声表面波传感器

关键词：

声表面波传感器（精选六篇）

声表面波传感器 篇1

随着科学技术的日新月异,传统结构的声表面波器件,因受到其电极线宽和基底材料的限制[1,2],已经满足不了实际应用的需要,于是,多层结构[3,4]的声表面波器件也应运而生。多层结构的声表面波器件能利用不同结构的搭配来提供很多额外的优势,如利用石英材料的高杨氏模量来提高超声波波速、选择压电性能良好的氧化锌薄膜来提高压电耦合系数等。但是在多层结构声表面波器件中,除了各层的压电基底材料外,叉指换能器也会强烈影响多层结构声表面波器件的特性。因此发展一套分析理论来研究两者间的相互影响,对于设计多层结构声表面波器件将有十分重要的意义。论文利用周期性介质的矩阵本征算子[5,6],成功对电极的机械特性对多层结构装置性能的影响进行了建模,并利用此模型,仿真和分析了ZnO/IDT/SiO2结构装置的波传播速度、机械耦合系数、等参数与波导层厚度以及电极厚度的关系。

1 Zn O/IDT/SiO2结构模型

本文所研究的SAW多层结构如图1所示。该结构由波导层(c轴晶向ZnO材料)和基底(ST切石英)以及夹在两层间的电极(金电极)组成。其中p,l,和he分别表示电极周期、宽度和厚度。同时h表示波导层厚度。必须指出的是,周期性分析的单元是单电极的,周期用(λ0为SAW波长)表示,电极之间的相反极性的影响用参数β来描述。为了方便,当考虑波导层厚度时,是整个波导层的厚度,而忽略电极的厚度。

为了简化模型,假设电极的形状是严格矩形的。因为矩形结构消除了物质特性系数在X3方向上对结构特能的影响。假设电荷被完全约束在参考平面(X3=0)处。没有此假设将会大大降低模型的精确性。

如图1,本模型的目标是为区域(ii)建立一个模型,此区域包含有电极,至于区域(i)和区域(iii)可以用文献[3,4]中理论进行分析。此模型将推演出一个矩阵将平面(X3=0)与平面(X3=he)处的压力和形变联系起来。此矩阵将会与文献[5,7,8]介绍的电子学近似周期性模型结合起来处理。

图1中电极区域(区域ii)的声电场服从本征值特征方程[2]。最明显的特征是矩阵$\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}$(复合密度矩阵)与Mij(本征算子的材料矩阵)在X1方向上具有周期性。为了简化分析,定义以下物质特性系数矩阵:

M11=M${}_{33}^{-1}$M31 (1-a),

M12=M${}_{33}^{-1}$(1-b)

M21=M11-M13M${}_{33}^{-1}$M31 (1-c),

M22=M13M${}_{33}^{-1}$(1-d)

这些矩阵仅与材料常数有关。为了描述物质常数沿X1方向的分布特性,引入傅里叶展开式:

${\rm M}{}^{kl}(X{}_1)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }{\rm M}}{}_n^{kl}\text{e}{}^{\text{j}nQX{}_1}$ (2),

$\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}{}^{kl}(X{}_1)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }\rho }{}_n^{}\text{e}{}^{\text{j}nQX{}_1}$ (3)

由图1,可知道区域(ii)内,在$-\frac{l}{2}<X{}_1<\frac{l}{2}$是由电极材料组成,其它部分由波导材料组成。这就可以用材料矩阵的不同密度矩阵$\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}$来表示,在电极区域和波导区域分别用$\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}{}^{(e)}‚\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}{}^{(g)}$表示。而系数$\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}{}_n$可以由下面公式计算:

$\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}{}_n=\frac{1}{p}{\displaystyle \underset{\frac{-p}{2}}{\overset{\frac{p}{2}}{\int }}\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}}(X{}_1)\text{e}{}^{-\frac{\text{j}n2\text{π}}{X{}_1}}$ (4)

对式(4)积分可得:

在求解场变量ψ(X1,X3)[3,4,5]过程中,仅仅考虑非压电作用情况是非常方便的,这将使电场与机械场解耦。将方程(4)带入正定特征方程[2,6],并且在[-N,N]内截取傅里叶序列的一个代数形式结果如下:

${\displaystyle \sum _{n=-{\rm N}}^{{\rm N}}\left[\begin{array}{cc}L{}_{mn}^{11}& L{}_{mn}^{12}\\ L{}_{mn}^{21}& L{}_{mn}^{22}\end{array}\right]}\left[\begin{array}{c}\overline{u}{}_n\\ \overline{\tau }{}_n\end{array}\right]=(\text{j}k{}_3^{})\left[\begin{array}{c}\overline{u}{}_m\\ \overline{\tau }{}_m\end{array}\right](5)$

式(5)中:

L${}_{mn}^{11}$=-(jβn)M${}_{m-n}^{11}$(6-a),

$\begin{array}{l}L{}_{mn}^{12}={\rm M}{}_{m-n}^{12}(6-\text{b})\\ L{}_{mn}^{21}=-\omega {}^2\underset{¯}{\underset{¯}{\rho }}{}_{m-n}+[\beta {}_n(m-n)Q+\beta {}_n^2]{\rm M}{}_{m-n}^{21}(6-\text{c})\end{array}$

L${}_{mn}^{22}$=[-j(m-n)Q-jβn]M${}_{m-n}^{22}$(6-d)

其中矩阵M在公式(1)中定义。将方程(5)用谐波形式展开,可得:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{ccc}\begin{array}{ccc}L{}_{-{\rm N}‚-{\rm N}}^{11}& \cdots & L{}_{-{\rm N}‚{\rm N}}^{11}\\ ⋮& \ddots & ⋮\\ L{}_{{\rm N}‚-{\rm N}}^{11}& \cdots & L{}_{{\rm N}‚{\rm N}}^{11}\end{array}& \begin{array}{ccc}L{}_{-{\rm N}‚-{\rm N}}^{12}& \cdots & L{}_{-{\rm N}‚{\rm N}}^{12}\\ ⋮& \ddots & ⋮\\ L{}_{{\rm N}‚-{\rm N}}^{12}& \cdots & L{}_{{\rm N}‚{\rm N}}^{12}\end{array}& \\ \begin{array}{ccc}L{}_{-{\rm N}‚-{\rm N}}^{21}& \cdots & L{}_{-{\rm N}‚{\rm N}}^{21}\\ ⋮& \ddots & ⋮\\ L{}_{{\rm N}‚-{\rm N}}^{21}& \cdots & L{}_{{\rm N}‚{\rm N}}^{21}\end{array}& \begin{array}{ccc}L{}_{-{\rm N}‚-{\rm N}}^{22}& \cdots & L{}_{-{\rm N}‚{\rm N}}^{22}\\ ⋮& \ddots & ⋮\\ L{}_{{\rm N}‚-{\rm N}}^{22}& \cdots & L{}_{{\rm N}‚{\rm N}}^{22}\end{array}& \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\overline{u}{}_{-{\rm N}}\\ ⋮\\ \overline{u}{}_{{\rm N}}\\ \overline{\tau }{}_{-{\rm N}}\\ ⋮\\ \overline{\tau }{}_{{\rm N}}\end{array}\right]=\\ (-\text{j}k{}_3^{})[\overline{u}{}_{-{\rm N}}\cdots \overline{u}{}_{{\rm N}}\overline{\tau }{}_{-{\rm N}}\cdots \overline{\tau }{}_{{\rm N}}](7)\end{array}$

