关键词：
电容电压均衡控制（精选七篇）
电容电压均衡控制 篇1
MMC变流器的每一相是由若干个子模块串联构成的, 变流器每一相分为上下两个桥臂, 每个桥臂具有N个子模块的变流器每一相得电平数为N+1个。变流器分为3相, 六个桥臂, 每个桥臂由N个子模块和一个用于抑制相间环流和短路电流的桥臂电抗器串联组成。在直流侧, 当子模块正常工作时, 其电容电压近似为Uc, 同一时刻上下两个桥臂导通的子模块总数为N, N·Uc=Udc, 其中Udc为直流侧电压。变流器交流侧与交流电网相连, 通过给定不同的调制波, 可以控制变流器并网点电压的幅值和相位, 从而使变流器工作在发出或吸收有功和无功的状态, 可以实现有功功率的双向传递, 并具有无功补偿的能力。
2 MMC改进均压控制策略
模块化多电平变流器的调制策略有很多种, 例如, 特定谐波消去调制法 (Selective Harmonic Elimination, SHE) 、最近电平逼近调制法 (Nearest Level Modulation, NLM) 、载波移相调制法、载波层叠调制法等。对于柔性直流输电系统而言, 模块化多电平变流器一般工作在电压等级较高的条件下, 相应变流器的电平数也较多, 最适合采用的就是最近电平逼近的调制策略。
当采用最近电平调制策略时, 如何使各个子模块的电压均衡将是一个不得不考虑的问题。这就要求在最近电平逼近调制策略中加入相应的电容均压控制策略, 这样才能保证在各子模块进行投入、 切除的过程中其电容电压在一定范围进行波动, 趋于一个较为稳定的值。一般的电容均压方法是将子模块的电容电压进行排序以确定各子模块电容电压的高低, 再按排序的结果进行子模块的投切。在考虑子模块电压高低的同时, 还需要考虑各桥臂电流的方向, 将电流流入桥臂的方向设为电流正方向, 相应的Iarm>0, 反之, Iarm<0。 当Iarm>0时, 该桥臂对应于充电状态, 电流会使导通子模块的电容电压升高, 这时在进行排序后选择投入电压低的子模块或切除电压高的子模块, 当Iarm<0时, 情况相反, 该桥臂处于放电状态, 应在进行排序后选择投入电压高的子模块或切除电压低的子模块。最简单的调制方法是在每次电平数发生改变时对子模块进行一次重新的投入和切除。这种控制方法在电平数改变时会有大部分的子模块需要改变其开关状态, 从而需要各开关器件多次开通和关断, 对子模块的寿命影响较大, 而且每次都需要对所有子模块进行排序, 计算量较大。
本文在原有的调制方法上进行了改进。可以减少每次改变开关状态的子模块数量, 从而减少每个子模块的投切次数, 并且可以更好的实现各子模块电压的均衡, 减小了子模块电压的波动。
该方法首先判断应该投入的子模块个数是否发生改变, 并按以下几种工作状态进行子模块的投切:
2.1当桥臂需投入模块数不发生变化时, 在每个采样周期对子模块电容电压进行校验, 判断其大小是否超出设定的范围。如果没有电压超出范围的子模块, 则开关状态不发生改变, 反之, 则计算出电压超出范围的子模块个数N。判断未投入的子模块中电压满足允许范围的子模块个数是否大于N, 若大于N, 则投入N个未投入的子模块, 将不满足电压范围的已投入子模块切除, 否则, 将剩余的满足电容电压范围的子模块全部投入, 并切除相应数量电压越线的子模块。
2.2当桥臂需投入模块数发生变化时, 需要改变投入子模块的个数, 首先通过将此时需要投入模块的参考值与上一时刻投入的子模块个数相比较, 得到此时各桥臂应该新投入或切除的子模块数Non或Noff, 在通过检测得到未投入的子模块个数, 对未投入的子模块进行电压排序, 然后判断此时桥臂电流的方向, 根据桥臂电流方向的不同将控制分为以下两类:
