瞬态控制（精选七篇）
瞬态控制 篇1
1、产品故障现象和损坏原因初步分析
在对陕汽某重卡车上的一款空调控制器的故障退件进行统计分析时发现, 有一类损坏现象占据了大部分比例, 即该空调控制器的电源保护电路部分的损坏。损坏最多的一个器件是一个限流电阻, 那么这个限流电阻究竟是车上瞬态冲击造成, 还是后面电路短路引起电流过大造成的呢?电源电路将24V系统输入转换为12V, 再将12V转换5V, 5V和12V之间有短路保护, 就是说5V后面电路即使短路首先损坏的不会是24V到12V这一部分, 12V电路输出部分如果短路会造成限流电阻损坏, 这可能是一部分原因。我们很快发现, 这一器件损坏的同时, 大部分会伴随着保护压敏电阻或TVS管的损坏, 而压敏电阻接在电源入口, 输出端经过限流电阻连到TVS管, 对后面电路进行保护, 与后面电路是并联关系, 后面电路即使对地短路不会烧坏这两个器件, 根据这种情况车上瞬态冲击是造成这三个器件损坏的主要方面。限流电阻和压敏电阻或TVS管的损坏主要是车上的瞬态冲击造成。
那为什么以前的产品在ISO 7637系列试验中并没有出现问题?以前做ISO 7637-2系列试验基于习惯使用了较低的条件, 参数设置使用了设备的默认值, 试验等级可能没有达到真实车上的强度。同时我们认为温度也是影响试验结果的一个重要因素, 试验平时是在室温进行的, 重卡在使用时车内某些部分的温度会较高。我们使用上海普锐马 (Prima) 公司的ISO7637汽车电子试验设备进行7637系列之P5A脉冲波形测试, 将等级设置为等级四 (最高等级) , 内阻1欧姆后重新试验, 产品的故障问题一下子暴露出来, 损坏接近百分百。使用以前的试验设置而在80度高低温箱内再次进行试验, 损坏率也非常高, 损坏现象与退件损坏现象一样。
2、ISO 7637试验标准
2.1 瞬态传导的试验标准
GB/T 21437.2等同采用ISO 7637-2:2004, 即“道路车辆由传导和耦合引起的电骚扰第二部分延电源线的电瞬态传导”。该标准规定了五个试验脉冲:
试验脉冲1模拟DUT与感性负载直接并联断开连接时的瞬态现象。对于24V系统, 脉冲宽度1ms, 电压峰值-450V到-600V。占空比千分之几左右。该脉冲峰值电压较高, 但能量和平均功率较小。
试验脉冲2a和2b模拟线束和发电机引起的瞬态现象。
试验脉冲3a和3b模拟开关操作时由于线束的分布电容和电感引起的瞬态现象。
试验脉冲4模拟内燃机的电动机电路通电引起电源电压降低的瞬态现象。
试验脉冲5a和5b模拟抛负载现象, 即模拟发电机正在产生充电电流而断开电池对其他负载造成的冲击。P5a试验脉冲具有较高的电压峰值, 对于24V系统等级四为174V, 较宽的脉冲宽度 (350ms) , 因而具有较大的能量。是造成车内电子零部件损坏的一个重要原因。
2.2 抛负载试验等级和参数设置
抛负载试验的原理图如下:
ISO 7637 P5a试验脉冲波形如下图:
对于24V系统, P5A脉冲的几项参数如下:
脉冲幅度 (Us) :123V~174V
发生器内阻 (Ri) :1Ω~8Ω
脉冲持续时间或称脉冲宽度 (Td) :100ms~350 ms
脉冲上升时间 (tr) : (5-10) ms
下表 (表1) 是24V系统推荐的试验等级。
试验等级只列出了电压峰值的规定, 而进行试验时还需需明确几个重要参数:内阻、脉冲宽度、间隔, 试环境条件 (温湿度) 等。
试验设备对于24V系统, 如果不指定条件, 默认设置为内阻2欧, 脉冲宽度200ms。以前产品在做试验时就是使用了默认条件, 而未使用最严格的条件。
3、改进方法比较和过程
为验证我们对故障的分析以实施有效低价得改进措施, 我们进行了一系列的ISO-7637-2瞬态干扰试验, 主要是大能量的P5A脉冲试验, 使用上海普锐马 (Prima) 公司的ISO7637-2汽车电子试验设备。在实际汽车使用中, 会有其他汽车电子零部件与我们的空调控制器并联, 为模拟最坏情况, 将模拟与空调控制器并联的其他电器装置直流电阻的Rs断开。
首先进行保护器件基本性能测试:可用来做瞬态冲击保护的器件有TVS管, 压敏电阻, 气体放电管等。我们对最常用的两类即TVS管和压敏电阻进行测试。
上面是被测试产品的电源部分原理图, TP1和TP2点分别是压敏电阻和TVS输出点。从这两个点经分压后连接到示波器观察波形。R1为压敏电阻用的是14D560K, 资料上残压峰值约110V, 反应速度微秒级。D2为TVS管用的是5KP36CA, 击穿电压约40V, 响应速度纳秒级。
上图是原理图电路在P5A脉冲冲击下, TP1 (压敏电阻) 和TP2 (TVS) 的响应波形, 请注意示波器的两个通道使用了不同分压比例和显示比例。直线的部分是电源电压27V。压敏电阻保护点峰值最高点电压110V, TVS管在脉冲冲击下迅速反应, 很快将输出钳位到40V左右。
可见压敏电阻有一定的保护作用, 但残压高, 反应比TVS管慢。TVS管反应速度快, 效果好。这两种器件响应能力与他们的价格成比例, 一般来说, 压敏电阻价格低, TVS价格高。在一系列的冲击试验中, 压敏电阻偶尔会出现冒浓烟甚至起明火的现象。故也提醒在汽车零部件中使用压敏电阻需谨慎。
图5所示原理图中的保护电路能通过常温下内阻2欧姆, 脉宽200ms的P5A试验。但使用内阻1欧姆, 脉宽350ms的设置, 试验样件的损坏比例几乎增加到近百分百。而使用内阻2欧姆的条件温度提高至65度倒80度下再做试验, 损坏率非常明显。损坏现象与退件产品的损坏现象相同。
可见大能量的瞬态冲击脉冲 (P5a) 随着条件严苛成都增强会对电子零部件造成严重损坏, 故提高保护电路的抗冲击能力是产品改进的重要任务。
改进过程中比较了四种方案:
方案1:将图5原理图中的压敏电阻改为20D560K, 提高压敏电阻自身的等级, 将限流电阻由普通绕线电阻改用同样5W功率的水泥电阻, 并将电阻值有5.1欧姆改为7.5欧姆, 继续用原来的TVS管。这样改进的电路可通过常温下内阻1欧姆, 脉宽350ms的试验, 但在80度下进行试验, 仍会出现一定比例的损坏, 进一步提高限流电阻的功率虽可通过试验但是这时候水泥电阻的体积太大, 电阻也较大20D560K压敏电阻体积也偏大给在板上安装带来困难。表1的序号1和序号2两行中反映方案1的试验结果。
方案2:去掉限流电阻和保险丝, 提高TVS管功率等级。将TVS管由5KP更换位12KP, 价格增加一倍, 但可通过的等级比方案3低, 但价格却比方案3高不少。表的序号3和序号4的行是方案2的试验结果。
