤损耗系数;γ1j、γ2j分别为三、五阶非线性系数。若令方程(1)的时间微分项为零,可得到稳态解:undefined式中,Pj表示两光波的入射功率,

undefined,式中,P′j=Pjexp(-αjz′),P′3-j=P3-jexp(-α3-jz′)。微扰该稳态,并设微扰项|αj(z,t)|≪Pundefined。

undefined

将式(2)代入式(1)并使α1、α2线性化后可得:

undefined

假设式(3)中微扰的通解形式为[4]

undefined

式中,j=1,2;k是波数;Ω是微扰的角频率;Tj=t-z/Vgj是延迟时间。将式(4)代入式(3),并分别令每个方程的实、虚部为零,可得关于U1、V1、U2、V2的4个齐次方程组。该方程组只有在波数k满足下面的色散关系时才有非零解:

undefined

CXPM为XPM耦合系数。假定Vg1=Vg2[4],且有β31≈β32=β3,则式(5)的解为

undefined

由式(8)可知,当满足CXPM>f1f2时,k为复数,这是调制不稳定现象发生的充要条件。扰动的功率增益谱g(Ω)=2Im(k)[4],可得

undefined

从式(5)到式(9)可见 ,三阶色散系数对XPM不稳定性的条件和增益谱无影响,只有二阶色散和四阶色散系数才对XPM不稳定性条件和增益谱有影响,同时还要考虑损耗和高阶非线性效应对不稳定性条件和增益谱的影响。

把式(6)、(7)代入CXPM>f1f2中,令α1≈α2=α,γ11≈γ12=γ1,γ21≈γ22=γ2,β21≈β22=β2,β41≈β42=β4[4], 经化简得:

undefined

式(10)成立时,调制不稳定性能够发生,并且

undefined

式中,

undefined

式(1)中,当前、后均取正号时为Ωundefined;前面取正号、后面取负号时为Ωundefined;前面取负号、后面取正号时为Ωundefined;前、后均取负号时为Ωundefined。

2 分析讨论

2.1 反常色散区和正常色散区的增益谱

由于γ1和γ2的数量级相差很大,因此始终有A>0,B>0。在光纤的反常色散区β2<0,β4<0,由式(11)可知必有Ωundefined<0及Ωundefined>0恒成立。要使Ωundefined>0,由式(11)可知参数必须满足undefined,在此条件下Ωundefined>0以及Ω24>Ωundefined>Ωundefined>0恒成立。因此,当Ω满足|Ω1|>|Ω|>0和|Ω4|>|Ω|>|Ω3|时,式(10)成立,XPM不稳定性可发生在两个频谱区。若undefined,则XPM不稳定性只发生在一个频谱区(|Ω4|>|Ω|>0),说明在反常色散区,四阶色散导致了一个新的发生XPM的频谱区。

在光纤的正常色散区,有β2>0,β4>0,在此条件下Ωundefined>0及Ωundefined<0恒成立。为了满足Ωundefined>0及Ωundefined>0,必须有undefined才可以,在此条件下,Ω21>Ωundefined>Ωundefined>0成立。因此,当Ω满足|Ω4|>|Ω|>0和|Ω1|>|Ω|>|Ω2|时,在相应的区间有XPM不稳定性发生。若undefined,则只在|Ω1|>|Ω|>0一个区域有XPM不稳定性产生。

数值模拟此区域的XPM不稳定性,设公共参量α=0.2 dB/km,γ1=1 W-1·km-1,z=5 km,P1=P2=500 W,靠近零点的增益谱区域称为第1频谱区,远离零点的增益谱区域称为第2频谱区。由于g(-Ω)=g(Ω),以下各图只画出Ω>0部分。

图1和图2给出了不同色散和非线性系数下反常色散区和正常色散区的增益谱,图1(a)(b)、图2(a)(b)分别是反常、正常色散区第1和第2频谱区的增益谱,其中β2=∓20 ps2/km(反常色散区取‘-’,正常色散区取‘+’,以下同)。图1(a)、图2(a)中,实线:β4=0 ps4/km ;虚线:β4=∓0.1 ps4/km。当考虑四阶色散时,从图1(b)、图2(b)中可以看出,此时产生了第2频谱区。比较图1和图2还可以看出,四阶色散加大了谱宽,第1频谱区的谱宽大于第2谱区。正(负)五阶非线性系数使增益谱谱宽和峰值增大(减小),起加强(减弱)XPM不稳定性的作用,并且五阶非线性系数的绝对值越大,这种加强或减弱作用越明显。