2.2.1当Iarm>0时, 这时该桥臂处于充电状态, 子模块电容电压将会有不断增大的趋势, 为了使子模块电压满足其上限要求, 当需要切除子模块, 则切除电压排序最靠前的Noff个子模块, 如需投入子模块, 则投入电压排序最靠后的Non个子模块。这样则可以保证电压高的已投入子模块被切除, 而电压低的未投入子模块投入。
2.2.2当Iarm<0时, 该桥臂处于放电状态, 这时子模块电容电压为不断下降的趋势, 为了使子模块电压满足其下限要求, 当需要切除子模块, 则切除电压排序最靠后的Noff个子模块, 如需投入子模块, 则投入电压排序最靠前的Non个子模块。这样则可以保证电压高的已投入子模块被切除, 而电压低的未投入子模块投入。
3仿真验证
在Simulink中搭建仿真模型, 变流器容量20MVA, 直流电压Udc=60k V, 交流侧电压等级为35k V, 变流器各桥臂由30个子模块构成, 输出电平数为31电平, 各桥臂串联电抗器为53m H, 子模块电容为4.5m F, 为2%, 图1、2为两种电容均压调制策略下子模块触发信号和电容电压仿真图。由图中可见新的电容均压策略在减少开关次数和减小电容电压波动量两方面更都具有良好的效果。
4结论
本文在Matlab/Simulink仿真软件中搭建了模块化多电平变流器模型, 通过改进的子模块均压策略减少了子模块的投切次数, 取得了较好的均压效果, 且变流器并网的谐波畸变率也满足要求, 有较好的应用价值。
摘要：本文提出了新的均压控制策略。在变流器电平数不发生改变时, 校验电容电压的范围, 并通过投切电容电压满足要求的子模块以减小电容电压的波动, 当电平数发生改变时, 通过对未投入子模块进行排序, 再投入或切除所需数目的子模块, 减少了开关次数及排序的运算量, 最后采用Matlab/Simulink仿真软件对两种控制策略进行仿真, 证明了新的控制电压均衡策略有较好的控制效果。
关键词：MMC,电容均压,变流器控制策略,子模块,电压波动
参考文献
[1]Bahrman Michael, Johnson Brian.The ABCs of HVDC transmission technologies[J].IEEE, Power and Energy Magazine.2007, 5 (2) :32-44.
[2]李庚银, 吕鹏飞, 李广凯等.轻型高压直流输电技术的发展与展望[J].电力系统自动化, 2003, 27 (4) :1-5.徐政, 陈海荣.电压源换流器型直流输电技术综述[J].高电压技术, 2007, 33 (1) :1-10.
电容电压均衡控制 篇2
关键词：模块化多电平换流器,直流电压均衡控制,电压源换流器型高压直流输电,子模块电容电压
0 引言
模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)易于实现较大的电平数目,并且可以提供一个公共的直流侧,可以较为容易地实现背靠背的连接,使其十分适合于直流输电的应用场合[1,2]。自MMC出现之后,电压源换流器型高压直流输电(VSC-HVDC)工程绝大部分都采用了MMC或相关衍生的拓扑结构[3,4,5]。在已投运和正在实施的VSC-HVDC工程中,容量最大已达到1 000MW等级,双极直流电压最高已经达到±350kV等级,单极直流电压最高已经达到500kV等级[5]。根据未来发展规划,国内电网已经提出发展3 000 MW/±500kV柔性直流输电系统的目标。
MMC各子模块的直流电容都是悬浮的,必须设计相应的控制策略,才能保证电容电压的均衡,也才能保证MMC的安全可靠运行。目前的工程应用中电容电压的均衡控制都是在中心控制器的阀控制级上实现,如附录A图A1所示。
