音频信号采集

关键词： 电平 音频

音频信号采集（精选八篇）

音频信号采集 篇1

1 系统设计方案

整个系统对四路模拟音频信号同时进行采集,得到的信号在DSP中进行算法处理,其他音频模拟信号分帧进入A/D转换芯片等待转换。转换后得到的数字信号,分帧输入到DSP中进行滤波算法高速处理。采用DSP的Mc ASP完成数字音频信号的接收和发送功能,通过D/A转换成模拟音频信号,经过放大电路输出音频。设计方案如图1所示。

2 硬件电路设计

2.1 硬件芯片

2.1.1 音频处理器

TMS320DM642是美国德州仪器公司(TI)推出的一款面向数字多媒体应用的32位定点DSP芯片,它保留了C64x原有的内核结构,工作频率可以达到600 MHz,每秒可执行指令数4 800 MIPS。具有丰富的外设接口,其Mc ASP接口主要应用在多路音频处理中,提供可以完全独立工作的数据接收部分和数据发送部分。

2.1.2 音频转换芯片

TLV320AIC23B是美国TI推出的一款高性能的立体声音频Codec芯片,其内置输出放大器,并且输出和输入都具有可编程增益调节。在该芯片内部高度集成了模数转换(ADC)和数模转换(DAC)部件,可以在8~96 K范围内采样,ADC和DAC的信噪比分别可达到90 d B和100 d B。同时,TLV320AIC23B具有低功耗的特性,回放模式下功率仅为23 m W,省电模式下小于15 m W[3]。

2.2 TLV320AIC23B和TMS320DM642的接口

TLV320AIC23B与DSP处理器的接口有两个,一个是控制口,用于设置TLV320AIC23B的工作参数,另一个是数据口,用于传输TLV320AIC23B的A/D、D/A转换数据。在系统中,将TMS320DM642的Mc ASP的帧同步配置成Burst模式,与TLV320AIC23B数据口接口;使用IIC总线与TLV320AIC23B的控制口接口。其硬件连接如图2所示。

图2中Mc ASP接口与4片TLV320AIC23B芯片连接,完成4路音频信号的采集。MODE引脚接地,把4片TLV320AIC23B中的U1、U3的NCS引脚接地,另两片U2、U4的NCS引脚接VCC。为了使用TLV320AIC23B的IIC接口配置内部寄存器,需要额外采用1片SN74CBT3257对4片TLV320AIC23B的IIC接口分别控制,SN74CBT3257的端口选择信号由TMS320DM642的GPIO引脚输出[4]。Mc ASP的AXR[1]、AXR[3]、AXR[5]、AXR[7]分别为4路的数据输入,AXR[0]、AXR[2]、AXR[4]、AXR[6]为数据输出,4个通路的帧同步信号、发送与接收时钟是共用的。

2.3 TLV320AIC23B的数据口

TLV320AIC23B的数据口有四种工作方式,一般采用DSP和IIS两种模式。其区别仅在于DSP的Mc ASP帧同步信号的宽度。前者的帧同步信号宽度可为一个位长,后者的帧宽度必须为一个字长。系统中采用DSP模式,实现数据接口的无缝连接。当Mc ASP为从模式时,Mc ASP的接收时钟与帧同步信号都由TLV320AIC23B提供;当Mc ASP为主模式时,Mc ASP产生所有的信号。并采用EDMA访问数据端口、读写音频数据,Mc ASP接口的发送事件或接收事件产生时,EDMA自动接收或发送数据,无需CPU的参与。其在DSP模式的时序如图3所示。

2.4 TLV320AIC23B的控制口

TLV320AIC23B芯片的控制端口信号包括片选引脚NCS、控制端口时钟信号引脚SCLK、控制端口数据信号引脚SDIN和控制端口模式选择引脚MODE。其控制端口支持三线SPI协议和两线IIC协议,两类接口选择由MODE引脚状态决定。在系统中,将MODE引脚接地,配置为IIC接口。使用IIC总线对TLV320AIC23B配置的时,IIC总线选择7位地址的寻址方式,并由于TLV320AIC23B只有写操作无读操作,因而其通讯协议为每个WORD的前7-Bit为寄存器地址,后9-Bit为寄存器内容[5,6]。每片TLV320AIC23B只有两个不同的IIC从设备地址,由NCS引脚状态决定,当NCS引脚为低电平或高低平时,芯片的IIC设备地址分别为0011010和0011011,即一个IIC总线只能配置两片TLV320AIC23B。因此,系统采用多路信号开关SN74CBT3257把TMS320DM642的IIC总线切换成两路IIC总线实现对4片TLV320AIC23B的配置。

3 软件设计

DSP的软件设计的主要任务是初始化和实现语音处理算法。在开发DSP应用程序时,可以在CCS环境下编程,利用TI提供的相关驱动程序,这样可以节省开发时间,降低程序开发难度[7]。

3.1 配置IIC总线

利用CSL库中的IIC_open函数和宏进行复位并返回总线句柄,然后利用总线句柄和总线控制器的值组成结构体作为IIC_config的参数配置总线,以满足控制接口的配置[8]。

3.2 TLV320AIC23B的初始化

在设计音频处理程序时,需要配置TLV320AIC23B的控制寄存器。ANAPATHREG寄存器用于控制模拟音频通道,模拟音频信号来自麦克风,则该寄存器的值设为0x0015;模拟信号时音频信号,该寄存器值设为0x0011。DIGIFREG寄存器用于设置音频接口工作模式,将工作模式设置为DSP模式,其值为0x0043。SAMPLERATEREG寄存器用于设置A/D、D/A的采样率,设SAMPLERATEREG的值为0x000D,将A/D、D/A的采样率都设置为8 KHz。

3.3 Mc ASP的初始化

在使用Mc ASP串口时,需要考虑很多因素,如时钟源、数据引脚、数据格式、数据传输模式等[9]。Mc ASP的配置可以通过设置各个控制寄存器来进行,设置PFUNC寄存器,使能Mc ASP的各引脚;设置PDIR寄存器,配置Mc ASP口引脚的输入、输出方向;设置AFSXCTL寄存器,设置时钟和数据格式;设置XFMT寄存器,高16位为有效掩码;设置XTDM寄存器中的XTDMS0和XTDMS1字段有效。设置SRCTL寄存器,配置串行器引脚。

3.4 音频信号处理算法

音频信号经过A/D转换采用之后,混合进入大量量化噪声和机器噪声,在DSP中使用滤波算法处理除掉信号中的干扰成分。为了保证信号的线性相位和稳定性,采用FIR滤波。对采集的音频信号处理后利用CCS3.3在计算机上实时显示,图4和图5分别为滤波前后的时域波形和频域波形。

通过图4和图5可以看出,输入的音频信号通过设计好的硬件电路,将采集到的数据经过算法处理程序,在时域和频域上,原始波形上的不规则毛刺得到了平滑。算法处理程序有效去除了混入的干扰信号。

4 结束语

设计了TMS320DM642和4路音频芯片TLV320AIC23B的接口电路,并给出了软件设计方法。实现了DSP对TLV320AIC23B的配置和数据通信,完成对4路音频信号的A/D转换采集,并对其中一路信号进行了FIR滤波处理。在CCS3.3上调试后,实现了处理后的音频信号的回放。处理后的语音清晰、稳定,可以满足各种嵌入式产品的语音需求。

参考文献

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广播电台音频信号电平的掌握 篇2

音频信号电平的大小，直接影响信号的质量指标，如信杂比、失真度和频响。电台的工作人员天天与音频信号打交道，应能正确地掌握信号流程环节中的电平大小，否则节日质量就难以保证。现在一些地方台的节目尤其是直播节目，在本地收听就象听远方电台的广播一样，声音忽大忽小，有时把音量开到最大也难以收听好。给我印象深刻的是，某些台的技术部负责人，对送入调频发射机的音频信号的大小，不是根据调制度来定，而是根据收音机上音量指示的大小而定。这种情况，实属个别，但很说明问题。还有，在社会上，许多音像制品，其输出电平也很不一致。可见信号电平把握不准现象，还是随处可见。