方案3:采用图7原理图的方法, 即TVS管加PPTC进行保护, PPTC全称为高分子聚合物正温度系数热敏电阻, 简称自恢复保险丝。PPTC在电流增大情况下, 内部发热, 温度上升, 此时内部电阻随即增大, 直至切断电流。而故障消失, 温度降低后, 即又恢复小电阻的状态。在这里我们不仅利用PPTC电流切断特性对后面电路进行保护, 同时利用它的内部阻值对TVS管进行限流保护。通过串联PPTC可降低对TVS管的要求, 因为TVS管价格相对PPTC贵很多, 约十倍, 串联两个PPTC, 使总成本降低。在试验中使用同样PCB的情况下, 如果不串联PPTC, 12KP的TVS管也不能可靠通过常温1欧的P5a试验, 而串联一个PPTC即可通过80度、内阻1欧姆、脉宽350ms的试验。5KP的TVS管串联两个PPTC同样可通过80度、内阻1欧的试验。一个5KP的TVS管串联两个PPTC的价格远远低于一个12KP的TVS管。表1的序号6和序号7是方案3的试验结果。
方案4:在电源入口端串联电感和并联电容, 如图8所示, 电感和电容选择中需考虑耐压、体积和价格等因素, 对于脉冲能量很大的P5a试验, 这种方法效果不明显, 跟预先理论分析的一样。表的序号4是方案4的试验结果。
压敏电阻的残压很高, 反应较慢, 受压敏电阻保护的输出点是110V, 随时间和波形逐渐下降, 而TVS管反映很快。从我们的示波器的输出点来看, 保护点的输出残压很快就到40V, TVS管后面的电路得到了可靠保护, 而受压敏电阻保护的部分电路得不到可靠的保护, 这也是这部分电路中的器件损坏的原因之一。
几种方案的承受能力比较:
上表中*号表格表示低于此条件的试验已不能通过, 故没必要再做。做试验过程更重要是为总结确认变化规律和结果, 但同时也有必要减少样件损坏数目, 每种方案的试验样件数在三个以上, 对于可通过的方案再增加样件以提高试验准确性。表2中损坏率高是指统计的损坏率大于50%。而能够为产品使用的方案其试验样件数需要在五个或以上。
4、结论
总结:压敏电阻价格较便宜, 残压高, 反相漏电流大, 允许的最高温度低, 单独用作电路保护不可靠, 且压敏电阻如果选的功率等级低, 会在冲击下冒黑烟甚至起明火。
TVS管反应速度快, 能可靠将冲击电压钳位至一定幅度, 但价格较贵, 同时价格随着功率等级的提高而提高。
采取限流电阻可减小对TVS管的冲击, 降低对TVS管的功率要求, 作为功率电阻, 水泥电阻较之普通电阻有承受能力更强的优点, 允许使用的最高温度比普通电阻高, 但体积较大, 在空间较小的电路中不便于使用, 价格也较贵。
PPTC配合TVS管进行瞬态冲击保护, 可降低对TVS管的要求, 降低总价格。PPTC既能起到限流电阻的作用, 又能对后续电路起到保险丝的作用。
为确保改进产品能承受重卡车上瞬态干扰冲击影响, 经过系列实验室试验后选择了方案3, 进入小批量阶段进行验证, 这一阶段的观察后进入正式生产阶段, 经改进的产品在半年多的应用中没有出现该部分电路损坏问题。由于将原来只受压敏电阻保护的电路也改成了TVS管保护, 后续电路的损坏率也明显降低。保护电路还在朝着有效和低价的方向不断改进。
参考文献
[1]GB/T 21437.2-2008道路车辆.由传导和耦合引起的电骚扰第二部分延电源线的电瞬态传导[S].
[2]赵志刚.车用发电机抛负载的保护设计[J].汽车电器, 2013 (10) .
[3]姚亚夫, 周海军.汽车抛负载电压的理论与试验研究[J].汽车工程, 2002 (05) .
[4]严伟.汽车电子芯片EMC测试标准研究[J].安全与电磁兼容, 2012 (02) .
瞬态目标红外探测电路设计 篇2
关键词：瞬态目标,红外探测,InSb探测器,阈值比较电路
在靶场试验中, 常需要一个以弹丸出膛时刻为起始点的时间基准信号, 作为某试验与测试的零时刻, 这一零时刻信号常被用于触发后续的各种测试设备, 以及武器系统的多种参数计算。常用产生触发信号的靶场测试仪器主要有断靶线、线圈靶、声靶以及红外探测靶等。断靶线探测是指弹丸出膛时将靶线碰断而产生触发信号, 该方法探测可靠性高, 但其要与飞行的弹丸进行接触, 对弹丸的速度、飞行姿态会产生一定地影响。线圈靶一般需要在炮口上安装特殊装置, 且它容易受强电磁场辐射的干扰。声靶区分连发的能力较差, 特别在室内靶道, 原始声信号会被淹没在各种回声的干扰之中[1,2]。红外探测靶是对弹丸出膛的炮口火焰红外信号进行提取。炮口火焰是从炮口流出的火药气体在炮口前方产生的可见光和不可见光的混合, 它具有一定的红外辐射特性[3,4]。本文据此设计了一种以锑化铟红外探测器为核心的炮口火焰探测系统。通过优化系统参数来提高灵敏度以及在复杂背景下电路对微弱信号的提取能力, 从而为后续处理提供较准确的时基信号。
1 炮口红外辐射与探测器特性分析
炮口火焰发出的光大部分属于近红外区和中红外波段, 其中最小的辐射波长是由H2O氧化辐射出0.94μm, 最大的是由NO2辐射可达16.96μm。近红外占红外火光能量的51%, 近红外和中红外占枪口红外火光信号能量的86%, 而远红外和极远红外只占枪口红外火光能量的14%[5], 并且炮口红外信号持续时间约为1 ms[6]。因此, 系统选用光谱响应范围宽、响应速度快的锑化铟 (In Sb) 红外探测器。In Sb红外探测器实质是响应光谱为红外光的光敏电阻, 当其接收到红外光时, 其内阻将变小, 再经过后级电路进行处理提取有效红外信号。图1为某型In Sb红外探测器的光谱分布曲线, 表1为其主要性能参数。可看出, In Sb红外探测器的内阻较低, 阻值在60~500之间;响应时间约在50 ns;光谱响应范围在2~7.3μm, 峰值响应波长约5.8μm;响应率为200 V/W, 探测率为1.5×109cm Hz1/2W-1。该探测器的光谱响应范围包含了80%以上的炮口火焰红外信号光谱, 且较高的响应速度可实时提取到目标信号, 满足系统的探测要求。
2 电路设计
炮口红外探测系统主要由红外信号采集电路和信号处理电路组成。红外信号采集电路以In Sb红外探测器为基础, 设计前端采集电路提取枪炮口红外信号;在有光照和无光照时, 探测器采集到的微小信号首先通过RC高通滤波电路滤除掉不同于目标信号的外界干扰信号, 再经后级电路适当放大, 通过阈值比较及光电隔离电路处理后, 输出准确的电脉冲信号驱动后续电路。电路原理框图如图2所示。
火焰采集系统中主要的噪声信号是来自太阳光经绿色植物反射后的近红外信号, 其次还有炮口发热之后炮口摆动形成的噪声信号。但这两种噪声信号都处于低频之中, 比弹丸出炮口时产生的红外信号频率小得多。因此, 系统采用RC高通滤波电路对外界的低频噪声信号进行滤波处理。
系统设计了两级放大电路:一是应用探测器的典型应用电路构成信号的基级放大;二是反相可调放大, 共同组成红外信号的模拟放大电路。放大后的信号经由LM2903组成的电压比较器转换成数字脉冲信号, 采用高速光耦HCPL2631将信号转换成TTL信号, 并通过MAX485将其以差分信号输出, 为后级测试设备提供零基准时刻。
2.1 火光信号采集电路设计
当弹丸出炮膛时, 在炮口周围会产生巨大的火焰, 形成枪口火光信号, 红外探测器采集到火光信号时, 其电阻值瞬间发生变化, 即将炮口红外这一非电量信号转换成电信号, 并进行适当放大处理后输出给后级电路[7]。光电探测器必须与输入电路在电特性上良好地匹配, 以保证有足够大的转换系数、线性范围、信噪比及快速的动态响应[8]。