式(7)中-jk3为特征值,描述了特征向量沿方向X3的分布特性。

在本文模型中,在不均匀区域仅仅考虑各向同性材料,但此技术同样对各向异性和压电材料有效。将某一各向同性材料的材料系数矩阵带入方程(6)、式(7),消去与绝缘和压电作用相关的部分,可以发现矩阵Mkl的大部分元素为零。

$\begin{array}{l}{\rm M}{}^{11}=\left[\begin{array}{ccc}0& 0& 1\\ 0& 0& 0\\ \frac{c{}_{12}}{c{}_{44}}& 0& 0\end{array}\right]‚{\rm M}{}^{12}=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{c{}_{44}}& 0& 0\\ 0& \frac{1}{c{}_{44}}& 0\\ 0& 0& \frac{1}{c{}_{44}}\end{array}\right],\\ {\rm M}{}^{21}=\left[\begin{array}{ccc}c{}_{11}-\frac{c{}_{12}^2}{c{}_{11}}& 0& 0\\ 0& c{}_{44}& 0\\ 0& 0& 0\end{array}\right]‚{\rm M}{}^{22}=\left[\begin{array}{ccc}0& 0& \frac{c{}_{12}}{c{}_{44}}\\ 0& 0& 0\\ 1& 0& 0\end{array}\right](8)\end{array}$

另外,可以发现剪切成份(第二行、第二列)与径向成份(第一、三行,第一、三列)完全解耦了,这将进一步简化计算。将式(8)带入式(6)、式(7)可得到方程简化形式:

此方程的解为:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{l}\overline{u}(X{}_3‚\beta ‚\omega )\\ \overline{\tau }(X{}_3‚\beta ‚\omega )\end{array}\right]=\Phi {}^{mech}(\beta ‚\omega ‚h{}_e)\left[\begin{array}{l}\overline{u}(X{}_3+h{}_e‚\beta ‚\omega )\\ \overline{\tau }(X{}_3+h{}_e‚\beta ‚\omega )\end{array}\right](10)\\ \Phi {}^{\text{m}\text{e}\text{c}\text{h}}(\beta ‚\omega ‚h{}_e)=\exp (-Lh{}_e)(11)\end{array}$

矩阵的幂运算可以通过对矩阵L的特征值分解很容易的求解:

L=VDV-1 (12)

exp(-Lhe)=Vexp(-Dhe)V-1 (13)

式(13)中V为特征向量的列形式,而矩阵的主对角线上是其对应的特征值。这种操作相当于将空间域内的谐波映射为一组特征值。这些特征模态分别以不同的频率在X3方向上传播he距离,如果以指数exp(-Dhe)形式传播,这些特征模态又重新被映射成一系列空间谐波。

为了确保分析的科学性,在不均匀区域电场传播的影响,也是必须要考虑的。因为在电极区域定义统一绝缘系数是很困难的,所以就假设电极区域为均匀的并且与波导层材料有相同的绝缘系数。将文献[4,6]关于各向同性材料以及在X2方向上的性质稳定性结论简化处理,此问题的矩阵解算形式可以变形为:

式(14)中,ζ11=0;$\zeta {}^{12}=-\frac{1}{\epsilon }$;$\zeta {}^{21}=\frac{\partial }{\partial X{}_1}\epsilon \frac{\partial }{\partial X{}_1}$;ζ22=0。

借助于传输矩阵,方程(14)求幂运算可用下面方法解决:

为了完整描述电场和机械场在层间的传播,矩阵Φelec,Φmech是分块矩阵。同时得到了下面的方程,其中下表k,l表示谐波标号:

$\left[\begin{array}{l}\overline{u}{}_k(X{}_3)\\ \overline{\phi }{}_k(X{}_3)\\ \overline{\tau }{}_k(X{}_3)\\ \overline{D}{}_k(X{}_3)\end{array}\right]={\displaystyle \sum _l\left[\begin{array}{cccc}\Phi {}_{kl}^{uu}& 0& \Phi {}_{kl}^{u\tau }& 0\\ 0& \Phi {}_{kl}^{\phi \phi }& 0& \Phi {}_{kl}^{\phi D}\\ \Phi {}_{kl}^{\tau u}& 0& \Phi {}_{kl}^{\tau \tau }& 0\\ 0& \Phi {}_{kl}^{D\phi }& 0& \Phi {}_{kl}^{DD}\end{array}\right]}(16)$

必须指出的是,如果电极是由多层技术组成,这种解算方法适用于每一层。这表明方程(16)可以迭代应用到任意数量的层结构中,只是传输矩阵需要对每一层进行单独计算。所得的多个传输矩阵叠加为一个简单的传输矩阵,所以在具体分析应用过程中,并不需对计算方程做修改变化即可直接应用。

2 仿真与试验分析

2.1 ZnO/IDT/SiO2多层结构SAW器件仿真与分析

本节将本文中提出的模型来分析ZnO/IDT/SiO2多层结构声表面波传感器件的一些性质。就像文献讨论的一样,假设分析物与传感器表面接触完好,通过增加一个薄层来表示扰动量,并且用波导层的厚度的函数来表示模型的参数。本小节分析理论应用的结构配置是ST切石英基底上镀有变化厚度的c轴晶向ZnO波导层。IDT周期λ0为40 μm,金属覆盖率为0.5,没有覆盖层时的谐振频率为103.7 MHz。每种配置都是在波导上是真空下或者空气中进行的。电极厚度被设置为0.1 μm (0.002 5λ0),电极都是金电极。

由图2可知,波导层的厚度对波速的影响比较明显。但电极厚度对波速影响较弱,说明波速对电极机械特性的依赖性比较弱。

图3(a)给出了标准机械耦合系数αn与ZnO层厚度关系图像。此曲线与参考文献[1,5]中给出的装置插入损耗与波导层厚度的关系大概一致。当厚度较小时,厚度增加,机械耦合系数增加。当$\frac{h}{\lambda {}_0}>0.12$时,较厚的层将会将IDT与装置表面电绝缘起来,装置机电耦合系数反而会减小。

由图3(b)可发现增加波导层将会增加反射系数,同时也就较少了对质量负载的反射系数的灵敏度。因为电极的机械作用导致的反射增加,是依赖于波导层厚度的,当$\frac{h}{\lambda {}_0}=0.25$时是$\frac{h}{\lambda {}_0}=0$的一半。这种较厚波导层的将会使能量更加束缚在表面,将更加远离电极。可以发现质量负载效应可以戏剧性的较少反射系数的原因,但是这种不同当波导层更厚时却消失了。

由图4(a)可知,较厚的波导层、电极都将增大衰减,且当$\frac{h}{\lambda {}_0}=0.2$时达到最大。这是因为在ST切石英基底耦合出PSAW模态造成的。沿ST切X轴方向传播的基底应用的较为广泛是因为,在此方向上,能量泄漏到基底中的比重是最小的。波导层与电极改变了边界条件,所以也就改变了结构的原来的最小能量损失状态。

图4(b)可以发现自由与金属覆盖表面的速度变化是很大的。在较薄厚度的层时,灵敏度有增加,这是因为波导层将波束缚在更靠近上表面处(x3=h+he)。而对波导层厚度较大时,波被束缚到了接近基底层表面了,而远离了上表面,所以灵敏度在自由表面会更高些。