目前已有很多文献介绍MMC的脉冲调制和电容电压均衡控制方法,实际工程应用中主要有两类,一种方法是采用最近电平逼近(nearest level modulation,NLM)加电容电压排序的方法,它将同一桥臂所有子模块的电容电压进行排序,并结合NLM计算得到的输出电平数,通过选择桥臂开关状态的组合方式,使电容电压较高的子模块处于放电状态,或者使电容电压较低的子模块处于充电状态,从而实现电容电压的均衡控制[6,7]。但在实际工程应用中MMC桥臂子模块级联数目普遍较大,例如用于法国和西班牙联网的INELFE工程的MMC电平数目达到401个[8],这使得排序计算量非常大,给中心控制器带来极大的负担,虽然也有很多文献介绍高效排序算法和降低开关频率的均衡控制方法[9,10,11,12,13],但随着级联子模块数目的增多,排序运算量仍大幅增加。而且,电容电压排序带来的开关频率增加,不仅带来额外的损耗,也存在实际开关频率和损耗难以预估的问题。
另一种方法是基于载波移相调制(carrier phase shift modulation,CPSM)和附加电容电压环的均衡控制方法。每个子模块都通过电容电压反馈控制产生一个与桥臂电流同向或反向的控制量,附加在桥臂参考电压上,然后产生对应子模块的控制脉冲[14,15,16,17]。由于附加电压环的均衡控制同样在中心控制器实现,且每个子模块都需要一个电容电压反馈控制环,在子模块级联数目较大时也同样存在占用计算资源过多甚至难以实现的问题。
在目前的相关文献中,电容电压的均衡控制多以“集中式”为主,除上述的电容电压排序和附加电容电压环方法外,还有脉冲轮换和冗余矢量均压等控制方法[18,19,20,21],当级联子模块数目巨大时造成中心控制器的设计困难,甚至不可能实现。此外,也有相关文献提出了“分布式”电容电压平衡控制[22,23],其实质是将原来在中心控制器实现的电容电压均衡控制功能和脉冲发生功能,都转移到了子模块控制器内实现,由于子模块控制器需要实时接收中心控制器的同步角度和参考电压指令值,这对通信提出了更高的要求,也没有在实际工程中得到广泛应用。
针对上述情况,本文提出的分布式均衡控制方法将原来中心控制器承担的电容电压均衡控制功能转移到子模块控制器内实现,从而使得中心控器的负担不再随着级联数目的增大而快速增大。由于脉冲生成功能仍然在中心控制器内实现,这使得对通信的要求并没有因此而提高。该控制方法控制简单,占用子模块控制器的计算资源很小,却能大大减少中心控制器的计算资源和设计难度,具有很好的实际工程应用价值。
1 分布式电容电压均衡控制
1.1 分布式的控制结构
如引言所述,实际工程应用中一般都在中心控制器中实现电容电压的均衡控制。对于每个桥臂有N个级联子模块的MMC,当采用NLM和电容电压排序的控制方式时,中心控制器需要实现6组N个电容电压的排序和脉冲分配处理;当采用CPSM和附加电容电压环的控制方式时,中心控制器需要实现6 N个电容电压的反馈控制环。当N达到数百量级时,中心控制器所占用的计算资源以及所需计算时间都是一个极大挑战。
本文提出的分布式电容电压均衡控制方法如图1所示,中心控制器仍汇集每个桥臂所有子模块的电容电压,但仅做一个简单的平均值计算,然后将平均值下发到子模块控制器中。子模块控制器根据自身电容电压和中心控制器下发的桥臂电容电压的平均值,实现闭环跟踪控制。由于脉冲发生功能仍然在中心控制器内实现,因此并不会增加中心控制器和子模块控制器的通信负担和要求,只是将电容电压均衡控制功能分散到子模块控制器,这样在子模块级联数大幅增加时,中心控制器所需增加的资源并不会大幅增加,且降低了设计的难度。
1.2 子模块电容的充放电分析