2.2 增益谱随P2/P1比值的变化

图3(a)、(b)和图4(a)、(b)分别给出了反常和正常色散区第1、第2频谱区增益随P2/P1的变化情况,参量选取:β2=∓20 ps2/km,β4=∓0.1 ps4/km(反常色散区取‘-’,正常色散区取‘+’),γ2=6×10-5 W-2·km-1,P1=200 W,其他参量和图1、2一样。可知,无论在正常色散区还是反常色散区,第1和第2频谱区增益谱宽都随P2/P1的增加而增大,即随着两入射光波功率相差增大,光纤中的XPM也越趋明显,进一步对比图3和图4,发现反常色散区第1和第2频谱区宽度均比正常色散区宽,且反常色散区第2频谱区更靠近零点。尽管正、反常色散区第2频谱区都出现高、低峰,但出现的顺序不一样,反常色散区的高峰更靠近零点。

3 结束语

本文研究了有损光纤中高阶色散、高阶非线性对XPM的影响。结果发现,由于四阶色散的影响,在光纤的正、反常色散区,XPM不稳定性现象可以发生在两个频谱区,并且第2谱区的谱宽均比第1谱区的谱宽窄。正五阶非线性使增益谱变宽,谱峰值变大,负五阶非线性则对XPM不稳定性起抑制作用。无论在正常色散区还是在反常色散区,第1和第2频谱区增益谱宽都随P2/P1的增加而增大。以上发现为高功率高速率的光时分复用系统中消除XPM不稳定性提供了理论依据。

参考文献

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相位调制篇7

相比许多电光材料而言,液晶材料是一种应用于高分辨率、高衍射效率光学领域并具有乐观商业应用前景的材料[1,2,3,4]。但由于非线性电光特性的存在,当液晶器件被驱动时,具有关于时间参数的非线性相位响应特性,无法实现严格意义上的相位调制[5]。所以,目前许多研究成果都是关于应用双频调制实现开关的功能[6,7,8]。在实际应用中,非线性的相位响应特性会对诸如调制测量精度、通讯调制效率和偏振调制控制等方面造成不良影响,因此研究并解决这些问题具有非常重要的意义。

1 响应特性的改善

根据液晶材料的电光特性,利用线性时变的峰值电压得到线性时变的相位响应是不可能的,必须重新构造一种非线性时变的驱动信号来完成相位的线性变化[9]。根据液晶薄膜厚度d、电压V以及光强I三者的关系[9,10],不同膜厚在相同峰值电压区间所产生的相位延迟是不同的。本文在制作了一个LC膜厚为5.7µm液晶调制器的基础上,获得了从0至π的相位调制对应的电压区间是2.0∼10.7 V(如图1所示)。当给定波长和液晶膜厚时,电压与相位的关系可用如下的表达式表示[10]:

其中:参数A、B、C的定义与文献[11]一致,均为拟合系数。显然,当电压信号线性时变时(即V=kt),相位的响应必然是非线性的。为了获取线性响应特性,本文构造如下驱动信号:

其中:D和E是待定系数。当电压信号满足表达式(2)时,相位响应是线性时变的,即δ=ADt+AE+C。

设定相位从0到π变化需要时间T,即:

满足式(3)的驱动信号可用获得线性相位响应结果,即δ=πt/T,如图2的虚线所示。这一过程我们称之为相位响应线性化。

2 相位响应跳变的改善

在理想条件下,加载周期驱动信号会产生对应的相位周期响应结果。其加载电场强度的大小交替变化会引起液晶分子的空间角度跟随变化。如果峰值电压为从低到高不断重复的周期信号时,则液晶分子轴向空间角的变化势必无法跟随电压值的跳变。甚至当液晶具有较大粘滞系数,液晶分子无法响应瞬时跳变,而导致无法形成有效的周期线性相位响应。