2、节目录制造成电平不准确

电台节目录制，通常使用盘式磁带。信号录在磁带上，其磁平的大小是以磁通量的大小来表达的。带速不同，其工作磁平也不同。以常用的两种带速为例；带速为19cm/秒，工作磁平为160nwb/m；带速为9．5cm／秒，工作中磁平为125nwb/m。但实际工作过程中，我们并不要掌握磁平的大小，而只需使最大录音音量控制在0VU；就可保证磁带上的信号具有规定的磁平。由于VU表示的是平均值，当录音信号达0VU时，其峰值已达到4dB。

现地方台大都使用价廉的录音座和盒式带录制节目。卡座上的LED指示器，液晶带状电平表，荧光指示等音量指示，它能反映音量的瞬时值，用它来录音时，其最大录音电平应达4dB。一些人将0dB当成0VU，因而录出来的节目信号电平偏低，造成音轻或信杂比低。

3、节目信号在调制发送时造成的偏差

节目的发送，无论是中短波发送还是调频发送，送入发射机的音频信号大小应以调制度大小为准则来进行调整。调制度以百分数表示，最大为100％。对调频发送，调制度以频偏△f表示，△f=7．5kHz相当于100％的调制度。调制度大小必须严格控制。为此；在音频信号进入发射机前，一般要加限幅器，不过，一些台由于经费问题将它也精减了。调制度掌握不好，其影响是多方面的，如调幅发射，当调制度大于100％时，则属过调制引起失真，调制度过小时则使发送功率减少，影响覆盖范围。调制度一般控制在90～95％，但有的节目如交响乐等音乐节目，其动态范围大，其调制度的大小就会相差许多。

4、节目源信号电平至关重要

广播电台的节目信号，来源不同，其电平也不同。而这些信号须进入各种设备进行处理后才进入载体(磁带或发射机)，这些设备的输入电平都有一定的规定。若低于最小值，则尽管把音量放大置于最大位，也可能达不到所要求的电平，即使达到了，其噪声也是很大的。若等于最大值，则会引起前级过载产生失真，一旦前级失真。则后面的讯号都无法恢复。所以，确保节目源信号电平至关重要。

音频信号采集 篇3

LabVIEW是美国NI公司1986年推出的一种图形化的编程语言和开发环境。作为虚拟仪器开发平台,由于其图形化的编程方式具有简单易学、直观方便、功能强大等特点,是很多工程设计人员进行虚拟仪器开发的首选。生产者/消费者设计模式是NI公司最新推出的程序设计概念,它从主/从设计模式发展而来,生产者/消费者设计模式将生产和消费数据速度不同的任务分开处理,大大提高了不同速率的多个循环之间数据共享的能力,对于多任务处理和实时性、连续性要求严格的程序设计,生产者/消费者设计模式是较好的选择。

在虚拟仪器系统中,硬件解决信号的输入和输出,软件可以方便地更新仪器系统的功能,以适应不同使用者的需要。其中信号的输入部分一般使用数据采集卡实现,商用的数据采集卡具有较大的通用性。普通声卡具有16位的量化精度、数据采集频率是44 kHz,完全可以满足特定音频信号范围内数据采集的需要,个别性能指标还优于商用数据采集卡,而价格却为商用数据采集卡的十几分之一甚至几十分之一。若保证信号采集的逼真性,在采集过程中的连续性和实时控制显得尤为重要。本文以LabVIEW为平台,着重介绍了生产者/消费者模式的实现,以及在实时控制的连续音频采集系统中的应用。

1 生产者/消费者设计模式概念及其实现

1.1 生产者/消费者设计模式概念

生产者/消费者设计模式包括多个并行循环,每个循环以不同的速率执行任务。一个循环作为生产数据的循环,其他循环作为消费数据的循环。生产数据的循环控制所有消费数据的循环,并且使用通信技术与它们进行通信。

1.2 生产者循环与消费者循环之间的通信

在LabVIEW程序设计过程中,变量(局部变量和全局变量)、通知器、队列常用于多个循环之间传递数据。

LabVIEW中的变量是程序框图中的元素,通过它可以在另一位置访问或存储数据。 根据不同的变量类型,数据的实际位置也不一样。 局部变量将数据存储在前面板的输入控件和显示控件中, 全局变量和单进程共享变量将数据存储在特殊的通过多个VI可以访问的仓库中。不管变量将数据存储在何处,所有的变量都可以在不使用连线连接两个地方的条件下把数据从一个地方传递到另一个地方,而不必使用正常的数据流。但是变量的使用有着其自身的缺点,变量不仅不能保证各个循环之间的同步,而且使用变量会破坏LabVIEW 的数据流模式,在对变量进行读写操作时容易产生内存拷贝,浪费内存资源,影响系统运行效率。

变量还允许竞争状态的出现,竞争状态不容易识别和调试,因为输出取决于操作系统执行排定的任务和外部时间定时的顺序。 任务之间和任务同计算机之间的交互方式,以及外部时间的任意定时都使这种顺序变得随机。 很多情况下,带有竞争状态的代码会在数千次测试中返回相同的结果,但仍然可能会在运行时返回一个不同的结果。

对生产者/消费者设计模式的一个更有效的实现是使用通知器和队列使数据传输保持同步。 通知器在发出数据可用的通知时,将同时发送数据。使用通知器将数据从主循环传送到从循环消除了和竞争状态相关的问题。 使用通知器还有同步的好处,因为数据可用时,主从循环都已完成定时,并准备实现一个良好的生产者/消费者设计模式。但是通知器不会缓冲数据,如果主循环在从循环读取第一份数据之前发送另一份数据,那么原来那份数据就会被覆盖并丢失。队列类似于通知器。但它可以存储多份数据,默认情况下,队列按照 FIFO(先进先出)的方式执行。因此,第一份插入队列的数据,也是第一份从队列中删除的数据。在实时控制的连续音频信号采集过程中,由于需要处理许多用户界面的事件,为了不造成数据丢失,选择队列在各个循环之间传递数据,实现过程如图1所示。

如图1所示,在循环开始使用 “获取队列引用”函数之前,队列就已经创建完毕。 生产者循环使用 “元素入队列”函数向队列中添加数据。 消费者循环使用 “元素出队列”函数从队列中移除数据。 消费者循环一直到队列中的数据可用时才执行。

可见,在此生产者/消费者设计模式中,两个循环均被同步为与生产者循环一致。消费者循环只在队列中的数据可用时才执行。这样就保证了消费者循环执行任务的连续性和高效性。并且,队列用于循环之间的数据传递,创建全局可用的位于队列中的数据,而且在添加新的数据到队列时,避免了丢失数据的可能性。

2 实时控制的连续音频信号采集系统

2.1 声卡简介

从数据采集的角度看,声卡是一种音频范围内的数据采集卡,是计算机与外部模拟量环境联系的重要途径。一般声卡都是由以下几部分组成:声音控制/处理芯片,功放芯片,声音输人/输出端口等。

声音控制/处理芯片是声卡的核心,集成了采样保持、A/D转换、D/A转换、音效处理等电路,它决定了声卡的性能和档次,基本功能包括对声波采样和回放控制、处理MIDI指令等,有的厂家还加进了混响、合声、音场调整等功能。

功放芯片完成信号的功率放大以推动喇叭发声工作。声音输人/输出端口是音频信号的输人和输出,它主要有外接端口和内接端口。外接端口有“SPK Out”喇叭输出端口,“Wave Out(或Line Out)”线性输出端口,“Line In”线性输人端口,“MIC”麦克风输人端口,还有MIDI端口,连接电子乐器以及连接游戏控制器。内接端口是内置的输人/输出端口,是CD音频接口,通过3~4针的音频线直接连接。Line In接口和MIC都可以用于外部音频信号的输入,只不过后者可接入较弱的信号,幅值大约为0.02~0.2 V,显然这个信号较易受到干扰,因而常使用Line In,它可接入幅值约不超过1 V的信号。