2.2 试验验证与分析

为了验证模型的正确性,选取图5中装置进行试验分析。IDT电极60对(双指),反射电极200条(单边),孔径300波长,IDT中心间距350波长,金电极(厚120 nm),ZnO(c轴晶向)厚度2 μm,无负载Q>13 800。

比较图6中装置的传输频率响应曲线可知,仿真结果与试验测得的结果符合的很好。

3 结束语

本文利用周期性媒介的矩阵本证算子模型,成功对电极的机械特性对多层状结构声表面波传感器装置性能的影响进行了建模:分析了ZnO/IDT/SiO2结构声表面波传感器器件的传输响应特性,并与装置的试验测试传输响应进行了对比,结果表明,理论模型能较好地与实验结果相符。利用此模型可对多层结构声表面波传感器器件进行仿真分析,对声表面波传感器优化设计有指导意义。

参考文献

[1]陈陶,原森,陆建,等.应用弹性振子模型模拟声表面波在金属材料中的传播过程.南京邮电学院学报,2005;25(5):75—78

[2] Plessky V,Koskela J.Coupling-of-modes analysis of SAW devices.In:Advances in Surface Acoustic Wave Technology,Systems and Appli-cations,Ruppel C C W,Fjeldly T A,Eds.Singapore:World ScientificPublishing,2001,2:1—83

[3] Jakoby B,Vellekoop M J.FFT-based analysis of periodic structures inmicro acoustic devices.IEEE Trans Ultrason,Ferroelect Freq Contr,2000;47(3):651—656

[4] Peverini O A,Orta R.A fast Green's function method for the analysisof IDT's for acousto optical devices.IEEE Trans Ultrason,FerroelectFreq Contr,2002;49(3):365—373

[5] Koskela J,Plessky V P.SAW/LSAW COM parameter extraction fromcomp-uter experiments with harmonic admittance of a periodic array ofelectrodes.IEEE Trans Ultrason,Ferroelect Freq Contr,1999;46(4):806—816

[6] Du J,Harding G L,Collings A F,et al,An experimental study of Lovewave acoustic sensors operating in liquids.Sens Act A:Phys,1997;60:54—61

[7]江城,倪世宏,常迁榛.声表面波传感器中单端谐振器的匹配电路仿真.压电与声光,2008;30(1):6—8

声表面波传感器 篇2

关键词： 表面等离子体共振（SPR）； 反射率曲线； Krestchmann； 持率

中图分类号： TN 253； TP 212.14文献标识码： Adoi： 10.3969/j.issn.10055630.2012.02.016

引 言

在油田开发生产中，持率是油井生产剖面评价的一个重要流动参数，可为优化油气开采方案及提高原油采收率提供科学依据。近年来国内外部分大型油田、高等院校及科研单位对油气水三相流的持率问题开展了广泛研究，取得了卓有成效的研究成果，部分已商品化。目前，测量持率的方法主要包括电容法、伽马射线法、光学法等[1，2]。其中，电容法和伽马射线法适用于低含水油井持水率检测。当前中国油田含水率超过80%，已进入高含水开采阶段。传统的电容法持水率计在高含水油井检测中存在准确性较差、分辨力低等缺点[3，4]；而低能源伽马射线持水率计普遍存在探测范围小、温度稳定性差、对人体伤害大以及环境污染严重等弊端，限制了两者的广泛应用。

表面等离子体共振（SPR）是发生在金属和电介质界面处由入射光场在适当条件下引发金属表面自由电子相干振荡的一种物理现象[57]。自1968年Otto[8]和Kretschmann[9]等人利用衰减全反射（attenuated total reflection，ATR）方法实现光激发表面等离子共振现象以来，棱镜耦合方式的角度调制型表面等离子体共振传感结构成为各国科研工作者关注的热点[1014]。因为表面等离子体共振传感器对附着于金属表面的介质折射率的微小变化极其灵敏，故可用于油水混合流体折射率的测量，极具开发潜力。但是，目前有关表面等离子体共振技术在油田测井领域的应用尚未见报道。现提出采用Kretschman型[9]表面等离子体共振传感器对油水持率进行室内实验研究的新思路，为其在油田测井方面的应用提供前期理论依据。

1 表面等离子体共振的原理

3 结果讨论与分析

4 结 论

文中采用磁控溅射方法在三棱镜表面沉积金膜，制作了Kretschman结构表面等离子体共振传感器，利用传感测试平台测量了不同浓度配比的油水介质的持率，获得主要结论如下：

（1）传感器棱镜的折射率对表面等离子体共振角有较显著的影响，共振角随棱镜折射率的增大而减小，变化规律与理论结果吻合；

（2）当油水介质体积浓度逐渐由5%、15%、25%、35%增大到45%时，表面等离子体共振曲线向右平移，共振角逐渐增大；

（3）不同配比的油水混合液中含油的体积浓度与共振角之间呈线性变化关系，通过含油浓度与共振角之间的图版，可对流体持率进行标定。

参考文献：

[1] 郭海敏.生产测井导论[M].北京：石油工业出版社，2003：532-5331.

[2] 郭海敏.CDB含水率计非一致性响应的原因及改进[J].测井技术，1993，17（2）：154-160.

[3] 刘军锋，郭海敏，戴家才.水平井油水两相产液剖面解释方法探讨[J].石油地质与工程，2006，20（5）：43-45.

[4] TRALLERO J L，SARICA C，BRILL J P.A study of oil/water flow patterns in horizontal pipes[J].Society of Petroleum Engineers，1997，12（13）：165-171.

[5] WOOD R W.On a remarkable case of uneven distribution of light in a diffraction grating spectrum[J].Phil Magm，1902（4）：396-402.

[6] FANO U J.Theory of anomalous diffraction gratings and of quasistationary waves on a metallic surface[J].Opt Soc Am，1941，31：213-222.

[7] RITEHIE R H.Plasmon losses by fast electrons in thin films[J].Phys Rev，1957，106（5）：874-881.

[8] KRETSCHMANN E，RAETHER H.Radiative decay of nonradiative surface plasmon excited by light[J].Zeitschrif Für Naturforschung，1968，23（12）：2135-2136.

[9] OTTO A.Excitation of nonradiative surface plasma waves in silver by the method of frustrated total reflection[J].Zeitschrift Für Physik，1968，216：398-410.

[10] DHESINGH R S，GOBI K V，NORIO M.Recent advancements in surface plasmon resonance immunosensors for detection of small moleculars of biomedical，food and environmental interest[J].Sensors and Actuators B，2007，121：158-177.

[11] ENGLEBIENNE P，HOONACKER A V.Surface plasmon resonance：principles，methods and applications in biomedical sciences[J].Spectroscopy，2003，17：255-273.

[12] 牟海维，王宏瑾，王 强，等.表面等离子体共振理论仿真研究[J].光学仪器，2011，33（2）：1-6.

[13] NARAOKA R，KAJIKAWA K.Phase detection of surface plasmon resonance using rotating analyzer method[J].Sensors and Actuators B，2005，107：952-956.

[14] 俞世钢.液体折射率测定方法分析[J].光学仪器，2007，29（4）：1-6.