为避免出现该情况,本文将图2所示的驱动信号改造为如图3中连续实线曲线所示的周期信号。图中虚线部分信号是原驱动信号,实线部分信号是改造后连续信号。两条曲线由于重叠,部分虚线信号被覆盖。两条曲线都能够满足式(2)与式(3),周期为2T。但是所改造的信号避免了相位响应跳变问题,形成了连续周期的线性相位响应。

3 频率特性

使用图4(a)所示的驱动信号,本文进行了各种频率的相位响应测量研究。图4(b)∼图4(e)表明,在各种频率下,测量数据点和正弦平方模型吻合良好,其均方误差MSE小于0.8e-3。同时,随着信号频率的提升,光强信号的峰峰值不断减小,消光比不断降低。将频率与消光比的关系绘制成图5,从图中可以看出,在10 Hz以下,消光比可以达到20 dB,在150 Hz,消光比降低至2.6 dB。本文认为消光比变小的直接原因是所使用的材料具有较大的粘滞系数。

本文研究频率特性的目的是为了在可能的条件下消除频率提高对相位响应的影响。根据已有知识,液晶偏振调制相位的光强表达式如下:

即当光强变化符合式(4)的变化规律时,相位响应在0∼π线性变化。然而,随着消光比的降低,如图(4),光强信号不再符合式(4)的关系,而符合如下表达式:

其中:Imin是光强最小值,Imax是光强最大值,δ′是相位响应的修正值。建立修正模型(5)的目的是将不同频率条件下光强信号的相位δ′都变换为0和π之间线性变化。

本文选取了T=100 ms,12.5 ms两种频率的曲线绘制于图6中,以表示δ与δ′的关系。实验结果表明,频率越低,δ与δ′的重合性越好;相反,频率越高,δ的响应范围逐渐减小,线性度逐渐变差。这与文献[3]的实验结果是一致的。实际中,要获得0到π的响应范围,需利用下式将实际响应相位δ映射为δ′:

实验结果表明,无论频率如何变化光强曲线仍满足正弦平方的响应特性,因此完全可以通过式(6)将相位响应范围映射为[0,π]同时满足线性变化的要求。

4 结论

研究结果表明,利用如式(2)∼(3)的对数型驱动信号,可以实现液晶[0,π]的非线性相位响应特性的线性化。在将该模型周期化的过程中,利用图3的信号构造方法能够避免相位响应跳变带来的问题。为解决相位响应的线性化程度随着驱动频率提高而降低的问题,本文利用式(6)的模型,将非线性特性映射为线性特性。大量的实验测试与数据分析,上述方法被证实为可行与有效的。本文的方法对于液晶调制器的相位调制方法可以推广到各种液晶调制器中。

摘要：作为一种用途广泛的电光器件,研究并改善液晶调制器的调制特性具有重要意义。本文通过构造一种对数型的驱动信号,实现了将液晶从0到π的非线性相位响应特性的线性化调制。同时,本文还在实验中发现了,相位响应的线性化程度会随着驱动频率的提高而降低。本文针对该现象,在应用该模型构造周期驱动信号的基础上,提出了将非线性响应映射为线性响应的方法。在不同频率的实验结果表明,从光强信号中获取0～π的线性相位响应是可行的。

关键词：液晶调制器,驱动频率,相位响应,线性化,电光器件

参考文献

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相位调制篇8

随着无线接入、多媒体技术的发展,人们对语音、图像以及高速无线通信的容量及服务的要求正逐步提高。光纤无线通信(ROF)技术利用了光纤的低损耗、超大带宽及抗干扰等特性进行无线信号的传输,在未来宽带无线通信中将具有巨大的发展潜力[1,2,3,4,5]。正交频分复用(OFDM)是一种多载波调制传输技术,具有大传输容量和高频谱效率等优势,被广泛应用于高速宽带无线通信领域。据最新研究成果显示,OFDM技术在光纤通信领域中具有抵抗色散和偏振模色散的功能。因此,ROF技术与OFDM技术融合组成OFDM-ROF系统可以充分发挥两者的优势,成为光通信领域的研究热点[6,7]。