市面上的声卡主流都是16位的,声卡的最高采样频率是44.1 kHz,民用的声卡一般将采样频率设为4档,分别为44.1 kHz,22.05 kHz,11.025 kHz和8 kHz。与一般的数据采集卡不同,声卡的D/A和A/D功能都是连续状态的。

2.2 具体设计

根据声卡的性能指标,将声卡初始设置为双声道、44 100 Hz采样频率、16位采样精度。要使采集到的音频信号达到逼真的效果,要求信号的采集过程保持连续,但实时控制要求程序对用户界面的控件做出响应,这就在采集的连续性和对用户的响应方面产生了矛盾。本音频信号采集系统,运用生产者/消费者程序设计模式,很好地解决了这一矛盾,使生产者循环完成对用户界面的响应,消费者循环完成音频信号的采集任务,从而不仅提高了整个信号采集过程的效率,而且使采集的语音信号效果逼真。图2是实际音频信号采集系统前面板。

主要程序框图如图3所示,在循环开始前,使用“获取队列引用”函数创建消息队列。 生产者循环使用 “元素入队列”函数向队列中添加数据。消费者循环使用“元素出队列”函数从队列中获取消息并移除数据。

该设计模式允许消费者循环以固有速度采集信号的同时,生产者循环完成对用户界面的响应,生产者循环中采用事件结构,事件结构的延时时间为100 ms,采用轮询操作,处理用户界面各个控件的响应,对信号采集进行实时控制,同时为了不影响消费者循环中信号采集的连续性,并不是每一个用户事件都通过队列产生消息,通知消费者循环重新配置信号采集,只有在声卡配置参数(采样点数、采样率)发生改变时,生产者循环使用“发送通知”函数产生消息,以便通过“等待通知”函数通知消费者循环。

消费者循环内部是状态机结构,在第一次循环时进入“SetUp”分支,进行声卡的初始化配置,从下次循环开始,在其他控件发生改变而有关声卡配置的参数不发生变化时,生产者循环不会产生消息队列,消费者循环中在“daq”分支和“Wait”分支间进行,“Wait”分支仅检查消息队列中是否有消息,如果没有转“daq”分支进行数据采集,而不会进入声卡配置的“SetUp”分支,这样不仅保证了独立的采集过程不受影响,而且由用户界面引起的任何延时 (如显示对话框)都不会导致采集过程的循环操作产生延时,从而保证采集音频信号的连续性。

在用户改变声卡配置参数发生时,生产者循环响应该事件,“元素入队列”函数向队列中添加消息,消费者循环“Wait”分支中的“元素出队列”函数从队列中移出消息,在下次循环时进入“SetUp”分支进行声卡参数配置,然后转入“daq”分支继续进行信号采集。在“daq”分支中除进行数据采集外,还对信号进行功率谱分析,并将信号保存在一个硬盘文件中。

通过大量实验发现采用生产者/消费者设计模式设计的音频信号采集系统能够有效避免在采集过程中出现的声音中断和失真现象,较之以前基于其他模式的设计有一定的优势。

3 结 语

在LabVIEW程序设计过程中,并行循环之间的数据传递必须进行妥善处理,否则就会出现死循环等预想不到的错误。该文介绍的生产者/消费者设计模式不仅使并行循环间传递数据的逻辑关系更加简洁明了,使得程序的修改维护更加方便,而且大大提高了程序运行的效率。本文只是利用一个简单的实时控制的连续音频信号采集系统介绍了此模式的应用,阐明了这种设计模式的思想,在用LabVIEW设计如网络通信程序等要求准确且响应速度快的实时控制程序时,生产者/消费者模式有很好的借鉴意义。

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数字音频信号接口技术 篇4

在采用电缆连接不同的电视设备传输数字音频信号时, 有两种接口类型。第一种双绞线的平衡方式传输信号, 电缆连接头是XLR型, 由AES/EBU (Audio Engineering Society即美国音频工程协会和European Broadcast Union即欧洲广播联盟) 规定;第二种是使用同轴电缆的非平衡方式传输信号, 电缆连接头是BNC型, 由SMPTE 276M建议规定。

我国广电总局行业标准GY/T 158-2000《演播室数字音频信号接口》 (Digital audio signal interface for broadcasting studios) 是参照AES/EBU标准制定的。

1 数字音频接口

1.1 AES/EBU数字音频接口

如图所示为一个AES/EBU编码器对数据样值进行编码的简单框图 (图1)。

AES/EBU数字音频接口标准时传输和接收数字音频信号的数字设备接口协议。标准中规定, 音频数据必须以2的补码编码, 传输介质是电缆, 在串行传输16bit-20bit的并行字节时先传输最低有效位, 必须加入字节时钟标志以表明每个样值的开始, 最后的数据流为双相标志码编码等。

1.2 接口信号格式

接口可以对取样频率为48Khz, 44Khz和32Khz, 量化比特数位24, 20, 16的数字音频信号进行实时传输, 并能提供辅助信息, 这些辅助信息可以向接收端提供所传输数据的各种重要参数, 如误码检测和同步信息等。

2 数字音频数据的结构

2.1 数字音频数据的帧结构

一个音频帧包括两个32比特的子帧 (子帧1和子帧2) , 一个子帧只包括一个音频声道的一个样值数据:20比特同步数据和4个附加比特。如 (图2) 所示。

4个附加比特:

有效比特 (V) :样值数据是音频且可进行D/A转换, 则此比特置0。否则样值有问题, 接收设备将输出静音。

用户比特 (U) :送至一个28×8bit的存储器。一个音频块中每个声道有192个子帧, 因而该存储器中有192个用户比特。

通道比特 (C) :送到一个28×8bit的通道状态存储器。此比特对于音频数据内容的标识非常重要。

通道状态存储器描述了在AES/EBU数据流通道中比特分配及其含义。例如的字节0的比特0表示是家用级还是专业级, 如果通道用于消费, 字节0中比特0置0;用于专业时置1。

奇偶校验比特 (P) :通常为偶校验。偶校验确保在一个子帧的64个双相标志码元中1的数目是偶数。奇偶校验比特可以检测在传输中发生的奇数个错误。一些设备忽略此比特或者没有正确地处理这种标识。

2.2 数字音频的块结构 (Block Structure)

每192个音频帧构成一个块。在数据流中用标志符Z标识每个块的开始。在一个48kHz抽样的系统中每个音频帧的时间是20.83s。一个AES/EBU块的时间为20.83s×192=4000s。

三种4比特的同步数据的意义:Z:表示每个音频块第一帧的开始。X:表示一个块内其余每帧的开始。Y:表示每个帧的子帧2开始。

这些同步数据长度均为4比特, 与子帧中其它数据结构不同, 不用双相标志码编码。

3 AES/EBU数据特性

抽样频率为48Khz时总数据率为32×2×48000=3.072Mbps。在双相标志码编码后, 数据传输率提高到两倍为6.144Mbps。双相标志码的频谱能量在6.144MHz的倍频处为0。

同步字包括三个低单元和随之而来的三个连续的高单元。在AES/EBU信号频谱中占据一个低的基频, 3.072/3=1.024MHz。

每个音频帧包括64bit, 每20.83s发出一帧。帧中的一个数据比特持续时间为325.5ns, 一个双相标志码比特单元时间为163ns。由一些数据流比特叠加产生的眼图眼宽时间为163ns

3.1 通道编码

为了减少传输线上的直流分量, 利于数据流中恢复时钟, 并使接口不易受连接极性的影响, 每个子帧32个bit的后28个bit (4～31) 采用双标志编码。双标志编码的编码特点是在码元“0”或“1”的边沿都有电平跳变, 而对于码元“1”, 在每个比特周期的中央又有一次跳变, 这种码的数据信号内没有直流分量, 因而可用变压器耦合, 而且不怕相位反转, 有容易从输入数据流中根据跳变提取时钟。