如图3所示, 采用In Sb红外探测器的典型应用电路设计了炮口红外信号采集放大电路。当探测器采集到红外信号后, 图中A点电压瞬间发生变化, 其变化的大小决定了信号采集系统的探测能力。变化的电压值以交流信号形式被电容C1耦合进入放大器的同向输入端, 同时对采集到的微弱信号进行两级放大处理。若A点电压变化太小, 输出的电压将可能被噪声信号淹没, 无法得到有效信号。所以设计电路尽量将A点瞬间变化的电压值放大, 以便与噪声信号分离, 提高系统的可靠性[9,10,11]。
影响探测性能的主要因素是电阻R1的取值。因此, 对R1阻值的选取做如下分析:当In Sb探测器并未探测到光照时, 内阻值为Rn, 此时A点的电压值为u'A;当In Sb探测器受到红外光的照射时, 内阻值为Rm, 此时A点的电压值为uA。由In Sb探测器性能可知Rn>Rm, 所以u'A>uA, 此刻A点的电压瞬变量为Δu=u'A-uA[13]。设电源电压为U, 则A点电压如下式
系统外接电源电压为定值, 且In Sb探测器接收到的红外光一定的情况下, 要使系统具有较高的灵敏度和抗干扰能力, 即Δu取得极大最, 则R1为何值时才能使△U取得极大值。
式 (1) 为Δu的函数, R1为其自变量, 对R1求导数可得
当Δu对R1的导数等于0时, Δu取得极大值。令式 (2) dΔu/dR1=0, 即 (RnRm-R12) · (Rn+Rm) =0, 同时Rm>0, Rn>0。即RnRm-R12=0, 可得所以, 当探测器受到红外光照内阻值变化不大时, 可以取R1=Rn, 即In Sb探测器的匹配电阻可选择与探测器的暗电阻相当的电阻值。
2.2 前端放大电路设计
探测器采集到的红外信号非常微弱, 系统采用高灵敏度、低噪声的LMH6624集成运算放大器对微弱的红外信号进行两级可调放大。前端放大电路设计如图3所示, 红外信号经耦合电容进入第一级放大电路, 第一级放大倍数A1=1+R5/R4。由于放大电路中引入了电压负反馈以及耦合电容, 环路的放大倍数A*F*将产生超前的相位。高中低频时电路有不同的变化, 容易产生自激振荡现象, 使电路工作不稳定。采用电容C2形成密勒效应补偿电路防止电路的自激振荡。第二级放大电路主要实现灵敏度可调, 本级放大电路的放大倍数由可变电阻决定, 通过可调旋钮实现不同目标信号电压值的可调放大, 以此提高系统在不同工作环境下的灵敏度。因此, 系统的电压放大倍数为两级放大倍数之积, 即A=- (1+R5/R4) ×RT/R6。
2.3 阈值比较电路设计
根据红外辐射理论, 只要物体的温度高于绝对零度就会产生红外辐射。因此, 在空旷室外环境下, 太阳强光的照射会影响系统对目标信号的探测, 在空间中地面及附近设备的红外辐射形成了被探测目标的背景, 红外探测电路必须能自动地从复杂的背景中提取出目标信号[12]。且前端探测电路采集并放大后的红外信号为模拟信号, 该信号不能实现远距离传输, 实现后级靶道测量设备的实时启动工作。因此, 要将改模拟信号转换成数字脉冲信号, 实现靶道测试设备的实时触发。系统采用高增益、宽频带的LM2903双通道比较器将模拟信号转换成数字信号, 阈值电压的选取决定系统是否能准确提取出目标信号。如果阈值选取过大, 就不能提取出目标信号, 会造成本次测试无效;如果阈值选取过小, 可能会将环境噪声信号作为系统目标信号, 造成后级设备的误触发现象。
本文采用差分阈值的方法对红外信号进行处理, 即阈值电压的确定利用目标亮度与背景亮度的差值作为提取目标的依据。设Up为差分阈值电压, A为总电压放大倍数, UT为目标的亮度值, UB为被测目标背景亮度值。即差分阈值电压为
根据以上分析, 可首先对环境背景亮度及目标背景进行多次不同距离的采集, 求取差分阈值平均值, 从而精确地选取阈值电压。在电路设计时, 采用阈值比较可调的方法提取红外目标信号。在多次测量差分阈值电压的基础上, 验证得出一般条件下的阈值电压范围, 再采用阈值可调的方法, 可在任何背景亮度条件下, 通过可调电阻将电路快速调节到最佳的探测性能。阈值比较电路如图4所示。
本系统在空旷的环境中以太阳高照辐射形成的目标背景, 对背景亮度及12.7 mm机枪红外目标信号进行多次采集, 运用式 (3) 计算出每次电压阈值, 并求其平均值, 经过可调电阻获得本系统的最佳阈值电压。
3 验及结果分析
对系统进行实弹试验, 试验采用12.7 mm机枪红外信号为探测目标, 系统探测距离为50 m, 在单发射击情况下探测到的枪口红外信号波形如图5所示。
图5 (a) 中所示的波形图为In Sb红外探测器直接输出的枪口红外信号, 其幅值为150 m V, 信号持续时间1 ms。图5 (b) 中所示通道1是In Sb红外探测器采集的枪口红外信号, 经过两级可调放大之后的信号, 信号幅值为8.5 V;通道2是最终输出的差分信号, 此信号可进行远距离传输, 作为靶道内其他设备的零基准信号[4]。在多次试验过程中, In Sb红外探测器采集到的炮口红外信号与最终输出差分信号之间的延时约为10μs, 能实时为外弹道测试设备提供零基准信号。从试验波形可知该探测电路响应速度快, 具有较高的探测能力及抗干扰能力, 系统可以实时探测、实时触发。
4 结束语
柴油机缸盖瞬态响应分析 篇3
在发动机设计时, 为了提高气缸盖的设计效率, 缩短设计周期, 为了保证气缸盖在有限的体积和总量条件下具有足够的刚度和强度, 需要对其结构方案进行准确的评价, 对其寿命进行准确的预估。瞬态响应分析与静态分析相比较是一种更符合实际工作状态的分析方法, 本文在标定工况转速下, 探讨了求解缸盖瞬态应力的方法, 研究了缸盖高应力梯度部位多轴应力随着时间的变化趋势, 为缸盖的疲劳分析与寿命预测提供可靠的边界条件。
1 缸盖瞬态分析模型的建立
瞬态动力学分析是确定结构在静载荷、瞬态载荷和简谐载荷的随意组合作用下的随时间变化的位移, 应力, 应变和力。瞬态动力学分为完全法、模态叠加法和缩减法, 完全法、缩减法是基于直接积分法求解的一种方法。完全法不需要选取主自由度和振型, 允许装配结构的非线性接触, 不涉及质量矩阵的近似, 在一次处理过程中即可求出需要的结果, 具有一定的方便性, 但是求解时间较长。建立气缸盖装配结构的有限元分析模型, 采用完全法对其进行动态响应分析得到瞬态应力, 通过与缸盖静力学分析结果的对比来判断分析模型的可信性。
1.1 缸盖的结构离散