实现 OFDM-ROF系统和降低系统成本的关键技术是基于OFDM 技术产生的光载毫米波信号。文献[8]中采用载波抑制调制产生光毫米波,然后将OFDM信号经过中频I/Q调制后加载到其中一个边带上,采用直接检测接收OFDM信号,实现系统的简单设计,但这个系统会受直流偏置的影响,从而引起相位偏移。文献[9]中用两个并联相位器产生高频毫米波信号,承载OFDM信号在单模光纤中传输,该系统产生的信号稳定,可抵抗传输中的衰落。文献[10]采用相位调制器和光滤波器的方法产生载波抑制的双边带光载毫米波信号,并在基站中通过使用直接检测的方法来实现信号光电转换,系统结构虽不复杂,但只实现了两倍频的光载毫米波。

本文基于双平行相位调制器建立了OFDM-ROF实验仿真系统,首先采用双平行相位调制器(PM)产生双边带的光载毫米波,其次选择在其中一个边带上调制OFDM 信号,并通过光电探测器直接进行光电转换得到毫米波信号和OFDM 信号。OFDM 的调制和解调部分使用MATLAB软件编写,OFDM-ROF系统实验仿真平台基于软件Optisystem进行搭建,并给出系统的仿真框图以及仿真实验结果。实验结果表明,对OFDM-ROF系统进行色散补偿后,可以有效地克服光纤色散的影响,并提高系统的传输距离。

1 理论分析

图1为基于双平行相位调制器(PM)建立的OFDM-ROF系统原理图。

该系统包括中心站、光纤链路和基站3个部分。在中

心站,由分布反馈式激光器(DFB-LD)产生恒定的光载波信号,表达式为:Ein(t)=E0exp(jωct),其中E0为其振幅,ωc为其角频率。光载波信号进入双平行的相位调制器(PM)由相位差180°的10 GHz的正弦信号分别驱动双平行的相位调制器,正弦信号表达式为:V(t)=Vrfsin(ωrft),其中Vrf为射频信号振幅,ωrf为其角频率。则相位调制器PM_1和 PM_2输出的信号表达式分别为

E1(t)=E0exp[jωct+jVrfΔφsinωrft] (1)

E2(t)=E0exp[jωct+jVrfΔφsin(ωrft+π)] (2)

式中:Δφ为相位偏移量。将式(1)和(2)进行贝塞尔函数展开,同时忽略3阶以上的高阶边带,则可得到

E1(t)≈E0exp(jωct){J0(VrfΔφ)+J1(VrfΔφ)·

[exp(jωrft)-exp(-jωrft)]+J2(VrfΔφ)·

[exp(j2ωrft)+exp(-j2ωrft)]+

J3(VrfΔφ)[exp(j3ωrft)-exp(-j3ωrft)]} (3)

E2(t)≈E0exp(jωct){J0(VrfΔφ)-J1(VrfΔφ)·

[exp(jωrft)-exp(-jωrft)]+J2(VrfΔφ)·

[exp(j2ωrft)+exp(-j2ωrft)]-J3(VRFΔφ)·

[exp(j3ωRFt)-exp(-j3ωrft)]} (4)

光耦合器(OC)耦合后,并通过调节相位偏移量使得J1(VrfΔφ)=0,则可得到

E1(t)-E2(t)=2E0exp(jωct)J3(VrfΔφ)·

[exp(j3ωrft)-exp(-j3ωrft)] (5)

取实部可得

E1(t)-E2(t)=2E0J3(VrfΔφ)·

[cos(ωc+3ωrft)+cos(ωc-3ωrft)] (6)

式(6)表明输出的信号为3阶双边带信号。此时,通过光交错复用器(IL)将输出的双边带信号的上边带和下边带进行分离,然后利用马赫曾德尔调制器(MZM)将OFDM信号调制到对所分离出来的上边带上,再通过光耦合器(OC)将已加载了OFDM信号的上边带信号和未经处理的下边带信号进行耦合,得到的光载OFDM信号经单模光纤链路传送到基站。