3.2 前置码

前置码是个特定的格式, 用于子帧、帧和块的同步和识别。

为了能够在一个取样周期内实现同步, 并使这种处理完全可靠, 前置码采用与双相位标志码不同的规则, 从而避免出现与前置码相似的数据状态。

有三种前置码, 前置码分配在每个子帧的前4个比特传输, 并用8个连续的状态表示。前置码的第一个状态总是不同与前一个比特 (奇偶校验比特) 的第二个状态。根据这个状态限定方法, 前置码如 (表1) 。

4 平衡传输接口电特性

连接电缆应采用屏蔽层的平衡电缆, 在0.1MHZ～6.0MHZ频率上电缆标称特性阻抗为110欧姆。从结构上看, 接插件使用了常见的XLR型接插件。平衡信号由平衡的双绞线和带屏蔽层的传声器型电缆传送。输入和输出都规定为变压器耦合, 而且不接地。双绞线特性阻抗为110欧姆, 发收两端必须有110欧姆匹配电阻。这种连接的电缆长度可达到100米, 不致对信号造成过分的劣化。

AES/EBU专业格式接口特性如(表5) :

5 数字音频嵌入数字视频频数据流

数字音频数据可以嵌入数字音频SDI流得每一行的HBI (行逆程) 中的辅助数据空间中传送。对于如何将音频和视频在同一条信号中传输, ITU-R BT.1305号建议书对此作出了规定。我国广电总局的行业标准GY/T 161—2000《数字电视附属数据空间内数字音频和辅助数据的传输规范》等效采用了ITU-R BT.1305号建议书。

按HBI计算, 一行中可容纳的辅助数据为:144-8-6=130B或1040bit (按8bit计算)

公式中的8B为EAV和SAV占用, 6B为紧随EAV之后固定的定时基准码占用。由此可以计算出数字视频HBI期间可以传送的辅助数据码率为:1040×625×25=16.25Mbit/s

由于一路立体声的码率为:48000×20×2=1.92Mbit/s

由此可以计算出在数字视频SDI流最多可以嵌入8路无压缩的数字立体声音频信号。

标准规定, 除了第7, 320, 5, 318行外, 音频数据可以出现在大多数行的HBI期间, 并应在整个帧内平均分布。当一路48khz取样的音频信号嵌入一帧内时, 相当于H B I内传送该路声音的4 8 0 0 0/15625=3.072个样值, 具体是在多数行内传3个样值, 在少数行内传4个样值。

6 其他接口协议格式

除了占极大优势地位的AES/EBU协议外, 其他3种接口格式也被广泛使用, 他们是MADI (多通道音频数字互联) 、SDIF2 (SONY数字接口格式) 和SPDIF (SONY Philips数字接口) 。

6.1 MADI格式

MADI格式在标准文件《AES 10-1991》中规定。它可以容纳直到56个符合AES3-1992标准的32位信号。最初开发的MADI是作为点对点操作系统, 用以将多道录音机到数字音频控制台或处理。其他的应用包括数字路径选择系统和演播室之间的互联。

MADI信号可以容易地转换为AES/EBU子帧, 因为只有开始的前4位不同。56个子帧被串行化以组成MADI帧, 然后4/5方案编码, 该方案在串行数据流中采用4位的组并通过检查表将其转换为5位字, 这样可以减少编码数据的直流含量。于是每个编码的子帧的长度为32+8=40位。使用±12.5%的可能变化支持32～48KHz的抽样频率, 这样可以允许对录音机进行变换操作。数据传输率则被固定为125Mbit/s, 用以为编码数据流提供足够的带宽 (56通道×40位48KHz×1.125=121Mbit/s) 。

传输介质可以使宽带宽的同轴电缆 (长达50m) 或光纤链路 (超过50m) 。

6.2 SDIF2格式

这种格式是由Sony开发的, 用于专业和半专业的原版片制作和记录。它用于互连44.1KHzK和48KHz的单通道链路, 并且由32比特长的音频字组成。开始的20bit专留作音频样本值。紧接的9bit用于创建控制字, 剩余的3bit将同步信息添加到32bit字。控制字提供有关预加重、正常音频或非音频数据、禁止复制、SDIF音频块同步信息 (每256音频字) 和用户数据信息的音频通道信息。

传输介质为75欧姆同轴电缆, 在晶体管-晶体管逻辑 (TTL) 电平上工作且数据传输速率为1.54Mbit/s。它是点对点操作互连系统。需要3条同轴电缆分别用于传送左通道数据、右通道数据和字时钟信号。

6.3 SPDIF格式

这种格式是一家厂商的专利商品名, 用于AES/EBU格式协议的消费者模式。开发这种格式用于在半专业和消费者设备间进行数字音频数据的串行传输。在AES3专业模式和AES3消耗模式设备之间需要有格式转换器 (用于数据和电平转换) 。

参考文献

[1]李栋.数字声音广播[M].北京广播学院出版社, 2001.

[2]曹志刚, 钱亚生.现代通信原理[M].清华大学出版社, 1992.

数字音频信号真峰值电平 篇5

按照ITU-R BS.1770 (Algorithms to measure audio programme loudness and true-peak audio level) 中的内容, 可以抽象出如下定义:真峰值音频电平是指信号在连续时域中的最大峰值电平, 是相对于离散采样点的最大峰值电平而言的。信号的真峰值电平可能大于在采样时刻获得的最大离散采样点的峰值电平。

真峰值电平测量仪表的读数应是信号波形中的最大峰值, 与信号周期和峰值的持续时间无关。

事实上, 按照ITU-R BS.1770真峰值电平测量算法得到的测量读数, 较常用的VU表测量读数和PPM表测量读数而言, 与连续时域中的最大峰值电平更加接近, 但并非完全等同。按照ITU-R BS.1770真峰值电平测量算法得到的测量读数更准确地说应该是上采样峰值电平值, 是真峰值电平的估算值。

2 真峰值音频电平测量需求

音频技术人员常用的电平监看仪表不外乎VU (Volume Unit) 表、QPPM (Quasi Peak Programe Meter) 表、SPPM (Sample Peak Programe Meter) 。

VU表和QPPM表都会产生读数低于实际信号峰值的情况, 这是由仪表的积分时间特性所决定的。按照GB/T17311-1998《标准音量表》的规定, 从施加1.228V的1k Hz正弦波信号的瞬间到指针偏转到基准指示 (音量表指示器表盘上标明0或100%的刻度点) 的99%的瞬间之间的时间间隔, VU表为300 (1±10%) ms。VU表指针移动相对较慢, 是一种准平均值特性仪表, 不能指示瞬时峰值, 通常节目信号峰值电平比指示值高6～12d B。而QPPM表的积分时间为5ms或10ms, 是准峰值特性仪表, 但也会错失一些持续时间很短的瞬时峰值。

SPPM表是检测数字节目音频信号峰值的检测仪表, 该仪表的上升时间为被测量数字信号的一次完整采样周期, 显示的是采样峰值, 而非信号峰值。电平测量时通常是将各个输入采样的绝对值 (经整流) 与峰值表的当前读数进行比较, 如果新采样值较大, 则取代当前读数, 否则, 当前读数乘以一个略小于1的常数, 产生一个对数衰减。因此, 对相同的信号, 采样位置不同, 则峰值读数不同。比如, 重复播放一段模拟录音并输入至带采样峰值表的数字系统, 每次播放产生的节目峰值读数完全不同, 同样地, 重复播放一段数字录音, 经采样率转换器后进行测量, 每次播放显示的峰值也不同。这是因为每次播放时, 采样时刻可能落在实际信号的不同位置。有关这一点, 我们可以做实验如下。

实验1:

1.以音频编辑软件生成频率为12k Hz, 峰值幅度为-6.0d B FS, 采样率为48k Hz的正弦波信号, 并使信号的初始相位为0, 我们将该信号称为信号1-1。以MATLAB编程读取信号在48 kHz采样率下的最大峰值电平, 可得最大峰值为-6.0 dB FS, 与实际峰值相同。