本文所提电容电压均衡控制方法是在中心控制器已生成脉冲的前提下,实现电容电压的均衡控制,这使得传统的基于排序法或附加电容电压环的控制方法都已经不再适用,必须考虑新的电容电压均衡控制策略。
考虑到尽量使各桥臂的工作状况一致,以有利于电容电压的均衡,本文仍基于CPSM方式进行了研究。对图1中任一桥臂的第i个子模块,定义Si为该子模块的控制脉冲信号,ibrg为所在桥臂的电流,ic(i)为该子模块电容电流。并定义子模块的开关状态函数为:
则子模块电容电流可以表示如下:
由式(2)可知,子模块电容的充放电状态由桥臂电流和子模块开关状态决定,一个工频周期内充放电区域的相对大小关系则决定了电容电压的上升或下降趋势,其中子模块充放电的示意图如图2所示。
由文献[24]可知,A相上桥臂电流iap和开关函数Sai可以表示为:
式中:Ia和φ分别为交流侧电流的有效值和功率因数角;Iz和φz分别为环流电流的幅值和相位角;ω1为工频角频率;Id为直流侧电流;An和θn分别为开关函数中各次谐波的幅值和相位;M为调制比;Ua为交流侧相电压的有效值;Ud为直流侧电压。
将式(3)代入式(2),并考虑到在一个工频周期内,电容电流的直流分量才会影响子模块电容电压的上升或下降,且只有同频率分量乘积的积分才会产生直流分量,因此电容电流在一个工频周期内的积分值可以表示为:
式中:T为工频周期。
考虑在理想情况的稳态条件下,MMC交流侧的有功功率应等于直流侧功率,因此有如下关系:
将式(3)代入式(5),可得到如下关系:
将式(6)代入式(4)中,可以得到理想条件下子模块电容电流在一个工频周期内的积分值为零,也就是图2所示的充电和放电区域应该相等,这也说明了理想条件下电容电压自动均衡的原理。但是由于各种控制误差、脉冲误差和参数差异等非理想因素都可能给电容电压均衡带来影响,必须增加额外的均衡控制方法。
1.3 基于微调脉冲延时的均衡控制
根据1.2节中的分析,本文提出了通过微调脉冲延时调节充电区域面积和放电区域面积的大小,来维持同一个桥臂内子模块电容电压均衡的控制方法。具体思路就是当子模块电容电压较高时,通过微调脉冲使得放电区域面积增加,电容电压则下降;当子模块电容电压较低时,通过微调脉冲使得充电区域面积增加,电容电压则上升。
控制子模块电容电压上升的示意图如图3(a)所示。当桥臂电流ibrg≥0时,通过对脉冲下降沿的延时控制来增加充电区域面积,从而使得电容电压上升;当桥臂电流ibrg<0时,通过对脉冲的上升沿的延时控制来减小放电区域面积,从而使得电容电压不下降。
控制子模块电容电压下降的示意图如图3(b)所示。当桥臂电流ibrg≥0时,通过对脉冲上升沿的延时控制来减小充电区域面积,从而使得电容电压不上升;当桥臂电流ibrg<0时,通过对脉冲下降沿的延时控制来增加放电区域面积,从而使得电容电压下降。
如前所述,中心控制器根据桥臂内全部子模块的电容电压Uc(i),计算得到平均值Uc_avg,并将该平均值以及桥臂电流的方向信号一起发送到各子模块的控制器。每个子模块控制器都使得该子模块电容电压值趋近于桥臂电容电压的平均值,从而实现电容电压的均衡控制。实际控制中采用了比例控制方式,控制延时量可以表示为:
式中:k为子模块电容电压均衡控制系数;D(ibrg)为桥臂电流方向信号,当桥臂电流为图1所示正方向时,D(ibrg)取值为1,反方向时D(ibrg)取值为-1。
令td为计算的控制延时量,当td计算值大于0时,对上升沿延时td,当td计算值小于0时,对下降沿延时-td。也就是,延时的大小和电容电压差值以及均衡控制系数k成正比,k为大于零的系数,k值越大表示控制强度越大。k的取值和开关频率以及子模块电容值有关,一般来说,当开关频率较低时k取值较大,当开关频率较高时k取值较小。延时的方式由桥臂电流的方向和电容电压差值的正负共同确定。由于同桥臂内子模块的桥臂电流相同,电容电压的差值有正有负,也就是上升沿和下降沿的延时是同时存在的,控制模式的分析如表1所示。