在基站,将光载OFDM信号通过光电检测器(PD)进行光电转换,转换后产生电信号,将电信号经过电放大器(EA)实现功率放大后,与频率为6ωrf的本振信号通过混频器(Electrical Multiplier,EA)混频后,经过带通滤波器(BPF)实现OFDM信号的恢复。最后在OFDM接收端进行OFDM信号解调。

2 仿真及结果分析

基于上述的理论分析,在 Optisystem7.0中建立如图1所示的仿真系统。

在中心站,由连续激光器产生的光波波长为1 550 nm(即工作波长为193.1 THz),线宽为10 MHz,功率为-10 dBm;用相位差为180°的10 GHz的正弦信号分别驱动2个光相位调制器,调节光相位调制器的相位偏移量 Δφ=439rad,使得J1(VrfΔφ)=0,耦合相减后得到只有3阶双边带信号,然后用1个交叉复用器分离2个3阶边带,将OFDM信号调制到3阶上边带上;OFDM信号是由MATLAB程序产生,先产生1个伪随机码,其速率是2.5 Gbit/s,用于OFDM调制,OFDM信号采用4QAM调制和256点IFFT;然后用OFDM信号驱动MZM调制器对3阶上边带进行调制,调制后的信号与3阶下边带耦合,形成了包含了OFDM信号的光载毫米波信号。

传输链路部分使用一根单模光纤传输,该单模光纤的长度设置为10 km,其衰减系数和色散系数分别为0.2 dB/km和17 ps/(nm·km-1)。

在基站,将从中心站传输过来的光载OFDM毫米波信号通过光电探测器(PD)进行光电转换,生成电信号,其中光电探测器(PD)的相应度设置为1 A/M,暗电流为10 nA。图2为电信号的频谱图,由图2可知,光电转换后生成的电信号包含了基带信号和60 GHz的毫米波信号,因此证实了仿真结果与前面的理论分析相符合。

最后在移动终端,将生成的电信号与一个本振信号混频(其中该本振信号频率为60 GHz),混频的信号经过带通滤波器后(带通滤波器的带宽设置为1.25 GHz),得到OFDM信号,最后经过OFDM解调就可以得到需要的基带信号。图3为接收端恢复出来的原始基带信号的频谱图,图4为恢复出来的原始基带信号的眼图,可以看到,恢复出的基带信号恢复得很好,眼图展开清晰,由此则说明基带信号虽经过5 km的单模光纤传输,仍能在移动终端很好地恢复出来。

色散会导致系统有效传输距离受到限制,必须对系统的色散进行有效的补偿。本文使用的导频信号是在发射信号中加入了预先确定的信号,根据接受到的确定信号来对信道进行估计并相位均衡,从而补偿信道色散。该方法有利于系统性能的改善,而且不会造成系统硬件成本的增加。

由于本文使用信道估计,补偿了光纤色散,因此信号经过 OFDM 解调后的信号星座图能得到较大改善。图5和图6分别为信号经光纤传输5 km和15 km时得到的星座图。由下图可知,在接收端增加相应的相位均衡技术和信道估计技术,可以使信号恢复,光纤链路的频谱资源得到最大限度的利用,以及提高系统的传输距离。

3 结论

本文研究了一种基于双平行相位调制器的OFDM-ROF实验仿真系统。该系统采用双平行光相位调制器结合光减法器产生双边带光毫米波,并将OFDM 信号调制到其中的一个边带上。仿真结果表明,该系统只需要10 GHz的本振射频信号就能产生60 GHz的高频毫米波信号,通过在色散补偿后该系统传输距离得到了提高,由于接收端采用直接检测技术接收信号,实现基站的简单设计。

摘要：建立一种基于双平行相位调制器的OFDM-ROF实验仿真系统。在中心站采用双平行相位调制器产生双边带光载毫米波,利用光交错复用器将信号进行上边带和下边带分离,将OFDM信号通过马赫曾德尔调制器调制到一个边带上进行传输。OFDM的调制和解调部分使用MATLAB软件编写,OFDM-ROF系统实验仿真平台基于软件Optisystem进行搭建,并给出了光载OFDM信号的产生模型和系统仿真结果。实验表明,OFDM-ROF系统经过色散补偿后大幅度提高了系统的传输距离。

关键词：正交频分复用,光纤无线通信,光载毫米波,相位调制器

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