2.将信号1-1的初始相位改为π/8, 信号幅度、频率和采样率不变, 形成信号1-2, 以MATLAB编程读取信号在48k Hz采样率下的最大峰值电平, 可得最大峰值为-6.7d B FS, 读数偏低误差为0.7 dB。

3.将信号1-1的初始相位改为π/4形成信号1-3, 以MATLAB读取信号在48k Hz采样率下的最大峰值, 可得-9.0d B FS, 读数偏低误差为3.0d B。

实验2:

以音频编辑软件生成频率为4k Hz, 峰值幅度为-20.0 dB FS, 采样率为192k Hz的正弦波信号, 并在信号中间插入1个周期的频率为12kHz, 峰值幅度为-6.0dB FS的正弦波信号。以MATLAB编程下采样读取信号在48k Hz采样率下的最大峰值电平, 表1给出了4种不同采样位置的采样峰值。

实验1中, 对于相同的12k Hz正弦波信号, 三个读数结果的采样点分别位于2nπ/4, 2nπ/4+π/8, (2n+1) π/4, 其中n=0, 1, 2…具体采样点位置如图1所示。实验结果看出, 每信号周期4个采样点, 且采样点位置每信号周期重复, 对于12 kHz的单频信号, 如果相位不巧 (信号1-3) , 采样峰值表读数比信号的真正峰值低3d B (该值可通过后文的读数偏低误差公式计算得出) 。但如果连续单音信号频率不接近小的整数分之一倍采样率, 则采样位置将在每信号周期中不断变化, 总会有采样时刻接近单频信号的真正峰值时刻, 故在采样峰值表中不会出现读数偏低。实验2意欲模拟信号中出现瞬态峰值的情况, 信号波形见图2。出现瞬态的信号频率越高, 读数可能越低。

因此, 传统的音频电平测量仪表均无法准确指示音频信号中的真峰值电平, 在需要准确测量显示节目峰值的应用场合, 采用传统音频电平表可能会带来一些问题, 有使用真峰值测量仪表的需求。

3 真峰值电平测量

在ITU-R BS.1770中规定了真峰值电平的估算算法。该算法的原理是对信号上采样至192k Hz, 由于信号频谱不会因采样率的增加而改变, 采用较高采样率时, 采样峰值表读数偏低会明显降低。

上采样前后读数偏低误差到底有多大, 可推导如下:

过采样比:n;

信号中的最大频率:fmax;

采样率:fs;

将最大的归一化频率定义为:

可以得到:

在过采样率下的采样周期为:

最大归一化频率的信号周期为:

将一个信号周期的相位看成一个完整的2π弧度则:

过采样率下的相邻采样点的相位间距为

简单起见, 可以将在最大归一化频率点, 对称地出现在余弦曲线波峰两侧的一对过采样值产生的最大读数偏低当作“最坏情况”下的读数偏低。

因而, 最大的读数偏低 (d B) 为, (分母中的2是因为错过波峰的最大间隔为半个过采样周期) ;简化为:

最大的读数偏低 (d B) =

由以上公式可得到表2。

在192k Hz采样率下, 24kHz单频信号的最大读数偏低误差为0.668d B, 20k Hz单频信号的最大读数偏低误差为0.474d B。

如果输入信号本身是高采样, 则可相应降低过采样比 (例如, 对于采样率为96k Hz的输入信号, 2倍过采样比则可达到较高的测量精度) 。遵循ITU-R BS.1770真峰值电平算法且至少采用192 kHz过采样率的真峰值表, 应以“d B TP”为单位标识测量结果。该标识表示相对于100%满刻度的真峰值电平值。

4 峰值电平相关标准

GY/T 223-2007《标准清晰度数字电视节目录像磁带录制规范》中规定:节目电平最大值不超过-6d B FS (通常节目电平在-9d B FS以下) , 语言电平最大值不超过-12d B FS。这里的最大电平是指准峰值电平。按照上述公式可计算出20k Hz单频信号在48k Hz采样率下的最大读数偏低误差为11.7d B, 也就是说样本峰值表读数为-11d B FS的高频信号实际上可能已出现削波, 而且由于在“真实的”声音中出现具有显著高频成分的瞬态是正常的, 故而标准中-6d B FS的规定值距离0d B FS有一定的裕量, 但又由于“真实的”声音中高频成分不占主导地位, 同时考虑到节目的动态范围和提高信噪比的需求, 故而又没有留出太大的裕量 (笔者非GY/T223-2007起草组成员, 以上是出于分析猜测) 。

EBU R128-2011 (Loudness normalisation and permitted maximum level of audio signals) 中规定, 节目制作允许的最大真峰值电平为-1d B TP。前面算过20k Hz单频信号在192k Hz采样率下的最大读数偏低误差为0.5d B, 故而如节目制作中采用真峰值表, 留有1d B的裕量已可保证实际信号不产生削波。当然前提是后续播出和传输为数字链路, 不会出现产生增益的环节, 否则, 另当别论。

规定响度和真峰值测量算法以及相关仪表的行业标准已报批。按照标准, 响度表中是否包含峰值电平指示单元为可选项, 但如果包含, 峰值指示形式属于强制性规定, 这些强制性规定包括:真峰值电平过载指示门限应比满刻度数字输入电平低2d B, 如果数字音频真峰值电平超过过载门限, 应激活过载指示器, 一旦过载指示灯被激活, 其应在信号降至门限值以下之后至少保持激活状态150ms。

业界曾有担心:制定新的节目电平最大真峰值标准会与现有的GY/T 223冲突。由以上分析可知, 应用真峰值音频电平表可避免为频谱各异的信号留有过多看不见的裕量空间, 从而更有效地保持或扩大信号动态, 提高信噪比。

摘要：随着ITU-R BS.1770标准的推出, “真峰值音频电平” (true-peak audio level) 的概念跃入了音频技术人员的眼帘, 究竟什么是真峰值电平?为什么会有使用真峰值音频电平测量仪表的需求?真峰值电平的测量原理是什么?笔者围绕这三个方面进行了阐述, 并介绍了相关标准。

关键词：数字音频,真峰值音频电平,连续时域

参考文献

[1]ITU-R BS.1770.Algorithms to measure audio programme loudness and true-peak audio level[S].

[2]ITU-R BS.1771.Requirements for loudness and true-peak indicating meters[S].

[3]GB/T17311-1998.标准音量表[S].

[4]GY/T223-2007.标准清晰度数字电视节目录像磁带录制规范[S].

音频信号采集 篇6

功能手机、智能手机、PDA以及其它许多手机派生产品正在取代许多便携式电子设备的地位。这种功能融合，在减少消费者携带设备数量的同时，扩大对系统的音频要求，并增加了设计人员解决音频难题的负担。

随着音频需求的增加，系统设计人员可以选择使用分立音频功能模块的方法。然而，在混合信号系统中采用这种方法是多线作战。在数字领域，提供多种采样率、格式和数字式电平会使复杂性呈指数级增长。在模拟领域，信号偏置于不同的电平水准，同时需要混合和切换、放大和衰减，且容易拾取噪音。事实上，目前便携式媒体设备具有10～20条不同的音频信号路径非常普遍。在这种迷宫中找到一条道路是一项艰巨的任务。混合信号子系统通过集成多种有效要素，帮助解决这类问题。

信号路由

混合信号子系统的最显著的特点是它能够将许多信号路由到多个地方。凭借使用路由信号，便携式媒体设备或手机能够执行许多任务。混合信号音频子系统的示例如图1所示。

例如，考虑一个同时具备手机和数字音频播放器功能的系统。来自手机基带的脉冲编码调制 (PCM) 数字信号需要连接到数模转换器 (DAC) ，继而连接到耳机放大器供耳机使用。同一耳机放大器也适用于数字音频播放器，这是一个I2S数据流，通过DAC播放然后连接到耳机。具有双数字音频端口的混合信号子系统可以轻松完成此任务。