气缸盖装配结构分析的网格模型是基于结构的三维实体模型离散得到的。结构离散前的实体模型中不需要考虑所有细节, 如果对缸盖的所有细节都加以考虑, 不仅对计算机的硬件要求极高而且也要耗费大量的时间。在保证高应力部位结构细节的前提下对缸盖结构作了适当的简化, 缸盖上的加工倒角和直径小于5mm的螺栓孔全部省略, 缸盖底面通水孔省略, 所有螺纹孔用不带螺纹的圆孔来替代, 低应力部位的铸造圆角省略;对发动机机体做了高度简化处理, 在保证气缸盖螺栓孔方向上的机体刚度前提下, 将其简化为一个带加强筋的外方内圆的桶状结构, 只保留了缸体部位的结构;气缸垫圈简化为同一种材料的实体结构;缸盖螺栓去掉连接螺纹, 简化掉其上的倒圆和倒角。网格离散时, 选取的单元类型为10节点的四面体二阶单元, 将缸盖螺栓设定为螺栓单元, 缸盖、机体的材料为蠕墨铸铁, 垫圈为铝合金, 缸盖螺栓为42Cr Mo, 装配结构剖分后单元总数为121478、节点总数为200922。图1为气缸盖离散后的网格图, 气缸盖装配结构的离散模型见图2。
1.2 载荷边界条件
考虑的载荷类型为两种:一种是施加在缸盖螺栓上的预紧载荷, 另一种是作用在缸盖火力面上的气体压力载荷。缸盖安装螺栓分为主、副螺栓两类, 主螺栓预紧力为130000N, 副螺栓预紧力为85000N, 预紧载荷在第二个载荷步施加, 在第三个载荷步上锁定, 在后续的载荷步中螺栓预紧力载荷由力转化成位移施加在有限元分析模型上。
通过柴油机的缸内工作过程仿真分析, 得到标定转速工况下的缸内气体工作过程压力曲线, 将其扩展为3个周期的时间历程的缸内压力曲线, 作为缸内气体压力载荷施加于缸盖火力面上, 气体压力载荷方向垂直缸盖底面向上。三个周期的示功图曲线见图3。
1.3 接触与约束边界条件
缸盖有限元装配结构模型共有4组接触对:8个缸盖螺栓头底面与缸盖顶面的接触对;8个缸盖螺栓的螺纹部分与机体螺栓孔的接触对;缸盖底面与气缸垫的接触对;缸套上定位凸沿与气缸垫的接触对。接触对的接触类型均采用柔性的面面接触;接触单元为TARGE170和CONTA174号单元;螺栓与机体接触对的接触类型为绑定, 其它接触对的接触类型均为标准接触类型。
在发动机的缸体底面的断面上选取所有节点施加全约束。限制气缸体的刚体位移, 其它零件的刚体位移通过在接触面设定摩擦系数后产生的摩擦力来约束。
2 缸盖瞬态分析模型的求解
2.1 瞬态动力学的基本方程[1]
对于动力系统, 在结构进行有限元网格划分以后, 其基本运动方程为:
其中[M]{ü}表示惯性力向量, 表示阻尼力向量, [K]{u}表示弹性力向量, {F (t) }表示关于时间的力载荷向量。
式中, [M]为质量矩阵、[C]为阻尼矩阵、[K]刚度矩阵, {u}、{觶u}、{ü}分别表示位移向量矩阵、速度向量矩阵和加速度向量矩阵。
2.2 瞬态分析的求解方法
直接积分法可以分为隐式积分法和显式积分法。隐式积分法又称为开式求解法或修正求解法, 这种方法采用的Newmark算法在求解时, 时间步长△t可以设定较大的值, 但是因此可能存在收敛问题, 但对大多数问题都适用;显式积分法又称为闭式求解法或预测求解法, 这种方法要求求解时间步长△t的设定值相对较小, 因此不存在收敛问题, 对波的传播、冲击载荷和高度非线性问题比较适用。本文采用Newmark算法进行了动力学方程求解。
Newmark法是一种加速度法, 它是根据时间增量内假定的加速度变化规律计算结构动力响应的方法。由于时间增量内加速度变化规律的假定是任意的, 因此Newmark法有多种形式的计算公式。Newmark法分为线性加速度法和平均加速度法, 统一起来可归纳为:
其中△t为时间增量。当 时, 为线性加速度法;当 时, 为平均加速度法。
用增量的形式表示瞬态动力学的基本运动方程为:
则位移、速度、加速度增量为:
根据上式, 得到速度和加速度的增量为:
代入运动方程可得:
其中:
计算得到位移增量后根据材料的物性参数可以进一步得到结构的应力。Newmark法是工程计算中最常用的方法。
3 计算结果及分析
3.1 缸盖动态响应分析与静态分析结果的对比
由于气缸盖结构的有限元静力学分析方法相对较成熟, 计算结果具有一定的可信度[2、3], 在暂无气缸盖动态应力试验数据时, 采用将动态响应分析结果与静态分析结果相对比的方法来判断动态响应计算结果的可信度。
通过缸盖装配结构的瞬态响应计算, 得到了气缸盖在三个工作周期内的应力变化状态, 在第一个工作周期中, 由于初始载荷为0, 施加螺栓预紧力的第二个载荷步较长, 因此其应力状态不真实, 从第二个工作周期开始, 应力状态趋于真实, 第三个工作周期与第二个工作周期一致。图4为第二个工作周期内缸盖等效应力随着时间的变化, 在缸盖火力面上选择了5个考察点 (见图5) , 其等效应力随着时间的变化趋势见图6, 曲线中出现突变峰值的时刻为气缸内气体压力最大时刻。从图6可知:在低缸压时, 1、4位置的应力较小, 2、3、5位置的应力较大;在高缸压时, 1、4位置的应力上升幅度较大, 分别为6.4MPa和9.0MPa, 5位置的应力上升幅度较小为2.5MPa, 2、3位置的应力有较大幅度的缓解, 分别下降了8.0MPa和9.7MPa。
表1列出了上述5个考察点在缸内最小燃气压力时刻及缸内最大燃气压力时刻采用瞬态响应分析方法和静力学分析方法得到的等效应力情况。对于静态应力, 柴油机从低缸压运转到高缸压, 1、4位置的应力上升幅度较大, 2、3位置的应力下降幅度较大, 5位置的应力有所上升, 动态响应分析结果与静态分析结果的应力增减趋势一致。
在缸内最小燃气压力时刻, 动态应力值比静态应力大5%到30%;在缸内最大燃气压力时刻, 动态应力值比静态应力小8%到32%。与静态应力值比较, 1、4位置的应力最大值减小, 应力幅值也减小;2、3位置的应力最大值增大, 应力幅值也增大;5位置的应力最大值增大, 应力幅值略有减小。对于它们的差别是否与真实情况相吻合, 需要通过试验来验证。
3.2 缸盖高应力部位的应力多轴特点分析
对于缸盖, 目前常采用最大主应力或等效应力, 依据材料试件的单轴试验数据对其进行结构强度评判和疲劳寿命预估, 没有考虑到多轴应力状态的影响, 这与结构件的实际应力状态不符。目前很多研究者对多轴应力状态下材料的行为开展了研究, 为结构的多轴疲劳寿命预估奠定了基础[4、5]。
对于进行瞬态响应分析后气缸盖, 在水腔内选择等效应力较高的部位分析其三轴应力随着时间的变化趋势。选择气道与缸盖底板相交处的铸造圆角为考察位置1, 缸盖螺栓孔柱与缸盖顶板相交处的铸造圆角为考察位置2, 考察时刻与图4的时刻一致, 应力大小与应力矢量的变化趋势见表2。
考察位置1的应力在三个主轴方向全部为压应力, 随着缸内压力的增大, 三个主轴方向应力的绝对值增大, 第一主应力的主轴方向最大偏转了16.7°, 此处是多轴非比例载荷;考察位置2的应力在三个主轴方向全部为拉应力, 随着缸内压力的增大, 三个主轴方向的应力也全部增大, 第一主应力的主轴方向最大偏转了2°, 此处认为是多轴比例载荷。因此, 缸盖在工作时, 高应力部位既有多轴比例载荷, 又有多轴非比例载荷。
4 结论
(1) 通过与缸盖有限元静态分析结果的对比, 修正了缸盖有限元瞬态响应分析模型, 保证了动态响应分析结果与静态分析结果的应力增减趋势一致, 对于动态应力与静态应力之间的差别是否与真实情况相吻合, 需要通过试验来验证。
(2) 缸盖在工作过程中, 高应力部位既有多轴比例载荷应力, 又有多轴非比例载荷应力, 在疲劳寿命评价时可以根据情况区别对待。