射频声表面波滤波器的研究 篇3

由于射频声表面波滤波器的应用非常的广泛, 同时它和一般的滤波器相比较有着很大的使用性, 所以它是现在研究的必要产品, 在这篇文章中提到了声表面滤波器的工作原理和一些基本的功能, 以及声表面滤波器的发展前景和应用, 它虽然是一种模拟的器件, 但是它拥有很好的滤波效果, 它的应用的广泛性是一般的滤波器不能比的, 它在电视系统中也有着很大应用, 图像中的频滤波器等是传输的重要器件。除了这个, 在接收机中, 由于它的抗干扰的作用, SAWF器件也有着很大使用量。由此可见声表面波滤波器的应用是非常广泛的, 所以它的研究也是非常重要的。下面此文就对它的工作做出一些研究。

1 对于声表面波应用的研究

所谓的声表面波就是指一种弹性波, 它按照振动的方式和它对应的条件可以分成很多的种类, 瑞利波就是一个典型的波种, 下面对它的特点进行分析。通过对它的特点的分析, 就可以知道它的特性, 从而可以对它更好的应用, 瑞丽波的的传播的快慢与频率的快慢关系不大, 但是介质对它的速度的影响是很大的, 瑞利波的能量相对集中, 所以它的频率越大, 它的集中的厚度就会很薄弱。它的传播的快慢一定程度上也与温度有联系。在1965年, 怀特等一些科学家阐述了一些关于声表面波的科学观点, 他提出的转换器的性能非常的好, 同时它的工作效率也非常的高, 它的工艺简单, 用材较少, 这个发现给后来的声表面波技术提供了很大的发展空间。1968年又有一项重大发现, 这就是减少的变换损耗, 它的发现是非常重要的, 它促进了声表面波技术的快速发展, 这也使它的器件的研发获得了跨时代的进步。因为声表面波的速度和一般的波相比较是比较慢的, 所以它的使用有着很大的优点, 所以声表面波在军事等很多的领域都有应用, 有其在通讯行业中, 它的使用是巨大的, 现在, 它的电子产品也越来越多, 这也就意味着它的发展前景会越来越好。

2 对于声表面波滤波器的特色的分析

声表面波滤波器之所以有着这么广泛的应用, 与它的优点是分不开的, 首先就是它的尺寸非常的小巧, 这点就很好的避免了浪费材料现象的发生。它的重量也是非常轻的, 这就使它的使用更加的方便。它的结构多样, 可以把声表面波有效的整合, 对于一些更高的频率的滤波器它的体积会更小巧, 所以应用它的特点是非常关键的问题。由于它是一个器件, 它的封装也会影响它的重量和大小, 在它最初发展的时候, 它的包装是没有采用很小巧的包装, 这对于它的特点的发挥是很局限的, 80年代的表面贴装技术的使用使它的大小发生了改变, 这就使它的实用性大大提高。在90年代, 电路中使用的芯片倒装在滤波器的包装中使用, 这个技术的的使用也是一个很大飞跃, 它又进入了一个全新的发展时代, 它的尺寸又进一步变小, 在表面贴装的使用中, 基片的反面朝上, 然后与其对应的焊条连接, 从手机等设备的滤波器的尺寸来看, 2000年后的包装的芯片的大小是2X2.5X0.74mm3, 2007年的尺寸是1.4X1.0X0.5mm3。跟着集成电路的技术的发展和改进, 射频中声表面滤波器的发展也达到一定的提高, 这使滤波器的尺寸也就进一步减小。声表面波滤波器的又一个优点是它的设计的方法多样, 这就给它的研发创造了更大的空间, 同时声表面波滤波器的功能良好是它的又一特点, 与传统意义上的带通滤波器相比, 它不能独立设计, 没有很多的加权方式可以选择。因为它拥有着很大的Q值, 所以它的声表面波滤波器插入损耗很低。2007年村田生产的器件插入损耗是1.6和2.0db, 封装后的大小是3.0X2.5X1.mm3。它同时还有很多的优点, 它统一性是非常好的, 同时又可以大量的产出, 它应用大量的集成电路的技术, 再者就是它的生产工艺不是很复杂, 所以就有着统一性很好的特点, 它在生产的时候不要很多的要求, 所以可以大量的产出, 同时它的价格相对很便宜, 这就是他越来越受到大家喜爱的原因。

3 对于声表面波滤波器的发展情况的分析

声表面波滤波器的首先研制开始于60年代, 一直到70年代才进入使用状态, 因为它的使用在当时是非常的有限的, 所以对它的研究也不是很先进, 它那是主要是应用在军事等比较高端的领域, 它的性能方面也没有现在的好, 插入损耗的要求也不是很高, 由于声表面波滤波器有着这么很多的应用, 它的优点也相对的突出, 它的发展前景也是非常好的。它的尺寸的小巧和重量的轻盈, 使它的使用非常的方便。这样就使得它的发展非常的迅速, 因为越来越的专家组投入到射频波表面波滤器的研究中, 现在随着很多技术的发展和进步, 声表面波滤波器的使用也越来越广泛, 尤其是在移动通讯中, 它有着大规模的使用, 占有绝对优势。但是声表面波滤波器也有着危机性, 首先就是对性能的要求越来越高, 它的使用不仅仅局限在带通的要求, 对它的接受效果和发送效果也要求越来越高。与此同时因为它的多系统模式的要求, 就需要它的体积越来越小, 封装越来越精致。虽然它的工作的效率不断提高, 但是它的价格却越来越低, 因为数字滤波器的不断发展, 两者的竞争必然是激烈的, 同时也是不可避免的。

4 对于集成化的探讨

现在产品的集成化对射频波表面波滤器的影响是很大的, 它的应用是一个很大的突破, 所谓的集成化就是指所有的器件要合成一个无线射频的模块, 但是这个模块包括很多的芯片组, 而不仅仅是一个芯片, 它对于器件的优化起到非常大的作用, 波滤器的封装也同时也有着进一步的发展, 在倒装焊技术的前提下把多个芯片集成, 达到芯片多性能的实现, 现在的这种模块的功能在手机上有着很大的使用。现在的手机大多数都有很多的功能, 能够在网络上的频段中使用, 尽管手机的性能越来越好, 但是它的尺寸却越来越小, 造价越来越低。这点的实现与集成化是分不开的, 随着手机市场的不断增大, 投资商们也把目光投入到它的研发中, 这样也就带动了元件发展, 所以对于射频集成化的要求也会增大, 最后达到无线射频的目的, 现在剩余的分立元件中, 波滤器可能会加入到无线射频中, 这样就会对射频波表面波滤器的发展起到很好的推动作用。

5 对当代设计模型的改进的研究

现在射频波波滤器的小型片形式的发展, 给多样化的应用提供了可能, 射频波滤波器在通讯上的应用越来越多, 现在的产品的集成度越来越高, 同时它的尺寸却是越来越小, 射频波滤器的不断发展, 来源于一些研究的成果, 首先就是在芯片上的改进, 专家们主要致力于对芯片大小的改进, 他们想法设法的使芯片变得越来越小。在这基础上, 专家们越来越重视器件的设计, 一个器件的模型的良好的设计是非常重要的, 射频波滤波器的器件的设计不是十分的简单, 但是说起来也不是特别的复杂, 但是要谈到器件的功能的分析却不那么简单, 这要满足一定的条件和方程。人们因为要提高运算的速度, 以便性能更加的良好, 就建立了很多的模拟模型来提高它的功能。模型用的参数是依靠实验来确定的, 这些参数关乎着器件的精确性, COM模型的实现就是应用器件设计的结果, 它的好处就是运算的速度很快, 可以大大节省时间, 但是设想的器件的反应时间和具体的情况还是有一些不同的。在现在的技术中, 可以在模型的前提下直接优化处理, 他们能够应用在器件的设计中, 这样就达到了减少时间的效果。现在技术中, 二维的COM模型的应用, 在射频波滤器中有着很大的应用, 也可以预算二阶效应的发生, 通过实验可以这道二维的比一维的计算更加的精确。现在这项技术的使用给射频波滤波器的发展提供了可能, 同时也为它的改进作出了很大贡献。