具备多路复用能力的混合信号音频子系统的另一个优点是能够处理模拟FM收音机信号。虽然调频收音机信号电平通常是受到控制的，但它们常常超出规格。这些超出规格的电平通常比预期大得多，这可能会导致扬声器损坏。混合信号音频子系统可以将FM信号数字化，使用DSP从而提供自动电平控制 (ALC) 和均衡，然后转换回模拟信号以便放大给扬声器或耳机。此外，混合信号子系统可以将数字化的信号传递给基带处理器，以便进行更多DSP处理。

除了音频路由和处理之外，混合信号子系统还可以混合多个音频流。通过将来自麦克风的信号混合到耳机中，由此产生侧音。同样，可以在听音乐的同时播放铃声，而无需使音乐静音。

拥有两个数字音频端口可以使混合信号音频子系统成为在系统内连接数字音频的强大工具。例如，I2S数字音频流可转换为PCM并发送到基带。或者，可以使用相同方法将48k Hz的I2S接口数据流转换为44.1k Hz信号。

受益于双数字音频端口和采样率转换的一种应用是蓝牙桥。混合信号音频子系统提供从蓝牙收发器到基带的连接桥。如果需要，可以执行采样率转换，以及数字均衡。这种连接的示例如图2所示。

通过混合信号音频子系统连接到蓝牙收发器使许多案例成为可能。显然, 电话机能够处理双向语音。蓝牙收到的音频信号能够发送到扬声器或耳机中。FM收音机信号在混合信号子系统中进行数字化并发送到蓝牙耳机。基带处理器可以将来自闪存的数字音频通过混合信号子系统发送到耳机或放大器, 如具有蓝牙功能且能够帮助实现汽车中立体声效果的扩充口或耳机。

D类输出功率

D类扬声器放大器凭借其高效率正在成为智能手机和多功能手机的业界标准。D类放大器的优势在于输出功率。高输出功率的D类放大器能够实现手机扬声器达到响亮清晰的水准。在环境噪音较大的区域 (如火车站和机场) ，通常需要迅速分辨铃声。

功能手机或智能手机也常常用于媒体资源共享。比如，与朋友分享一首歌或与同事共享信息。

混合信号音频子系统拥有高功率的D类放大器。例如，LM49352通常可用4.2V信号将970mW传递到8Ω负载，总谐波失真及噪音 (THD+N) 仅为1%。这样出众的输出功率确保在较高的音量水平下清晰传递消息。

一项最新应用在手机中的功能是微型投影仪。微型投影仪在高输出功率标准下，可以实现与一群人共享视频。

PSRR

移动电话凭借开关模式电源 (SMPS) 高效提供多种电源电压。除了SMPS电源产出高频噪音之外，手机本身也会借助RF功率放大器 (PA) 循环供电。这种PA循环频率发生在音频频带中，通常为217Hz。

所有这些噪音源会降低手机的音频质量，有时会非常严重。混合信号音频子系统中一个最主要的特性是对这些噪音具有高抵抗力。混合信号音频子系统的电源抑制比 (PSRR) 可达90dB或更高，最大限度地减少了这些来源导致的任何噪音。例如，混合信号音频子系统LM49350的耳机放大器的PSRR测试结果表明，该器件在217Hz时的PSRR为95dB，且在较高频率区域的保持高音频质量。

高P S R R对系统具有巨大的价值。混合信号音频子系统的模拟电源可以直接连接到电池，源自SMPS的数字电源可用于产生其它数字核心电压。由于混合信号音频子系统本身能抑制噪音，因此不需要额外的低压降稳压器 (LDO) 或被动式滤波器来消除噪音。

单独的耳机电源

几乎所有便携式媒体设备具有的通用功能是其立体声耳机连接。与耳机的连接一般采用标准的3.5mm插孔、专用连接器或迷你USB接口的变形。在所有这些情况下，耳机阻抗通常约为32Ω。一个充电泵产生负电压的真正接地的耳机放大器，只需施加1V电压到32Ω负载，即可提供16mW的功率。对大多数用户来说，16mW已非常响亮，所以实际所需的电压要低得多。

因为耳机放大器是下转68上接64AB类，所以单独及较低电源电压的耳机需要具备显著的功率优势。在图3中，两条曲线显示具有AB类输出的单通道理想放大器。只需将耳机电源从3.3V降低到1.8V，即可节省能耗45%。虽然D类放大器在理论上将节省更多能源，但它需要体积较大且比较昂贵的LC输出滤波器。而且，未知的耳机线长度和负载阻抗也会使滤波器的设计变得非常困难。

高SNR数据转换器

高性能的数据转换器是使几何处理技术水平日益下降的一个因素。遗憾的是，手机中的基带IC凭借先进的处理技术，可以在最小尺寸和最低功耗水平下提供较高的性能。虽然它实现了这些优点，但是在基带DAC和ADC中维持较高的信噪比 (SNR) 变得越来越难。

手机的多功能融合加剧了这种性能的下降。如果它们只是用作手机，就没有太大的问题。然而，对许多人来说，手机也是他们的便携式音乐播放器。这使信噪比要求特别是在使用高品质耳机的时候，从电信质量提高到高保真。

有人可能会提出异议，认为S N R超过9 0 d B将造成浪费，但实际上这是不正确的。的确，绝大多数音频便携式媒体设备起源于CD音质 (44.1kHz采样，16位分辨率) ，且使用MP3之类的算法压缩至更低的分辨率和保真度。然而，对于正常听力水平，大多数耳机对2mW左右的功率具有足够的灵敏度。针对SNR设定的标准是40mW或更高的满载输出，因此设计人员只损失了大约26dB SNR。

由数模转换移出基带的另外一个优点是可以让DAC更贴近负载。与模拟信号相比，数字信号具有更高的抗噪能力。混合信号子系统消除了从基带DAC到外部放大器的布线，从而消除了这种噪音来源。

结语

与分立电路模块实现方法相比，混合信号音频子系统具备许多无法比拟的优势。这些优势包括：节省空间、降低功耗、增加功能和提高性能。随着市场上消费者对多种功能需求的日益增加，系统设计人员通过采用混合信号音频子系统能够节省大量时间。

摘要：个人移动设备中的音频系统能够将多种功能集成为一体, 不过由于选择众多, 满足这些需求比较困难。一种有效的解决方案是使用音频子系统, 该子系统可以使系统便捷互连并且提供出色的音频性能。性能改善的主要领域是扬声器的输出功率、电源抑制和高动态范围编解码器。

关键词：混合信号,音频,子系统,便携式,路由

参考文献

[1]National Semiconductor Extends Family of Low-Power, Premium Quality Audio Subsystems for Handheld Devices[R/OL]. (2009-3-31) .http://www.national.com/news/item/0, 1735, 1390, 00.html

[2]Guy J.Class D Amplifier[R/OL]. (2008-12) .http://www.national.com/vcm/NSC_Content/Files/en_US/Audio/ClassDAmplifierFAQ.pdf

[3]Guy J.Headphone Amplifiers:Choose the right topology for your application[R/OL]. (2008-2) .http://www.audiodesignline.com/howto/206503144

[4]Boyce K.Cellular Handset Audio Evolution pt2[R/OL]. (2005-9) .http://www.audiodesignline.com/showArticle.jhtml articleID=169400984

高精度音频信号分析仪 篇7

1 频谱分析仪的组成及其工作原理

基于现代集成器件设计的音频信号分析仪系统组成框图 (见图1) 。它由预处理电路、混频器、DDS (直接数字频率合成器) 、窄带滤波器、有效值检波电路以及单片机、键盘、液晶等部分组成。其工作原理是:由本机振荡器产生一定步进频率的信号, 与被测信号的各个频率分量在混频器内依次进行混频, 所产生的中频信号通过窄带滤波器及有效值检波提取信号幅度, 经过A/D转换和单片机处理, 最后送液晶显示。这样单片机根据当前频率和提取到的幅值, 即可绘制当前信号频谱, 进而绘制整个信号的频谱图。键盘用于各种功能设置。其突出优点是扫频可程控, 频率分辨率高, 编程控制简单。