子模块电容电压均衡控制的实际应用框图如图4所示,子模块控制器根据中心控制器下发的桥臂电容电压平均值、桥臂电流方向信号、控制脉冲信号以及该子模块的电容电压值,按式(7)计算脉冲的延时量,并按表1中的逻辑关系对脉冲的上升沿或下降沿进行延时,得到最终的门极驱动脉冲,实现电容电压的均衡控制功能。
1.4 电压均衡控制策略分析
本文的均衡控制策略是通过脉冲延时实现的,由于桥臂电流方向信号对桥臂内所有子模块的影响均相同,不失一般性,下面的分析均以桥臂电流方向为正。根据1.3节中的分析,延时控制采用了比例控制,延时的大小由电容电压的差值决定,延时的类型由电容电压差值的正负决定。
现假定桥臂内的N个子模块中,第1到第m个子模块的电容电压高于平均值,第m+1到第m+n个子模块的电容电压等于平均值,第m+n+1到第N个子模块的电容电压低于平均值,根据式(7)则有
也就是说,对前m个子模块的脉冲上升沿延时,中间n个子模块的脉冲不变,后N-m-n个子模块的脉冲下降沿延时,且在一个控制的周期内,桥臂内全部子模块脉冲延时量的总和为:
这说明在一个控制的周期内,有的子模块脉冲增加了高电平,有的子模块脉冲不变,有的子模块脉冲增加了低电平,且增加的高电平时间和增加的低电平时间相等,从而保证了桥臂的总输出电平不变。
和目前广泛应用的电容电压排序法相比,所提电容电压均衡控制同样使用了桥臂电流方向信号以及电容电压的比较,同样通过对脉冲的高低电平分配控制实现电容电压的均衡控制,且在一个控制的周期内,保证了总的输出电平不变。
但在所提均衡控制方法中,电容电压只和均值比较,简化了计算量,不会因为级联数目的增加而大幅增加排序比较的计算量,且只对脉冲的上升沿或下降沿作延时处理,延时的最大值远小于开关周期,从而保证了固定的开关频率,这是这种分布式均衡控制明显优于电容电压排序方法之处。
实际工程应用中,延时的最大值一般取20μs,以子模块载波频率为300 Hz的CPSM方法为例,最大延时时间与开关周期的比值为:
所占比例相当小,也就是说单个开关周期内均衡控制的效果较弱,但从一段时间的等效上,最终实现了电容电压的均衡。而且和电容电压排序方法相似,提高开关频率有利于电容电压的均衡控制效果,这使得在暂态过程中,通过增大均衡控制系数和控制输出限幅值,以及阶段性的提高开关频率,可以有效提高电容电压的均衡控制效果。
表2给出了几种典型的电容电压均衡控制方法的特性比较。本文所提出的方法不需要复杂的排序计算,并可以分布在每个子模块的控制单元中实现,实现的复杂程度不随桥臂子模块级联数目增大而提高,非常适用于极大电平数目下的MMC。
2 RT-LAB仿真验证
基于RT-LAB平台建立了MMC的仿真模型,对本文所提的分布式电容电压均衡控制算法进行了仿真验证。研究对象为双端柔性直流输电系统,其中一端为定直流电压运行方式,另一端为定有功功率运行方式。电压均衡控制研究的对象为处于定有功功率200 MW运行控制的MMC,子模块的额定电压为3 200V,其他主要参数如附录A表A1所示。
其中一个桥臂的所有子模块电容电压的波形如附录A图A2所示。在开始的时刻,施加了本文所提出的分布式均衡控制算法。子模块电容电压存在正常的波动,但是所有子模块的平均电压是均衡的。在t1时刻撤除分布式均衡控制后,各子模块的电容电压开始发散。在t2时刻重新施加分布式均衡控制,子模块电容电压开始向均衡方向变化,且在t3时刻逐渐趋于均衡。可以看出,所提出的分布式电容电压均衡算法可以有效实现较大电平数目的MMC的均衡控制。