6 结语

随着经济的不断发展, 通讯行业也越来越被人们所重视, 作为通讯行业发展的基础, 对滤波器的要求也越来越高, 越来越严格。这也就需要投入大量的资金和经历来研究滤波器的工作原理和它们的优缺点, 在对待射频声表面波滤波器的研究, 此文进行了深刻的探讨, 讲解了射频声表面波滤波器的一些性能, 并针对它的工作原理进行了阐述, 让人们对其有更深刻全面的了解, 这也涉及到了多个领域的知识。所以对射频声表面波滤波器的研究是相对复杂的, 同时对它的研究是非常重要的, 所以此项工作刻不容缓。

摘要：随着现在通讯等行业的快速发展, 人们对声表面波滤波器的市场需求也越来越大, 这就推动了滤波器的研发和生产, 其中一种重要的滤波器就是射频声表面波滤波器, 射频声表面波滤波器和一般情况下的滤波器一样, 它的主要功能就是把不需要的信号过滤掉, 这种滤波器有很多的优点, 它的体积比平常的滤波器占面积小, 同时它的功能是非常优秀的, 也可以大量的生产, 所以在很多的领域有着非常多的应用, 在这篇文章中, 笔者根据自己的经验对射频声表面波滤波器进行了分析和研究, 希望对相关的人士起到一定的帮助。

关键词：声表面波滤波器,应用及特点,设计模型,发展情况

参考文献

[1]文继国.射频声表面波滤波器的研究[J].电子科技大学, 2008 (07) .

[2]李朋.射频宽带低插损纵向DMS声表面波滤波器的研制[J].电子科技大学, 2012 (15) .

[3]张晓庆.高频声表面波滤波器的纳米压印技术制备研究[J].华中科技大学, 2011 (01) .

声表面波传感器 篇4

关键词：声表面波,MOA比例单元,热特性,动作负载试验

1 引言

金属氧化物避雷器 (MOA) 由于其具有优良的非线性和大通流容量等优点, 在电网中广泛应用, 是电力系统安全运行的有力保障。一般的, MOA长期工作在持续运行电压下, 其本身的劣化情况会随着湿度, 密封圈失效以及雷雨天气而加剧, 避雷器一旦受潮或者频繁经受雷电过电压, 会使避雷器内部主要部件———氧化锌电阻片 (阀片) 功率增大, 温度升高[1]。且在MOA监测中, 几乎所有需要测量的变量, 都会影响MOA的温度[2], MOA的热稳定性是靠温度来反映。所以温度不仅是其实际工作状况的间接反映, 而且是避雷器本身的精确运行参数[3]。因此MOA的温度是判别其是否工作在热稳定状态的最好判据。

目前的MOA测温方式有以下几种: (1) 有线或无线方式:主要是利用热敏电阻或其他测温芯片的有线测温装置, 即便是利用无线模块, 也无法实现无源无线, 在电网的磁场、电场和热场等复杂情况下, 抗干扰能力弱从而无法正常工作, 缺乏普遍使用; (2) 光纤方式:此方式进行温度检测, 其缺点在于光纤属于有线方式, 会破坏既有设备构架, 而且光纤具有易折, 易断的特性, 安装比较复杂, 设备造价较高, 高压情况下还会出现漏电、爬电隐患, 目前只应用于有条件的变电站或避雷器试验室中; (3) 红外方式:红外成像的方法虽然已经在避雷器测温中应用, 但由于高电压等级避雷器结构复杂, 补偿电容器组或电阻片多柱并联等原因造成遮挡较多, 通过红外成像间接获取温度数据其精确性较差, 且红外测温无法实时获取MOA的温度, 通过红外图谱间接获取温度数据其准确性不能满足要求, 对红外图谱的计算机识别技术水平还不能替代人工识别, 自动化程度不高, 同时红外热像仪的成本较高, 不利于推广使用。

声表面波 (Surface Acoustic Wave, SAW) 技术逐渐在通信、制导、雷达、电子战、遥控、遥测、广播和电视等领域使用[4]。本文针对MOA工作在电磁干扰强、工作环境温度高等特点, 介绍了SAW原理, 通过MOA比例单元的热特性试验证明了此SAW无线无源技术应用于避雷器在线测温的可行性。对实现MOA在线监测具有重要意义。

2 SAW测温技术

2.1 SAW介绍及测温原理

声表面波是传播于压电晶体表面的机械波, 其声速仅为电磁波速的十万分之一, 传播衰耗很小。SAW器件利用基片材料的逆压电效应, 通过输入叉指换能器 (IDT) 将电信号转换成声信号, 并局限在基片表面传播, 输出IDT将声信号恢复成电信号, 实现电—声—电的变换过程, 完成电信号处理过程, 获得各种用途的电子器件。采用了先进微电子加工技术制造的声表面波器件, 具有体积小、重量轻、可靠性高、一致性好、多功能以及设计灵活等优点[5]。

声表面波技术是声学和电子学相结合的一门边缘学科[6]。在具有压电性的晶体上存在压电性, 在电声之间存在耦合。压电晶体本身是换能介质, 压电晶体表面的电声换能器, 能互相转换电能和声能。基本组成和原理如图1所示。主要利用被测物体辐射出的红外线, 随声表面波谐振器传播路径表面温度的升高, 从而声表面波谐振频率发生变化。当压电晶体基片上的换能器通过逆压电效应将输入的无线信号转变成声信号后, 被左右两个周期性栅条反射形成谐振。通过测量谐振频率的变化获得被测物温度变化[7]。

2.2 SAW应用于避雷器可行性分析

避雷器应用在电力系统中, 长期承受工频持续运行电压, 并不断遭受系统过电压和雷电过电压的侵袭, 环境温度也非常恶劣, 因此需要对避雷器由外部因素影响其内部温度的参数进行准确测量, 才能保证避雷器的安全保护作用。而SAW技术之所以能受到关注并且发展迅速是由它自身的特点所决定的。SAW的传播速度比电磁波要小5个数量级, SAW传播的过程中, 相比电磁波, 信号更容易被获取。利用这一特性可以使电子设备体积缩小, 重量减轻, 还可使其性能大大改善, 且SAW温度传感器具有许多独特的优点, 如高精度、高分辨率、数字输出、重量轻、体积小、功耗低、抗干扰、耐噪声、牢固可靠等。基于以上分析, 可进行试验验证其应用的可行性。

3 实验研究

3.1 实验前提与条件

避雷器的热稳定性主要取决于其内部氧化锌电阻片的热特性, 为了降低试验难度, 提高试验可操作性, 本文避雷器的热稳定性在比例单元中进行。按照标准规定使用已经验证合格的热等价瓷件作为比例单元的外部瓷套, 保证试验的科学性和严格性, 否则试验和试验结果将无任何意义[8]。长期试验表明, 比例单元的动作负载试验是考察电阻片热特性试验中最严格的一项, 本文主要进行动作负载试验考察避雷器的热特性。目前实验室有线测温元件中PT100温度测量较为准确, 可作为数据的对比参考。