参考文献
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某轿车转向瞬态响应特性仿真分析 篇4
运用多体动力学分析软件ADAMS /Car建立了整车的多刚体动力学虚拟样机模型, 模拟输入驾驶员对汽车的多种操纵信号, 仿真出汽车行驶时的时域响应或者频域响应, 并参照相关国家标准对仿真结果进行评价, 预测整车的转向瞬态响应特性。并进一步对模型多次仿真, 获得不同速度下的横摆角速度稳态值和前轮转角, 最终得出稳态横摆角速度增益曲线, 从而进一步分析该车的转向特性。
1创建整车虚拟样机模型
在ADAMS /Car中整车虚拟样机采用自下而上的建模顺序, 从模板到子系统, 再到整车虚拟样机模型。在模板中定义子系统组成部件、组件间拓扑关系结构以及模板与其他模板和试验台的连接关系, 模板是子系统的基础［2］。
1. 1建立整车模型拓扑结构
在根据数模及整车参数建立整车模型时, 首先对模型进行必要的简化, 并确定拓扑关系, 如图1所示。由于篇幅限制, 此处只详细给出了后悬多连杆独立悬架拓扑结构及各总成间连接关系。其中, 一般部件用圆表示, 系统总成用椭圆表示, 安装件用矩形表示。SS是转向系统, FS是前悬麦弗逊独立悬架, B为车身, E为动力系统, K1是后悬转向节, A1 ~ A3是控制臂, Z1是弹簧滑柱, Z2是减振器滑柱, H1和H2是轮毂, W1和W2是车轮, M1 ~ M11是安装件, B1 ~ B7是衬套, R1 ~ R5是旋转副, S1 ~ S6是球副, T1 ~ T3是移动副, O是胡克副, U是耦合副, C1 ~ C12是通讯器。
1. 2整车模型装配
各子系统模板建立后, 在标准模式下将各子系统与整车试验台 ( MDI_SDI_TESTRIG) 进行装配, 最终的整车虚拟样机模型如图2所示。整车虚拟样机模型包括车身子系统、动力总成子系统、前后悬架子系统、转向系统子系统、前后车轮子系统。整车虚拟样机模型参数是根据某轿车的物理参数、运动学参数和动力学参数等已知输入条件确定, 部分整车参数如表1所示。
2整车转向瞬态响应特性仿真分析
不同国家的汽车行业对汽车转向瞬态响应特性试验有不同的试验内容和评分限制。在我国, 转向瞬态响应特性试验包括转向盘转角阶跃输入和转向盘转角脉冲输入试验。以转向盘转角阶跃输入瞬态响应来表征汽车操纵稳定性的转向盘角位移输入下的时域响应。由于以转向盘转角阶跃输入瞬态响应表征汽车的动特性时需要很大的场地, 现在主要以转向盘转角脉冲输入瞬态响应的横摆角速度频率响应特性来表征汽车的动特性, 仿真试验过程及评价标准均参考实车试验标准进行。
2. 1转向盘转角阶跃输入仿真试验
转向盘转角阶跃输入仿真试验参照GB /T 6323. 2—94进行, 整车模型以90 km·h－ 1的速度匀速行驶一段距离后, 在仿真时间为1 s时给方向盘一个阶跃信号, 在0. 1 s内转向盘由0°转到19. 5°, 并固定此角度［3］。此时侧向加速度响应曲线如图3所示, 横摆角速度响应曲线如图4所示, 得到相应的仿真结果如表3所示。
横摆角速度响应时间的评价参照QC /T 480— 1999进行, 对于最大总质量小于或等于6 t的汽车, 记分值按式 ( 1) 计算［4］, 结果如表3所示。
从表3可以看出, 横摆角速度响应时间的评价分值较高, 该车在转向盘转角阶跃输入下的转向瞬态响应特性较好, 对转向输入的灵敏性较好。
为进一步研究转向盘转角阶跃输入下该车的稳态响应特性, 进一步对整车仿真得到车速为40 km· h－ 1、60 km·h－ 1、80 km·h－ 1、100 km·h－ 1、120 km ·h－ 1、130 km·h－ 1、140 km·h－ 1、150 km·h－ 1时稳态横摆角速度稳态值和前轮转角, 求得横摆角速度增益, 其变化曲线如图5所示。
从图5可以看出横摆角速度增益曲线呈向下弯曲趋势, 表明该车具有轻微的不足转向特性, 说明该车行驶时稳态响应较好。曲线在速度约为130 km/h时趋于稳态值8. 15°·s－ 1/ ( °) , 此速度即为该车型的特征车速uch。并由公式 ( 2) 可计算得出该车的稳定系数K为0. 000 767 s2/ m2, 与直接由公式 ( 3) 算出的K值0. 000 81 s2/ m2很接近, 验证了仿真的正确性。
2. 2转向盘转角脉冲输入仿真试验
转向盘转角脉冲输入仿真试验参照GB /T 6323. 3—94进行, 整车模型以90 km·h－ 1的速度匀速行驶一段距离后, 在仿真时间为1 s时给转向盘一个三角脉冲转角输入, 方向盘最大转角为79°, 脉宽为0. 3 s［5］。此时侧向加速度响应曲线如图6所示, 摆角速度的响应曲线如图7所示, 仿真结果如表4所示。
从表4可以看出, 侧向加速度峰值为0. 4 g, 满足国标规定的试验要求。侧向加速度和横摆角速度响应时间和峰值时间都较短, 并很快达到稳定状态。
为了评价转向盘转角脉冲输入情况下, 整车的转向瞬态响应特性, 需要求得此时的横摆角速度幅频和相频特性曲线。汽车的操纵运动, 通常可以用二阶传递函数来逼近［6］, 以转向盘转角作为输入, 以该车横摆角速度作为输出, 可进一步求得传递函数如式 ( 4) 所示。
在MATLAB软件中可绘出幅频和相频特性曲线如图8所示。从图8可以看出随着频率增大, 幅值比缓慢增大, 当频率约为0. 8 Hz时, 幅值比达到最大值, 此时系统发生共振。频率再增高, 幅值比开始下降。相位角随频率增大缓慢下降, 当频率约为1. 1 Hz时, 相位角几乎呈一水平直线。
根据幅频和相频特性曲线可以得到谐振频率fp、谐振峰水平D、相位滞后角a, 参照QC /T 480— 1999进行计算评分, 如表5所示。
从表5可以看出该车谐振频率较低, 仅为0. 8Hz, 表明该车操纵稳定性较差; 谐振峰值为2. 5 d B, 表明该车瞬时稳定性较好; 谐振频率为0. 2 Hz时, 相位滞后角接近于0, 表明缓慢转动方向盘时该车反应较快; 谐振频率为1 Hz时, 相位滞后角较大, 表明该车快速转动转向盘时, 汽车反应较慢。从综合评分看出, 该车在转向盘转角脉冲输入下的转向瞬态响应特性欠佳, 抵抗干扰的能力有待进一步提高。
3结论
1) 从转向盘转角阶跃输入响应的评分可以看出, 该车瞬态响应特性较好, 即对转向输入的灵敏性较好。
2) 进一步分析可知该车具有轻微不足转向特性, 说明该车行驶时稳态响应较好。特征车速约为130 km / h, 与根据理论公式计算出的结果很接近。
3) 从转向盘转角脉冲输入响应的各项评分以及最终评分可以看出, 该车瞬态响应特性欠佳, 抵抗干扰的能力有待进一步提高。
摘要：根据某型轿车的数模及整车参数, 确定了该车拓扑结构, 在ADAMS/Car软件中建立了整车虚拟样机模型。参照国标中的转向瞬态响应实车试验方法, 在转向盘转角阶跃输入和转向盘转角脉冲输入下, 对整车瞬态响应特性进行了虚拟仿真。通过分析仿真结果, 预测了该车的转向瞬态响应特性。可知该车在阶跃输入下瞬态响应较好, 在脉冲输入下瞬态响应欠佳, 可为实车试验及此类问题的设计研究提供参考。并进一步仿真得出了稳态横摆角速度增益的变化曲线, 表明该车具有轻微不足转向特性。