3 物理试验验证
物理试验采用了基于双端柔性直流输电的试验系统,对所提出的电容电压均衡控制算法进行了试验验证。试验研究对象仍为定有功功率侧的换流器,换流器主要参数如附录A表A2所示。
对于MMC的物理样机,根据本文提出的算法,将电容电压均衡控制分布到其子模块控制器的现场可编程门阵列(FPGA)中实现。子模块控制器采用XIXLINX公司的XC3S系列FPGA,电容电压均衡控制环在实现时仅需49个基本单元(Slices),仅使子模块控制器所需总Slices资源增加了10%。
MMC输出10kW有功功率时同桥臂各子模块电容电压均衡控制效果如图5(a)所示。在图5(a)初始阶段,一直施加了所提出的电容电压均衡控制环节,子模块电容电压得到比较好的均衡控制效果。在图中所标注的t1时刻撤除均衡控制,子模块电容电压开始发散,直到t2时刻由于电容电压超出过压保护值,导致因保护动作而脉冲闭锁。这说明所提出的分布式电容电压均衡控制是有效且必要的。
所提方法对电容电压的均衡控制能力如图5(b)所示。在t3时刻撤除均衡控制,子模块电容电压开始发散。与图5(a)不同,在子模块电容电压尚未达到过压保护值的t4时刻,重新施加均衡控制方法,可以看出子模块电容电压开始向均衡方向变化,并且最终在t5时刻重新达到均衡。这也验证了所提方法的均衡控制能力。
输出10kW有功功率工况时,MMC的输出电压(AB相桥臂间线电压)、电网线电压和输出电流的波形如附录A图A3(a)所示,图A3(b)则显示了MMC输出电压的频谱分析结果。可以看出均衡控制环节所产生的微小脉冲延时并未对MMC的谐波特性产生明显影响。由于试验样机的电平数目较低,因此试验时采用了相对较高的开关频率,每个子模块的载波频率为800 Hz,桥臂等效载波频率为3.2kHz。图A3(b)的频谱分析结果中最主要的谐波频带也是在3.2kHz,与所采用的载波频率吻合,也可以看出谐波频谱没有受到微小脉冲延时的影响。从电网电压和MMC输出电流的波形也可以看出具有非常好的谐波性能,没有受到均衡控制环节的影响。
4 结语
本文提出一种MMC子模块电容电压的分布式均衡控制方法,将均衡控制环节分散到子模块控制器中实现。基于对子模块电容电压的周期性充放电模式,提出了通过微调脉冲延时调节充电区域面积和放电区域面积的大小,来维持同一个桥臂内各子模块电容电压的均衡。采用所提出的分布式均衡控制方法,在每个子模块控制器中仅需要完成自身电容电压对对桥臂平均电容电压的追踪控制,控制环节简单且占用的计算资源小。在子模块级联数目大幅增加时,对中心控制器计算资源的影响很小。
本文所提的分布式均衡控制方法可以解决超大电平数目MMC电压均衡控制所带来计算资源限制问题。对基于MMC的双端柔性直流输电系统的RT-LAB仿真结果和物理试验结果验证了所提出的分布式均衡控制方法可有效均衡子模块电容电压,并对MMC的输出波形影响很小,且实现时仅需占用很少的计算资源。
电容电压均衡控制 篇3
级联H桥多电平变流器(cascade H-bridge converter,CHBC)在众多领域得到广泛应用,特别成为中高压静止同步补偿器(static synchronous compensator,STATCOM)的有效解决方案之一[1,2,3,4]。CHBC的模块化结构使其易于扩展;级联结构提升了系统电压等级和容量等级,适用于高压大容量领域;交流侧可去掉变压器,便于系统间直挂互联;以较低器件开关频率获得较高系统等效开关频率;多电平输出使得交流波形谐波含量降低,可省去输出滤波器。当CHBC每个子模块采用电容作为各自直流环节时,直流电容相互独立。模块单元的参数及控制上不一致会造成电容电压不均衡。而稳定均衡的直流电容电压是系统稳定可靠运行的前提。