3.2 实验装置

实验装置如图2框图及实物照片, 实验设备主要包括:电阻片和瓷套构成的比例单元, 用作试验试品;SAW温度传感器, 用于测量避雷器比例单元温度;信号读写器, 用于无线读取温度传感器的温度信号并通过RS232发送至PC机;示波器, 用于观察所加比例单元的冲击电压及波形;网络分析仪完成对SAW频率的测量;PT100热敏电阻的温度测试仪, 用于实时读取有线连接方式的温度, 外围实验电路主要包括雷电冲击电路、2ms方波电路见实物图和工频试验电路如图3所示。

3.3 动作负载试验及分析

将测量好的Φ115×Φ38×25电阻片和SAW温度传感器以及PT100热电阻一并放入比例单元内, 用性能良好的含锆陶瓷纤维毯铺盖, 满足隔热性和绝缘性;按照标准规定, 动作负载试验共分四个程序:初始测量、预备性试验、操作 (大电流) 冲击动作负载试验、测量和检查[9]。试验过程和要求比较繁琐和严格, 根据本文研究目的仅给出预热测温过程以及动作负载温度过程。

预热过程试验:其中预热是在上海某厂制造的101A-3型鼓风烘箱内进行温度设定62℃ (标准为 (60±3) ℃) 。由于烘箱内嵌温度计的精度以及悬空不能准确反映电阻片温度, 故烘箱的温度计本文不作参考, 只将SAW器件和PT100一并贴于阀片表面并放置于烘箱内, 每隔5min同时记录SAW装置和PT100装置的温度数据, 绘制温度曲线如图4所示, 曲线呈现出加电期间SAW器件测量的温度比PT100测量的温度高, 而在冷却散热期间SAW器件的温度比PT100温度低。作者认为:首先, SAW器件响应时间短, 读取速度快, 是PT100读取速度的10倍 (SAW读取速度100ms, 而PT100读取速度1s) , 当温度通过声表面波传递时, SAW首先感受频率变化, 在同一时刻温度会比PT100的读数高;而在冷却期间, 感受降温的速度也快, 故读数也会比PT100低。其次, SAW精度高, 误差不超过±0.1℃, 而PT100的测量误差是±1℃。

工频耐受试验:将预热到60℃的比例单元连接到外围试验电路中连续两次注入2ms能量, 温度迅速升高, 其实物及波形如图2 (b) 及图5 (a) 所示, 并按照规定施加升高的工频电压 (Uc*=3.01k V) 30min, 观察电流值 (Ic*=3.87m A) 如图5 (b) 所示, 试品温度仍每隔5min同时读取两种元件的读数。绘制动作负载中温度时间曲线如图6所示, 曲线特点仍然是温度上升期间SAW的温度比PT100的温度高, 而温度冷却期间前者比后者温度低。且在加电后期, 比例单元的温度开始出现下降, 停止加电后温度明显下滑。试验后观察被试电阻片外观无闪络、无击穿, 无裂痕, 可判定比例单元中的电阻片满足散热特性要求。

4 结论

在实验室开展避雷器比例单元的热特性动作负载试验, 验证了SAW无线无源器件用于实验室比例单元温度监测的准确性和精确性, 并为应用于避雷器在线监测提供了可能和思路, 认为可制作或者购买贴片型传感器放置于避雷器距离顶端1/2~1/3处的电阻片之间[9] (理论分析和红外探测证明此处为避雷器发热严重部位) 实现在线测量。此无源无线技术的应用提高了测量精度, 改进了测量方法, 对避雷器在线监测具有重要的现实意义和指导价值。

参考文献

[1]高新疆, 邓世建 (Gao Xinjiang, Deng Shijian) .金属氧化物避雷器温度检测方法的研究 (Metal oxide surge arrester for temperature detection method research) [J].工矿自动化 (Industrial Automation) , 2007, (4) :50-52.

[2]邓世建, 胡媛媛, 管城 (Deng Shijian, Hu Yuanyuan, Guan Cheng) .基于DS18B20的MOA温度远程监控系统设计 (The design of MOA temperature remote monitoring system based on DS18B20) [J].电子器件 (Election Devices) , 2011, 34 (2) :206-209.

[3]赵迷锁 (Zhao Misuo) .MOA在线监测技术的现状及发展 (MOA on-line monitoring technology and its development tendency) [J].中国科技信息 (China Science and Technology Information) , 2011, (10) :117-120.

[4]Stevens D S, Andle J C, Sabah S, et al.Applications of wireless temperature measurement using SAW resonators[A].Fourth International Symposium on Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication Systems[C].Chiba University, Japan, 2010, 30 (5) :564-567.

[5]Jeffrey C Andle, Sabah Sabah, Daniel S Stevens, et al.Temperature monitoring system using passive wireless sensors for switchgear and power grid asset management[A].MNC-CIGRE/CIRED, Malaysia T&D Asset Management Workshop[C].Malaysia, 2010.

[6]龚贻文, 谭兵, 刘文 (Gong Yiwen, Tan Bing, Liu Wen) .声表面波无线无源温度传感系统 (Surface acoustic wave wireless passive sensing system) [J].电气技术 (Electrical Tech.) , 2010, (11) :101-104.

[7]田爽, 郝淑娟, 赵军发, 等 (Tian Shuang, Hao Shujuan, Zhao Junfa, et al.) .带有温度监测的声表面波气体传感器 (The surface acoustic wave gas sensor with temperature detection) [J].南开大学学报 (自然科学版) (Acta Scientiarum Naturalium (Universitatis Nankaiensis) ) , 2003, 44 (2) :27-31.

[8]GB11032-2000.交流无间隙金属氧化物避雷器 (Metaloxide surge arresters without gaps for a.c.systems) (IEC60099—4:1991, idt) [S].

声表面波传感器 篇5

人工结构表面波近年来备受学术界关注。在光学中, 无论是金属表面的表面等离激元还是光子晶体表面的表面电磁态都可以通过人工表面结构来调制, 在此基础上人们实现了光的反常透射、定向激发以及亚波长汇聚等效应。在声学中, Zhao等人通过在二维流体基声子晶体表面引入单层声栅结构实现了声波的定向激发, 该工作随后被Jia等人在实验上得以验证。在本文中, 我们通过在声子晶体表面引入加强的栅结构来进一步增强声栅与表面模之间的耦合作用。本文利用COMSOL Multiphysics有限元软件进行了仿真研究, 计算表明这种加强栅结构对声准直效应具有很好的优化作用。

表面波色散性质分析

我们考虑一个由钢柱正方排列于空气中形成的二维声子晶体, 钢圆柱的半径为R =0.49a, 其中a为晶格常数。计算中所用相关材料参数为钢:密度=ρ7.67 ×103kg m3, 纵波波速c=l6.01× 103m s , 横波波速=ct3.23 ×103m s ;空气:密度ρ =1.29 kg m3, 纵波波速=cl0.34 ×103m s 。选择以上体系, 声子晶体可以获得非常宽的禁带, 且禁带下边缘频率较低, 这些有利于表面波的产生。图1 (a) 给出了完整声子晶体的带结构, 我们可以看到该声子晶体在归一化频率0.25 到0.95 之间产生了一个较为宽的全方向带隙, 这归因于声子晶体各组元间较大的阻抗差异。接下来, 我们沿着 (0, 1) 方向切割声子晶体引入一个表面。我们选取晶体层厚度为7a , 空气层厚度为8a , 长度为L =15a的超胞, 采用超胞法计算表面波的带结构。图1 (b) 给出了由超胞法计算所得色散曲线 (由图中实线表示) 。从图中我们可以看到, 实线所代表的模式具有如下两个性质:第一, 这些模式位于完整晶体的带隙范围内, 于是在晶体中这些模式是衰逝模;第二, 这些模式位于空气中的水线 (即kc , 其中为角频率, c为空气中的波速, 由图中虚线表示) 的右侧, 这说明这些模式在基体空气中是衰逝波。从以上两个性质我们可以得出结论, 图1 (b) 中实线所代表的模式正是声子晶体的表面波。