关键词：虚拟样机,瞬态响应,转角阶跃输入,转角脉冲输入,仿真试验
参考文献
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[5] GB/T 6323.3—94, 汽车操纵稳定性试验方法——转向盘转角脉冲输入
多功能结构瞬态动力学分析 篇5
关键词：多功能结构,瞬态动力学,模态
0 引言
多功能结构 (multi-functional structure) 作为新兴的结构因其元器件间高度的集成性, 微缩性等优点而被广泛的应用在各种航天器和飞行器上。因其特殊的应用环境, 我们需要对其进行各种受力分析, 由于该结构经常受到冲击载荷的作用, 所以对多功能结构进行瞬态动力学分析是十分重要的。根据实际应用的要求, 列举出多功能结构的内部组成, 并加以不同的冲击载荷, 从而得到各个部件的频率特性和多功能结构的基准频率, 为进一步的研究和应用做好准备。
1 多功能结构中心程序器单元结构分析
主要对应用在某一型号航天器上作为多功能结构的核心结构——中心程序器单元进行了分析。
为了节省材料和减轻质量, 根据电路图中元器件的分布, 将其设计为一个手枪型结构。盖板长度为180mm, 较宽一侧宽度为102mm, 较窄一侧宽度为51mm, 厚度29mm。基板全长218mm, 较宽一侧宽度尺寸为100mm, 较窄一侧宽度为49mm, 厚度尺寸为18mm, 左右两侧共三个d6的孔, 用来固定整个模型, 螺钉采用开槽沉头螺钉 (GB 68-85) 。
2 多功能结构的瞬态受力分析
飞行器处于加速和减速时, 尤其是起飞时, 结构受到非常强烈的振动和冲击, 这些冲击力都是时间的函数, 结果各部分的响应 (应力和应变) 也随时间变化, 这时, 对多功能结构就必须进行瞬态分析。瞬态动力学分析又称时间历程分析, 用于计算结构在随时间任意变化的载荷作用下的动力学响应、目的是得到结构在稳态载荷、瞬态载荷和简谐载荷随意组合作用下随时间变化的位移、应变、应力和力。图2表示的就是在瞬态动力学分析中时间和载荷的关系, 其中时间-载荷曲线上的每一个拐角对应一个载荷步。
a) 中心程序器在ANSYS中的建模以及网格划分:将在Pro/E中得到的中心程序器的模型导入到ANSYS中, 从而完成在ANSYS中的建模并进行划分网格 (图3) 及受力分析。在导入过程中需要注意的问题是:1) 将两个软件中的中心程序器的单位进行统一, 避免出现单位的错误;2) 模型在进行网格划分之前需要将盖板、基板、柔性电路板和芯片都GLUE (连接) 起来, 这样划分网格后的单元彼此才能够关联。
b) 多功能结构瞬态动力学仿真:冲击载荷的变化范围十分的宽泛, 为了得到多功能结构所能承受的最大冲击载荷, 先考虑频率为0～5000Hz, 加速度幅值为40～100g的范围内冲击响应情况。由于幅值是一个范围, 这在ANSYS中是没有办法直接加载的, 需要进行一些处理。这里采用的办法是离散采样, 将频率和加速度同时离散化后分别取点, 将这些点一一对应起来形成了一个二维的列表 (表1) 。
加速度取100g, 70g和40g这三个点。频率则在多功能结构的各阶固有频率处取点, 这样得到的冲击响应要比在其他频率处取点计算出来的值大。得到最大的冲击响应的情况, 更能够说明问题。表1中的①代表频率为848Hz、冲击加速度为100g时的冲击载荷。其他数字符号的含义依此类推。采用半正弦脉冲的形式进行加载。脉冲持续的时间=1/2f, 其中f表示脉冲的频率, 脉冲的幅值大小则为频率对应的加速度大小。图4表示离散后的半正弦脉冲。
用具体的数学描述为:
undefined
式中:A——脉冲加速度幅值;
f ——脉冲的频率;
undefined——时刻的加速度值。
在ANSYS瞬态分析中, 冲击载荷采用载荷步的形式加载。将上述正弦波在时间内分成20个时间段, 分别求出各个时间段上加速度的幅值大小。每个时间段为一个载荷步, 共计20个载荷步。所有的载荷步写成载荷文件的形式, 采用循环的方式一次性全部求解。可以在后处理器中观察到应力的大小。
c) 瞬态动力学分析结果分析:为清楚地表达出不同频率和加速度冲击情况下模型的响应情况, 用表格的形式列出响应的结果, 冲击作用的方向都是z方向。表2中列出了中心程序器单元的各个部分在频率为848Hz的情况下承受40g, 70g和100g加速度冲击时应力的大小。表3中列出了中心程序器单元的各个部分在频率为1155Hz的情况下承受40g, 70g和100g加速度冲击时应力的大小。表4中列出了中心程序器单元的各个部分在频率为2017Hz的情况下承受40g, 70g, 100g加速度冲击时应力的大小。表5中列出了中心程序器单元的各个部分在频率为2488Hz的情况下承受40g, 70g和100g加速度冲击时应力的大小。
通过对前4张表格的比较可以看到这样的规律:在同一频率下, 不同幅值的加速度冲击其应力响应呈现出线性变化。以盖板为例, 在频率为1155Hz时, 100g的冲击响应的应力值是40g时的2.498倍;70g的冲击响应的应力值是40g时的1.72倍;这恰好接近他们的加速度冲击幅值的比2.5和1.75。可见同一频率下, 增加加速度冲击的幅值, 其应力响应增加与加速度幅值的增加成线性关系。而当加速度幅值相同, 频率变化时, 冲击响应的应力变化与频率的变化成反比的关系, 即频率增大, 应力响应的幅值减小。这种关系不像固定频率变化加速度幅值时呈现出线性关系, 但有一点可以肯定, 随着频率的增加响应幅值在减小。可以从另一个角度理解这个问题, 增加频率其实就增加冲击载荷的作用时间, 频率越大载荷作用的时间越短, 这样响应时应力幅值就会越小。因此在500～5000Hz的范围内, 除了在固有频率处取点之外, 只需要在500Hz处再取一个点与前面的值进行比较就能得到模型能承受的最大响应值了。
表6所示为模型受到大小为500Hz100g, 方向为x, y, z三个不同方向的冲击时其应力响应结果。将其与前面的四张表格所列结果进行比较, 从表6可以发现:1) 在500Hz时, 应力响应的大小比在848Hz时的小, 这与前面的结论有些矛盾, 这是因为前4张表中的频率取得是模型的固有频率, 因此响应会被放大, 所以会出现这种情况。其实并不矛盾, 这样计算结果偏安全一些;b) 同一大小的力作用于x, y, z三个不同方向时, 其响应的结果差异很大。其中z方向的响应是最大的。所以只需要以z方向的冲击作为计算的标准。
通过对比可知模型在频率为848Hz时, 承受同一大小的冲击要比在其它频率下大。所以下面以频率为848Hz加速度幅值为100g的情况为计算标准, 给出中心程序器单元各部分的应力云图。分析结构应力最大的部位。图5是基板和盖板的应力云图, 图6是芯片和柔性电路板的应力云图。