2 主要模块电路设计与参数计算

2.1 预处理电路设计

由于需要对音频信号的频率及其功率进行检测, 并且要测量正弦信号的失真度, 因此要求在对小信号进行放大时, 要尽可能少的引入信号的放大失真。所以, 本设计选择了低噪声、低失真的仪表放大器IN-A217对输入信号进行预处理[1]。

2.2 DDS扫频电路设计

考虑到DDS芯片具有频率分辨率高、频率切换速度快、切换相位连续、输出信号相位噪声低、可编程、全数字化、易于集成、体积小、重量轻等优点[2], 本设计决定选用AD9850DDS芯片作为本机振荡器, 并由单片机向其输送频率控制字, 从而使其输出一定步进频率的本机振荡信号。

AD9850内含可编程DDS系统和高速比较器, 可实现全数字编程控制的频率合成。它有40位控制字, 32位用于频率控制 (低32位) , 5位用于相位控制, 1位用于电源休眠控制, 2位用于选择工作方式。这40位控制字可通过并行或串行方式输入到AD9850。

在并行装入方式中, 通过8位总线D0~D7将数据输入到寄存器, 在W-CLK的上升沿装入8位数据, 并把指针指向下一个输入寄存器, 在重复5次之后再在FQ-UD上升沿把40位数据从输入寄存器装入到频率、相位数据寄存器 (更新DDS输出频率和相位) , 同时把地址指针复位到第一个输入寄存器。

每来一个外部参考时钟, 相位寄存器便以步长M递加。相位寄存器的输出与相位控制字相加后可输入到正弦查询表地址上。正弦查询表包含一个正弦波周期的数字幅度信息, 每一个地址对应正弦波中0°~360°范围的一个相位点。查询表把输入地址的相位信息映射成正弦波幅度信号, 然后驱动DAC输出模拟量。相位寄存器每2N/M个外部参考时钟返回到初始状态一次, 相应地正弦查询表每经过一个循环也回到初始位置, 从而使整个DDS系统输出一个正弦波[3]。输出的正弦波频率:fout=M*fc/2N, fc为外部参考时钟频率。

在125MHZ时钟下, 32位的频率控制字可使AD9850的输出频率最大分辨力达到0.0291Hz (125MHZ/232) , 并允许相位按增量360°/25、360°/24、360°/23、360°/22、360°/21进行调整, 即一个周期内可取32、16、8、4、2个采样点来构成一个周期的正弦波。

DDS扫频信号产生电路如图3所示。实际应用中, 采取了以下具体措施:根据采样定理DDS最高输出频率可达62.5MHZ, 但为加快扫描速度, 本设备最高扫描频率只取29KHz, 即频率控制字最大只取106, 不用的频率控制字高位端直接置0;为使用户根据测量需要进行灵活选择, 扫频步进频率设计为可调的, 设有0.0291Hz的1、2、4、6、8倍频细调档和10、20、40、60、80、100倍频粗调档, 即扫频的步进频率0.0291Hz~2.91Hz 11档程控可调;为使输出波形良好, 本设计每个扫频信号周期固定取32个采样点 (见图2) 。

AD9850的复位 (RESET) 端可与单片机的复位端直接相连。另外要特别注意接地问题, 否则DDS芯片可能不能正常工作。

2.3 混频器设计

混频器设计决定采用宽频带乘法器AD835专用芯片进行混频[4], 其内部包含有X和Y差分输入放大器、求和器、输出缓冲放大器。它是一个电压输出四象限乘法器电路, 可实现250MHz带宽内的混频, 能完成W=XY+Z功能;而且其输出幅度在不同频率值时相对稳定, 外围电路也相对简单, 只需要对Z的直流输入进行相对调整即可。输入信号与乘法器输出电压W之间的关系为:

W= (X1-X2) (Y1-Y2) /U+Z, 其中U为缩放比例系数。

一般载频信号由X通道输入, 峰-峰值最大为6V, 典型值为160mV;输入信号由Y通道输入, 峰-峰值最大为3.2V, 典型值为2.25V。经实际测试证明X通道、Y通道输入信号分别为160mV、2.25V左右时混频效果最好。

混频电路原理见图4所示。图中X1、Y1分别接输入信号X、Y, X2、Y2直接接地, Z的直流输入量大小根据实际调试时进行调整确定。

这样公式可简化为:W=XY+Z。

在实际测试过程中, 发现乘法器的输出信号幅度会随信号频率的升高而略有增加, 很好地弥补了DDS集成芯片AD9850输出信号的幅度随着频率的增加而小幅度降低的这种缺陷 (见图3) 。

2.4 滤波器电路设计

滤波器选用MAX297低通开关电容滤波器, 它为8阶椭圆滤波器。主要考虑它具有使用方便、设计简单、尺寸小等优点, 且其滚动速度快, 从通频带到阻带的过度带很窄[5]。

分辨带宽越窄, 频谱分辨率越高。对音频信号等低频信号来说, 可将滤波器的频谱分辨率设计得高些 (如为10Hz) , 则每个扫频点的频率间隔为10Hz, 中心频率左右各5Hz范围之内的频率分量均可以通过, 其余频率分量皆被滤除。窄带滤波电路 (见图4) , 它可实现MAX297最小的分辨带宽 (10Hz) , 对应地整个频谱仪的频率分辨率也就为10Hz。

2.5 有效值测量电路

与传统有效值测量技术不同, 真有效值直流变换可以直接测得各种波形的真实有效值, 它不是采用整流加平均测量技术, 而是采用信号平方后积分的平均技术。采用AD637可以简化设计, 增加信号测量品种, 并且灵敏度、精确度也大大改善。AD637对大幅度信号和变化快信号的响应速度快, 且响应时间和信号幅度无关。

AD637可测量的信号有效值可高达7V, 也是AD公司RMS-DC产品中精度最高、带宽最宽的, 对于1V (RMS) 的信号, 它的3dB带宽为8MHz, 并且可以对输入信号的电平以d B形式指示。

2.6 单片机选型及键盘、显示设计

SPCE061A单片机为一种16位单片机, 被本系统用作核心控制器件主要是基于以下考虑:其数据处理能力较强, 有支持DSP (数字信号处理) 的指令;内部自带10位的DAC和ADC转换器, 使用起来更方便可靠;有32KB FLASH和2KB SRAM以及液晶驱动器, 故其液晶驱动可直接通过软件控制来实现, 避免了外界信号的干扰, 提高了系统的稳定性及抗干扰能力;I/O口多, A、B口各16个, 不需要扩展即可满足系统的需要。

软件设计包含键盘扫描子程序、DDS控制字产生子程序、LCD驱动子程序等等。这里只画出主程序流程图 (见图5) 。

本系统键盘设有15个功能键, 不需数字键。扫频键:该键按下, DDS开始扫频;1~100 11个倍频扫频步进键;单位键:MHZ、KHZ、HZ, 用于设置显示频谱频率和带宽的单位, 将存储的频率数据按照一定的算法进行压缩处理, 使所需显示的频谱信息能够全屏显示。

本设计LCD选用JMl2864C, 它属于图形点阵式LCD, 分辨率为128×64。设计时, 0~15行用来显示字符 (频率、有效值、滤波带宽、步进频率等参数) , 其它行 (16~63行) 用于显示频谱。其波形的显示是通过SDTxy指令在对应的 (x、y) 处打点实现的, 其中x是连续的点, y为对应X的离散值[5]。