表面加强栅结构声定向辐射

图2 (a) 为带有单层声栅的晶体波导结构。我们在上节声子晶体中去除一层钢柱形成波导结构, 并在波导结构出口方向距离晶体表面0.5a的位置引入一层半径为0.4a的栅结构。从波导口发出的声波在晶体表面激发表面波, 这些表面波经单层栅结构调制后, 其性质由非辐射型转变为辐射型。当声栅结构的周期同表面波的周期满足耦合条件时, 声波将产生定向发射的效应。为了验证这一效应, 图2 (b) 和图2 (c) 分别给出了用COMSOL Multiphysics软件模拟的声定向发射效果的近场和远场能量分布图。我们可以看到, 尽管存在着一些向两边出射的分支能量, 声能量的主体部分表现出了较好的定向发射效果。为了优化这种定向发射效果, 接下来我们在原有声栅基础上引入了第二层栅结构, 由图2 (d) 示意给出。第二层栅的半径同样为0.4a, 其在水平方向的位置相对于第一层栅移动了0.5a的距离, 从而形成了两层错开的加强表面栅结构。按这种方式放置的第二层栅可以有效地将波导口两边表面波的能量更多地向中心汇聚, 从而加强定向辐射效果。图2 (e) 和图2 (f) 分别给出了加强栅结构定向辐射效果的近场以及远场声压分布图。通过与图2 (b) 和图2 (c) 进行比较, 我们可以明确看到, 双层声栅情形中更多的能量被聚集在波导口附近, 在远场得到了空间分布更好、辐射强度更高的准直束, 从而实现了对准直效果的优化。

结束语

声表面波传感器 篇6

随着人们对岩体声发射现象研究的深入, 越来越多的研究结果表明, 现有岩体声发射信号监测系统存在以下不足[1,5]: (1) 岩体声发射信号受多种因素影响, 声发射特征参数不能完全反映实际岩体声发射信号的变化规律; (2) 岩体声发射信号微弱且极易受到干扰, 导致声发射特征参数计算存在误差, 且误差范围难以确定; (3) 使用有线电缆连接传感装置和监控计算机, 当传感装置和监控计算机距离较远、监测点数量较多、监测点经常变动时, 布线、供电、维护等变得困难且成本急剧增加; (4频率响应范围仅为20 Hz~20 k Hz, 难以满足不同岩体工程需要; (5) 数据传输速率为2.4~38 Kb/s, 难以完整、实时传输测量数据。

针对上述问题, 基于无线传感器网络[6]和压缩感知技术[7], 本文提出一种新型岩体声发射信号监测系统。该系统使用无线通信网络连接各声发射信号监测点, 使用压缩感知技术实现原始测量数据的压缩存储与远程传输, 可有效满足实际应用要求。

1 总体设计

1.1 需求分析

声发射信号传感器的频率响应范围应覆盖岩体声发射信号频率范围 (约为200 Hz~80 k Hz) 。对于特定灵敏度的声发射信号传感器, 应根据应用来估算有效接收范围, 且尽量安放在声源点附近。岩体声发射信号监测系统除了传递声发射信号特征参数外, 还应传送原始测量数据到监控计算机, 应使用无线网络连接系统中的各个模块, 以满足监测点数量变化、监控点移动、功能扩充等需求, 且应该减少系统安装、布线、维护工作量。此外, 岩体声发射信号监测系统应该具有性价比高、可靠性和灵活性都强、适应性广泛及安装维护方便等优点。

1.2 总体设计

需求的实现关键是无线传输大流量测量数据。针对该难点, 研究人员从传感器节点设计和网络设计等角度[8,9]提出一些方案, 但这些方案难以处理高频声音信号, 难以实现声信号远程传输, 且系统成本较高。受现有方案启发, 结合无线传感器网络、压缩感知等技术, 本文提出如图1所示的岩体声发射信号监测系统。该系统主要由采集节点、汇聚节点、监控主机和连接三者的无线通信网络构成。

2 硬件设计

2.1 硬件体系结构

硬件设计主要是开发采集节点和汇聚节点, 为实现较大流量声音数据的存储、计算和传输, 节点应具备较丰富的计算、存储、带宽等资源, 本文设计的传感器节点结构如图2所示。节点主要由主板、通信模块、传感器模块构成。传感器模块实现岩体声发射信号采集、前置放大和滤波。主板对传感器模块输出信号进行采样、处理, 并实现存储、通信、电源等管理功能。通信模块实现数据收发和网络硬件管理。节点采用模块化设计, 在主板上扩展不同电路模块, 可分别实现采集节点和汇聚节点的功能。

2.2 传感器模块设计

采集岩体声发射信号的传感器模块如图3所示。声/电转换传感器采用锆钛酸铅压电陶瓷环, 其灵敏度为5 m V/pa, 频率响应范围为10 Hz~90 k Hz。前置放大器为AWA14604。声/电传感器、前置放大电路和连接电缆被封装在直径30 mm、长度100 mm的外壳中, 构成传感器探头, 以便安装时可尽量接近声源点。前置放大器频率响应范围为5 Hz~100 k Hz, 输入阻抗≥2 GΩ, 电压增益为40 d B, 输出阻抗≤50Ω, 传感器探头输出信号经带通滤波器送入主放大器LMV822, 主放大器电压增益为20~60 d B, 频率响应范围为10 Hz~200 k Hz, 主放大器将输入信号放大到伏特级后送入主板ADC。

2.3 通信模块设计

通信模块选用支持Zig Bee协议的低功耗射频模块MRF24J40MB, 其数据通信速率为250 Kb/s, 工作频段为2.40~2.48 GHz, 典型灵敏度为-102 d Bm, 最大射频输入为-23 d Bm, 典型输出功率为+20 d Bm, 发送功率控制范围为56 d B, 射频覆盖范围为1 300 m, 采用SPI接口与主板连接。

汇聚节点需要根据实际情况配置其他通信模块, 以便与监控主机进行数据交换。本文使用WCDMA通信模块EM770W建立汇聚节点与监控主机的连接。EM770W内置有TCP/IP协议栈, 支持GSM、GPRS和HSDPA多种工作模式。HSDPA模式下的上行通信速率可达到2 Mb/s, 下行通信速率可达到7.2 Mb/s。GPRS模式下的上行和下行通信速率均可达到236.8 Kb/s。通过标准串行口与主板连接, 主板使用AT指令集控制该模块。