图7所示为冲击应力响应曲线, 上面的一条是基板的响应曲线, 下面的是盖板的响应曲线。从图中可以看到基板的应力响应是最大的。
3 结论
由瞬态动力学分析的结果可以得到下面几条结论:
a) 多功能结构的瞬态分析响应的应力值随冲击载荷的时间变化的。冲击作用时间越长应力越大, 并且出现最大应力时的时间随载荷作用时间不同而变化, 冲击时间越短, 在冲击过程中出现最大应力的时间越向后延迟。
b) 计算的过程中以中心程序器单元为标准进行计算突出了计算的重点, 有利于对设备的其他零部件做出强度上的要求。
c) 从表2中可以看到, 中心程序器单元各部分中基板和盖板所受的力远远大于其它部分。而基板和盖板的受力又以基板为最大。因此以基板为研究对象进行计算, 有利于选择为工程上选择合适的金属材料并为下一步的研究提供了基准。
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SED电形成过程瞬态响应测量电路 篇6
表面传导电子发射显示器(Surface-conduction Electron-emitter Display,SED)是继液晶显示和等离子显示后的新型平板显示技术[1]。1992年,美国SI Diamond Technology公司最早提出了SED的原理及完整结构[2]。20世纪80年代,佳能公司采取喷墨工艺制作了稳定的SED器件。2004年,佳能和东芝展示了36 in的1 280×768彩色SED样机,其画质与CRT相当[3]。
电形成过程是制作SED发射阴极过程中的重要步骤。1975年,M.Hartwell和C.G.Fonstad最先提出了电形成过程[4]。2006年,大西敏一等人详细介绍了SED发射阴极的电形成过程[5]。2008年,梁海锋等人研究了AlAlN颗粒膜在SED发射阴极中的应用并重点研究了其电形成过程[6]。由于电形成过程中SED的瞬态响应难以测量和记录,目前还没有关于电形成过程中SED发射阴极薄膜对电压波形的瞬态响应研究。本文设计并制作了SED电形成过程瞬态测量电路。实验结果表明该电路可以测量SED在整个电形成过程中的瞬态响应并将其记录下来。该电路可测量的SED阻值范围为50~3×105Ω,采样频率最大可达100 kHz,量程切换时间为144μs,可以满足SED电形成过程中瞬态响应测量的要求。
2 电路设计
电形成过程是在器件电压作用下,发射阴极上形成发射电子所需缝隙的过程。在电形成过程中,施加的器件电压波形不同,电形成的过程和结果会发生改变。通过测量电形成过程中SED电阻及电流的瞬态值可以分析和研究电形成的详细过程。
在电形成过程中,SED发射阴极的电阻会在很大范围内变化,需要不断切换测量量程来准确测量整个电形成过程中电阻的变化。为了实现自动量程切换,笔者设计了一种自适应量程的测量电路,该电路根据电形成过程中SED的阻值自动选择相应阻值的测量电阻。
电路结构如图1所示,该电路包括3部分:电阻阵列,阻值选择控制模块和数据采集、保存、分析与显示模块。图中RSED为SED的等效电阻,V0为电源的输出电压,VR为测量电阻两端的电压,Ri为电阻阵列中被选中的测量电阻。
2.1 电路工作原理
在电形成过程中,SED发射阴极的电阻会在很大范围内发生变化,使用一个定值电阻去测量电形成过程中SED的瞬态响应是不可行的。当测量电阻过大时,它两端的分压过大导致SED两端分压过小,从而影响SED的电形成;当测量电阻过小时,它两端的分压过小,从而导致测量的精度不够。考虑到测量精度及对电形成的影响两方面因素,该电路中根据SED的电阻来选择测量电阻的大小为SED电阻的1/30~1/15。
电路开始工作时,先选择R1与SED串联组成回路,然后测量V0和VR,阻值选择控制模块通过V0和VR的大小判断RSED的阻值大小,然后根据该阻值大小选择合适的测量电阻Ri与SED串联。同时,阻值选择控制模块把V0,VR以及Ri的值送给数据采集、保存、分析与显示模块,该模块先通过式(1)、(2)计算出回路电流I及RSED,然后将V0,VR,I和RSED保存并显示。
2.2 电阻阵列
电阻阵列由13路不同阻值的电阻和MOS开关管组成,每个电阻和一个MOS开关管串联形成其中的一个支路,根据SED电阻大小在电阻阵列中选择合适的支路。
2.3 阻值选择控制模块
阻值选择控制模块电路如图2所示,其中包括电压比较器、双向计数器、译码器和开关驱动。假设当前电阻阵列中的第i路(i=1,2,3,…,13)导通,测量V0和VR,然后电压比较器比较V0/30,VR和V0/15的大小,根据三者的大小切换不同的量程,使VR在V0/30和V0/15之间,判断过程为:1)当VR
2.4 低输入电压钳制电路
当V0过小时,电压比较器的输入过小,导致输出逻辑混乱。为了解决该问题电路中增加了低输入电压钳制电路,该部分电路原理如图3所示,主要由3个光开关组成。当V0<1.8 V时,T1截止,同时A点处于高电位,T2,T3导通,因d0,d1与地之间短路而被钳制于低电位。当V0>1.8 V时,T1导通,同时A点处于低电位,T2,T3截止,d0,d1的值则只由电压比较器决定。
2.5 数据采集、保存、分析及显示模块
该模块由数据采集卡及计算机组成,数据采集卡采集V0,VR值后传送给计算机,计算机通过式(1)和(2)计算RSED及I,然后将V0,VR,RSED和I保存并显示。
2.6 量程切换时间
该电路的量程切换时间由电压比较器的判断时间、MOS开关的响应时间和单片机的执行时间组成。其中单片机的执行时间最长,为144μs,电压比较器的判断时间和MOS开关的响应时间小于1μs,可以忽略,所以电路总的量程切换时间为144μs。
3 测量结果
图4为SED样品电形成过程瞬态响应测量结果。由图可知,电形成过程中采用的电压脉冲为渐增梯形波,其中梯形波的上升和下降沿斜率的绝对值为0.5 V/s,每个脉冲在最大值处维持10 s,后一个脉冲比前一个脉冲幅值增加1 V,瞬态响应测量电路的采集频率为100 kHz。在每个脉冲的上升期,SED的电阻随着电压的增大而减小;在每个脉冲的下降期,SED的电阻随着电压的减小而增大。对于不同幅值的脉冲,随着脉冲幅值的增加,SED电阻也逐渐增加。在第9个脉冲中,SED电阻值发生突变,电阻值突然增大,说明该SED样品电形成过程完成。图5为图4中第334~350 s区间上曲线的放大图,从该图中可以看出,当SED两端的电压阶梯下降时,SED的电阻阶梯上升,这说明电形成过程中SED瞬态电阻与所加的电压波形有着密切关系。
4 小结
笔者设计并制作了SED电形成过程瞬态响应测量电路,该电路可测量的SED阻值范围为50~3×105Ω,采样频率最大可达100 k Hz,量程切换时间为144μs,可以满足SED电形成过程中瞬态响应测量的要求。该电路成功测量了SED样片在电形成过程中的电阻、SED两端的电压及电形成回路电流的瞬时值,并给出了SED两端电压及SED电阻的曲线图及局部放大图。实验结果表明,运用该电路可以详细研究SED对电压波形的瞬态响应,对改进SED器件的形成具有重要作用。