3 其它测量及算法

失真度是衡量电声系统的重要指标之一。信号失真的程度可用非线性失真度表示, 其定义是全部谐波能量与基波能量之比的平方根值, 即

信号失真度的测量有两种方法:基波剔除法与频谱分析法。鉴于基波剔除法测量精度低, 硬件电路复杂, 本设计采用频谱分析法, 即通过一定算法获得。将对应的每个频率分量及其有效值平方存储于相应区域, 再作相应运算即可得到。

周期信号的判定也是实践需要的。对于周期信号, 可表示为

表示各个谐波复指数的幅度大小, 即频谱, 它与周期的关系 (见图6) 。

图中每条竖线代表该频率分量的幅度。从图中可以看出, 周期信号的频谱是离散的。

显然, 可根据扫描结果观察其谱线是否一直存在来判定信号的周期性。若谱线一直存在且稳定, 则这个信号就是周期信号。

4 结束语

采用外差原理及扫频步进频率可调的技术, 综合运用多种现代集成器件实现高

精度音频信号分析仪的设计。频率测量范围为:0.03Hz~29KHz;DDS步进频率多档可调;为便于观察, 频谱的中心频率和显示带宽可调。总之, 用户可根据被测信号频率的高低选择最恰当的测试方式, 从而得到更准确的测试结果。实际测试表明, 本设计结构简单, 性能稳定可靠, 有很好的推广及应用价值。

摘要：本设计综合运用了DDS、集成混频器、窄带滤波器以及有效值检波等现代集成器件, 采用外差原理完成了音频信号分析仪的设计。以凌阳单片机为核心控制器件, 通过对AD9850DDS芯片输送控制字, 使其生成一定步进频率的本机振荡信号, 送入AD835集成混频器与输入信号混频, 经窄带滤波器MAX297滤波, 取出各个频点的值, 通过有效值测量电路测出各个频率分量的有效值, 再经过A/D高速采样后送入单片机处理, 最后送液晶显示。扫描步进频率多档可调;频率分辨率达10 Hz;频率测量范围0.03Hz～29KHz;并可完成输入信号周期性判断及失真度的精确测量;用户可根据需要设定显示频谱的中心频率和带宽。

关键词：DDS,集成混频器,窄带滤波器,频率分辨率,音频

参考文献

[1]马飞, 张旭芬.基于LPC2148的音频分析仪设计[J].电子元器件应用, 2009, 11 (10) , 8-9, 13.

[2]龙安国.基于DDS芯片AD9850的全数控函数信号发生器的设计与实现[J].电子元器件应用, 2008, 10 (11) 14-17.

[3]刘伟, 胡仁杰, 王峥.基于RAD9850DDS芯片的信号发生器的研究[J].电工电气, 2009, (11) 19-21.

[4]全国大学生电子设计竞赛组委会编.全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编[C].北京:北京理工大学出版社, 2005.

[5]廖艳闺, 岑博, 胡鹏, 等.程控滤波器的设计[J].电子设计工程, 2009, 17 (8) 26-28.

跨平台音频信号分析仪设计 篇8

传统的音频分析设备进行一次音频测量及分析需要多种硬件仪器,费用高,可扩展性差,难以升级。如果在软件环境下实现,可通过编写不同的程序实现不同的功能,体现了虚拟仪器的优势[1]。而采用PC机普通声卡进行信号的采集与分析,可充分利用现有丰富资源,更易于实现[2]。因此,基于声卡的虚拟音频分析仪成为近来的研究热点,但目前开发的虚拟音频分析仪只适用于自身的开发平台,为此,开展了跨平台音频信号分析仪设计。

1 基于仪器软件化思想的音频分析仪设计

根据模块化设计思路,首先对各个模块分别进行设计和实现,然后将模块进行整合和调用,最终组成一个完整的音频分析仪。以音频分析模块为例,该模块具有声卡配置、音频采集和保存、音频参数测量、音频频谱分析、噪声认识与分析、信号加噪分析和音频功率谱分析等功能。声卡从话筒中获取声音信号,通过采样、模数转换器,将声音的连续时间信号转换成数字信号,存储到计算机中。采样模式、通道数、每通道采样数、采样率、每位采样位数等均通过声卡的设置。音频采集和保存模块调用声卡设置的信息,进行音频的采集和保存。音频参数测量模块可调用采集和保存模块所采集的音频信号,或者是其他待测对象在时域参数的测量信号。音频频谱分析模块也如此处理,得到FFT的幅频图和相频图,并通过窗函数的选择,设置平均参数。噪声认识与分析模块可以选择不同的噪声并设置噪声的幅值,选择时域窗、设置平均参数和采样信息,选择显示的模式。时域波形图将显示出噪声的时域波形,FFT功率谱显示的波形是噪声信号的平均子功率谱。信号加噪分析模块的原始信号是正弦波,通过对正弦波的参数进行设置得到原始信号波形图的不同波形。通过设置噪声选择,噪声幅度、标准偏差和采样信息产生不同的加噪信号波形。音频功率谱分析得到的是被测波形的平均自功率谱。其他功能模块还有括录音与回放、Morse编码、波形产生声音和用户管理等。上述模块均在LabVIEW环境下进行了设计和实现,比如图1为信号加噪分析模块的程序框图。

2 音频分析仪的跨平台实现

在模块化设计基础上整合后的音频分析仪离不开原来的开发环境,基于LabVIEW平台开发的音频分析仪在使用前需首先安装LabVIEW系统软件。为了突破开发环境的限制,使音频分析仪在不同配置的机器上运行,开发了脱离LabVIEW环境的音频信号分析引导程序。主要思路为:在LabVIEW开发环境下,根据已设计好的存储路径,添加主程序,然后通过主程序调用所有子程序,再生成引导程序,最后将将需要设置的属性改成想得到的值即可。如将信息目录下的目标文件名改为基于声卡的跨平台音频分析仪.exe,保持目标目录和程序生成规范名称的默认值,在源文件中将主程序.vi添加到启动vi下。为了让图标能直观的展现程序的功能,可通过图标编辑器按钮,设计音频分析仪的图标,再选择file菜单下的save as将生成的图标保存为音频.ico,去掉使用默认LabVIEW图标文件的选项,添加设计好的音频.ico,再经过一些细节处理,基于LabVIEW的音频分析仪器可在此引导程序下跨平台运行。

3 音频分析仪的跨平台测试

为了测试音频分析仪的功能及其跨平台性能,采用10余台配置各异的计算机进行测试,这些计算机包括台式机和笔记本电脑,显示器也包括方屏和宽屏,横跨Windows2000,Windows XP和Vista三个操作系统。在测试过程中发现了一些诸如显示和模块加载的问题,经过数十次的调试模块加载,逐步得到了解决。

首先对声卡进行设置,将声卡设置为双通道进行音频的采集,然后打开已有的波形文件乐声,对其进行频谱分析,之后对乐声进行功率谱分析。噪声认识与分析可以选择不同的噪声并对其参数进行设置,信号加噪分析可以分别对正弦波和噪声进行设置,图2所示为幅值为4的均匀白噪声的测试结果。

4 结论

基于模块化思想设计了音频分析仪,其内容、参数和体系可以随时更新和扩展。而基于声卡、利用LabVIEW环境开发但又脱离LabVIEW环境的该仪器可在不同平台上实现信号采集、分析、波形显示等功能,内容丰富,画面形象生动,视觉效果明显,且可扩展性好,适应性强,成本低廉,准确度高。

摘要：针对传统音频分析设备存在的问题,基于模块化设计思想,在LabVIEW开发环境下,依据PC机普通声卡进行信号的采集与分析,设计了音频信号分析仪。为保证音频分析仪在不同环境中使用,又开发了脱离LabVIEW环境的音频信号分析引导程序,使音频信号分析仪能够跨平台操作。经过在不同操作系统上的测试表明,该音频分析仪具有可扩展性好、适应性强、成本低廉、准确度高等优点。

关键词：音频分析仪,跨平台,PC机声卡,LabVIEW环境

参考文献

[1]孟建良,杨兴兴.基于LabVIEW的虚拟音频信号分析仪设计.微计算机信息,2009;29(5):115—204