2.4 主板设计

主板是整个节点的硬件核心, 主要由处理器、外部存储、电源和扩展接口等单元电路构成, 其硬件结构如图4所示。

考虑到主板要对声音信号实时采集和处理, 还要连接各种扩展电路模块, 因此, 主板硬件核心选用32 bit数字信号处理器TMS320F2812。其工作频率最高150 MHz, 集成了256 KB的Flash、36 KB的SRAM, 16通道12 bit精度ADC, SPI、UART等外设。利用TMS320F2812的集成外设, 主板扩展了2 MB的SRAM芯片CY7C1061、32 KB的EEPROM芯片25LC256等资源, 以满足大流量数据暂存、工作参数永久存储等需要。

各模块电路所需电源由主板提供, 支持12~36 V电池供电;所有电源变换使用DC/DC芯片以提高转换效率。汇聚节点中供给WCDMA模块的电源使用了LDO芯片MIC29302, 以提供1.6 A大电流;利用LM393构建欠压保护电路, 当电池电压过低时, 以中断方式提醒节点保存数据且发送报警信号给监控主机。

3 软件设计

根据应用需求和硬件构成, 系统软件主要包括监控分析软件和数据采集软件两部分。

3.1 监控分析软件

监控主机通过串行口连接通信模块EM70W, 与岩体工程现场的汇聚节点交换数据。监控主机运行的监控分析软件主要实现以下功能: (1) 网络管理。将用户指令 (节点开关机、采样频率设置等) 发送给采集节点。 (2) 信号分析。对接收到的声发射信号数据进行数据重建、频谱分析、声源点定位等处理。 (3) 辅助功能。实现人机交互、数据存储、故障报警等功能。

3.2 数据采集软件

运行在传感器节点上的数据采集软件采用C语言和汇编语言编写, 在TI公司的数字信号处理器集成开发环境CCS3.1中进行编译和调试, 并通过编程器SEED-XDS560PLUS将编译好的目标代码写入TMS320F2812的片上Flash存储器中。数据采集软件结构如图5所示。

为降低软件开发难度、提高运行实时性和资源管理效率, 以便于扩展节点功能, 数据采集软件使用了嵌入式实时操作系统μC/OS-II和Zig Bee网络协议栈[10]。在这些商业软件的支持下, 信号采集、数据压缩、网络通信等应用功能都可实现为受μC/OS-II管理的、具有不同优先级的任务函数, 各任务函数的编写、调用如图6所示的有限状态机模型进行。

3.3 数据压缩与恢复算法

为减少采集节点能耗, 充分利用有限带宽资源, 采集节点需对大流量声发射信号测量数据进行压缩, 以计算量增加换取数据通信量减少。因此, 软件设计的重要内容就是数据的压缩与恢复算法的选择和实现。

现有数据压缩算法难以直接移植到资源有限的采集节点上[11], 因此, 在参考文献[12-14]基础上, 本文使用压缩感知技术来实现采样数据的压缩、传输和重构。压缩感知技术的核心思想如下:

考虑实数域上有限长一维离散时间信号x (x∈RN×1) , 如果存在某组稀疏基Ψ, 使得:

成立, 则称x在基Ψ上是K稀疏的。其中, z∈RN×1, 且z中只有K个非零值或较小值;Ψ∈RN×1, N为信号维数。

在此基础上, 如果可构造一个测量矩阵Φ, 使得以下公式成立:

则可通过求解式 (3) 所示l0范数意义下的最优化问题:

如此则y=ΦΨz (3由此可得到x的精确或近似逼近x赞, 即:

其中, Φ=RM×N为测量矩阵或投影矩阵, M为观测值维数, 且M远小于N;y∈RM×1为x在测量矩阵Φ上的投影或测量值, x赞、z赞为x、z的精确或近似逼近。

由于原始测量数据被大幅压缩, 导致式 (3) 成为一个欠定问题, 使得从压缩数据中不能准确重构原始测量数据。但通过合理选择Φ和Ψ, 使其满足有限等距特性准则或不相关, 可将式 (3) 转换为l1范数意义下最优化问题:

z赞=min‖z‖1如此则y=ΦΨz (5)

式 (5) 是一个凸优化问题, 可方便地化简为线性规划问题, 利用内点法、梯度投影法、二阶圆锥规划、匹配追踪法等方法求解, 实现原始测量数据的精确重构。

在本文设计中, 稀疏基选择快速傅里叶变换, 测量矩阵选择高斯随机矩阵, 信号恢复算法选择内点法;信号维数、观测值维数根据实验确定;式 (1) 、式 (2) 的计算在采集节点上进行, 而式 (4) 、式 (5) 的计算在监控主机上完成。

4 现场应用

4.1 现场条件

将本文设计的系统应用在某高速公路一段存在垮塌隐患的边坡稳定性监测现场。现场配置了13个采集节点, 1个汇聚节点, 构成星形网络;采样频率为200 k Hz、采样精度为8位, 声发射事件预置阈值电压为0.2 V, 大事件预置阈值电压为0.5 V;监控主机选择具有最大声发射事件率的采集节点传输原始测量数据;WCDMA模块与监控主机间的数据传输使用HSDPA方式;采集节点和汇聚节点配置9 V/9 Ah锂电池, 汇聚节点配置12 V太阳能电池;节点间时间同步、网络地址分配等方法同参考文献[10, 15]。

系统运行前, 现场读取一段声发射信号原始测量数据, 在计算机上对这些数据进行压缩与恢复, 以验证压缩与恢复算法性能并确定信号维数N和测量值维数M。系统运行后, 将现场读取的声发射信号原始数据与监控主机的接收数据进行对比, 以验证系统能否实现声发射信号测量数据 (特别是数据量较大的原始测量数据) 的可靠传输。

4.2 使用结果

主要测试结果如图7~10所示。从图7、图8可以看到, 压缩感知技术能对原始采样数据进行较大压缩, 采样数据个数越多, 压缩效果越明显。然而, 较大地占用了更多的存储空间, 式 (1) ~式 (5) 的计算也变得复杂。观测值个数M越多, 信号恢复误差越小, 当M达到一定数量时, M再增加并不会使信号恢复误差显著降低。因此, 本文设定N=1 024, M=74。

图9给出了现场记录的原始声发射信号与监控主机接收到的声发射信号之间的对比, 二者并无明显差别。图10给出了任意24 h之内, 采集节点发出的每一个数据包到达监控主机的平均延迟时间曲线, 所有数据包的延迟时间均小于2.5 s。从而表明本文系统可有效实现声发射信号测量数据的实时、可靠传输。

本文对现有岩体声发射信号监测系统的不足进行了分析, 在此基础上, 利用无线传感器网络和压缩感知等技术, 提出一种新型岩体声发射信号监测系统设计方案, 详细给出了系统硬件和软件设计方法, 并将其应用于高速公路边坡稳定性监测中。测试结果表明了该系统设计方案的合理性和可行性。与现有岩体声发射信号监测系统相比, 本文系统不但支持声发射信号原始测量数据的实时传输, 同时具有适用范围广、扩展性好、灵活性高、维护方便等特点。

摘要：在分析了现有岩体声发射信号监测系统存在局限性的基础上, 利用无线传感器网络和压缩感知技术, 设计了一种新型岩体声发射信号监测系统, 详细叙述了系统结构和软硬件实现方法, 并将其应用于高速公路岩体边坡稳定性监测。实际应用结果表明, 系统设计方案合理可行, 且由于使用了压缩感知技术, 在采样频率为200 kHz的情况下, 也可实现声发射信号原始测量数据和特征参数的远程、实时、可靠的无线传输。