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传动装置磁流变液瞬态温度场研究 篇7
微米级的软磁性颗粒均匀的分散在基载液及稳定剂中形成的一种悬浮液,即磁流变液。一般情况下,磁流变液为自由流动状态,受到外加磁场作用后会迅速转变为半固体状态,且这种状态下,磁流变液具有可控剪切屈服强度,因此在传动装置中常常会以该种悬浮液作为传动介质。但当在滑差工况下,磁流变液中的磁性颗粒会因为主从动摩擦副间的转速差发生摩擦,进而放热导致其温度上升,一定程度上影响了装置的传动性能。本文主要以多盘式磁流变传动装置为基础,研究磁流变液的瞬态温度场。
1 多盘式磁流变传动装置简介
多盘式磁流变传动装置中存在多组圆盘,结构如图1所示。该传动装置中,主动转子与主动轴相连,从动转子与从动轴相连,圆盘插于转子上,并使用隔离环将相邻的圆盘分隔开来,形成一个个工作间隙,间隙中密封有磁流变液。未通电状态下,磁流变液自由流动,主动盘与从动盘分离;通电状态下,工作间隙内会产生磁场,磁流变液在磁场作用下迅速转变为半固体状态,具有一定的可控剪切屈服强度,主动盘与从动盘结合,电流大小不同,主从动盘之间的结合程度不同,传动装置的状态不同。一般情况下,磁流变传动装置都处于同步运转状态,但偶尔也会出现滑差状态,滑差工况下,传送装置的磁流变液温度会迅速升高。
2 数值仿真
2.1 基本参数
某多盘式磁流变传动装置有8个工作间隙,圆盘内径为76mm,外径为116mm,圆盘结构及边界具有对称性,二维轴对称热分析模型使用ANSYS软件建立,选取四节点二维平面单元PLANE55,模型建立过程中采用网格将工作间隙进行划分并局部细化,可以得到一个有限元模型,仿真过程中假设所有材料的物理参数恒定不变。
2.2 边界条件
当t=0时,将传动装置各点温度T0设置为25℃;考虑到传动装置周围空气与装置外表之间存在着热辐射换热及对流换热,复合换热系数α取为9.7 W/(m 2·K);传动装置各个工作间隙区域的生热率与圆盘半径呈线性关系,因此,通过径向梯度载荷的方式将其施加在节点上。
2.3 仿真结果
(1)温度场分布规律
(2)轴向间隙温度分布。将传动装置的8个工作间隙由左至右依次编号,各个间隙的生热率相同,但外界换热条件受到轴向位置的影响存在着一定的差别。(1)~(4)号间隙的磁流变液温度随滑差时间的变化情况见图2,由图可以看出,(2)、(3)号间隙介于(1)、(4)号间隙之间,(1)号为最边缘间隙,滑差工况下,(4)号间隙磁流变液的温度较高,(1)号间隙最低,且越靠近边缘,温度越低。滑差刚开始时,四个间隙的磁流变液温度差异较小,随着时间的推移,温差逐渐拉大。
(3)磁流变液温度场。分析磁流变液温度场时将传动装置的滑差功率设定为5 k W,下文主要分析(4)号间隙内部的磁流变液的温度场,分别记录10 s、30 s及60 s时磁流变液温度分布规律可以知道,不同时刻磁流变液表面温度场的分布规律大体一致,由于工作间隙边缘处磁流变液与外界的对流换热效果较好,因此外径处产生的大部分热量已经散出去,反而是工作半径中心处散热较慢因此温度最高。
2.4 影响温度分布的主要因素
(1)滑差功率。在(4)号间隙的磁流变液中取3个不同的点,三点与圆盘原点的距离分别为76mm、96 mm、116 mm。分析滑差功率为5k W、10 k W及15 k W时各点的温度变化情况,可以得到以下结论:随着滑差时间的不断增加,磁流变液的温度变化趋势近似线性增长,且功率越大,增长的越快。主要是因此滑差功率越大,单位时间内工作间隙先生的热量越多,但散热的效率基本一致,因此功率越大,磁流变液温度上升越快;滑差功率围为15 k W时,距离圆盘原点96 mm处的磁流变液在30s时间内上升了270℃左右,在实际的使用过程中,为了避免大功率滑差工况下磁流变液温度过高应该尽可能缩短传动装置启动及制定时间,并采取一定的散热降温方法,保护传动装置。
(2)工作间隙。在(4)号间隙的磁流变液中取一点,该点与圆盘原点的距离为96 mm,改变隔离环厚度调节工作间隙尺寸,分别设置工作间隙大小为0.5 mm、1.0mm、1.5mm及2.0 mm,设置滑差功率为5 k W,时间为30s,分析滑差工况下工作间隙不同时,磁流变液温度变化情况,得到结果如下:同样的时间内,工作间隙越大,磁流变液的温度越低,随着时间的增加,温差会变大,工作间隙增加后,单位时间内磁流变液的温度上升幅度会降低。
3 试验研究
为了验证上述仿真结果,还需要进行试验,下文简单就实验仪器、方法及结果进行分析。
3.1 试验方法
试验过程中首先使用电动机、磁流变传动装置、温度传感器、激励电源、变频器、扭矩传感器、固定支架等等装置搭建起一个磁流变传动温升试验台。试验开始时,使用固定支架将从动盘固定住,激励电源将励磁电流提供给线圈,滑差功率通过调节变频器改变,检测时将温度传感器的探头插入到(1)号间隙中,主要用于测量磁流变液的温度变化情况,系统的滑差转速及传递扭矩由扭矩传感器测量,试验设置两个测点,测点距离圆盘圆心的位置分别为90 mm和110 mm,试验过程中记录各状态下的试验数据。
3.2 结果与讨论
(1)滑差功率为7 k W时,记录两个测点磁流变液温度变化情况,试验发现90 mm处的温度始终低于110 mm处的温度,且随着时间的延长,两个测点之间的温度差值越来越大,且110 mm处的试验值比仿真值大,90 mm处的试验值比仿真值小,主要是因为圆盘转动时磁性颗粒在离心力的作用下会逐渐向间隙外径移动,开进外径处磁性颗粒的体积分数会有一定程度的升高导致剪切应力增加,因此单位时间内产生的热量也会有所增加;
(2)测试不同滑差功率下磁流变液的温度变化情况可以发现,试验测得的两测点的温度变化情况与仿真值基本一致,但由于温度传感器的测量误差、仿真模型及边界条件简化等等原因,试验值与仿真值之间还存在一些误差;
(3)滑差功率设置为7 k W,分别测量工作间隙为0.5mm、1.0mm及1.5 mm时磁流变液的温度变化情况,可以发现试验结果与仿真模拟结果基本一致,即工作间隙较小时温度上升较快,工作间隙较大时温度上升较慢,但由于工作间隙增大时,磁流变液的流动性会受到影响,周围部件与磁流变液的对流换热会加速,因此试验结果比仿真值相比略小。
4 结束语
本文简单介绍了多盘式磁流变传动装置的结构,并通过数值仿真及实验研究分析了多盘式磁流变传动装置的磁流变液瞬态温度场,研究发现在磁流变装置中,滑差功率及轴向间隙的位置、尺寸都会影响到磁流变液温度,轴向间隙由外向里,磁流变液的温度逐渐上升,且随着滑差时间的增长,各间隙之间磁流变液温度的差异会逐渐增加;磁流变装置中,工作半径中心处的温度最高,两端处的温度逐渐降低;滑差功率较大时,磁流变液的温度上升较快,增大工作间隙尺寸可以在一定程度上减缓温度的上升。
参考文献
[1]王建,汪永强,魏忠才等.磁流变液传动装置瞬态温度场分析[J].煤矿机械,2015,36(10):129-131.