人们针对电容电压均衡控制问题开展了大量研究,主要控制方法包括外加硬件实现模块间能量交换法[5,6]、基于最近电平逼近调制(nearest level modulation,NLM)排序法[7,8]、触发脉冲或载波轮换法[9,10]以及单元模块调制波微调量叠加法[11,12,13,14]等。文献[15]研究了单相有源滤波器电容容量与系统补偿容量、电容电压波动幅值的关系。文献[16]重点研究了滤波环节对链式静止无功发生器(SVG)直流侧电容电压稳定性的影响。文献[17]提出了一种适用于高电平数子模块电容电压分层均压控制法,提高均压控制序的速率。以上研究的重点在于电容电压控制方法,对电容电压均衡的约束条件较少论述。
在诸多控制方法中,单元模块调制波微调量叠加法是在每个模块主调制波上叠加一个微小调制波,对子模块调制波的相位或幅值进行调整,改变子模块交流侧输出,调整子模块吸收有功能量,均衡子模块电容电压,能够很好适用于载波移相调制,控制简单有效。在确定微调量方面有不同的实现方法,包括叠加与支路电流同相位的微调量、仅调整调制波幅值的微调量等。这些方法要求每个模块具备一个独立的调节器。当模块数较多时控制器参数整定复杂,当参数超出一定范围后,调节效果变差甚至系统不稳定。不同方法得到的调制波微调量,参数范围不同。因此有必要研究调制波微调量叠加法的参数约束条件,确定适用范围。
本文从三相CHBC电路拓扑出发,根据其数学模型,对电容电压不均衡原因进行了分析。随后推导出了叠加微调量之后的模块功率平衡方程,进而写出调制波微调量叠加法的传递函数。对其控制性能进行分析,给出了调制波微调量叠加法稳定工作的相角约束条件和比例系数约束条件,讨论了系统工作状态转换的情况。最后通过PSCAD/EMTDC搭建三相三级联变流器模型,对约束条件进行仿真验证。
1 三相级联H桥变流器数学模型
三相级联变流器结构如图1(a)所示,每相由n个子模块级联而成,每个子模块结构如图1(b)所示。图1中ea,eb,ec表示三相电网电动势;SMvk代表第v相中第k个子模块;Ls表示支路电感;uvk表示SMvk交流侧输出电压;udcvk表示SMvk电容电压;iv表示第v相相电流。图1(b)中受控电流源λImv表示混合型损耗,Rvk表示子模块并联损耗与有功负荷等效电阻。各变量中v=a,b,c且k=1,2,…,N。
电网电动势、支路电流、子模块交流输出侧电压分别如下式所示:
式中:Emv,Imv,Vmvk分别代表第v相电网电动势、第v相支路电流、子模块SMvk交流输出侧电压的峰值;ω为角频率;ivh为第v相支路电流高频分量;uvkh为模块交流输出侧电压高频分量。
每相交流输出电压为各个子模块交流输出电压之和,即
直流电容微分方程如下式所示:
式中:svk为开关函数。当单个模块开关管S1,S4导通,S2,S3关断时svk=1;开关管S2,S3导通,S1,S4关断时svk=-1;当开关管S1,S3导通或S2,S4导通时svk=0。
直流电容电压可以分解为平均分量和波动分量:
式中:平均分量为电容电压发展变化的总体平均趋势;波动分量为电容电压中以二倍频及以上频率瞬时波动部分,与电容大小、开关过程负载大小有关。
模块交流侧与直流侧电压、电流关系如式(7)、式(8)所示。开关函数等效为基波分量和高频分量之和,如式(9)所示。
式中:m为调制比;Vm为交流侧电压输出峰值。
2 电容电压均压控制分析
2.1 电容电压不均衡因素
理想情况下每个子模块的参数完全相同,有功损耗相同,不会发生电压不均衡的现象。正是由于器件导通时间、脉冲延时造成的控制差异;开关损耗、二极管反向恢复过程造成的混合型损耗差异(与支路电流电容电压都相关);吸收回路、器件断态、负载大小、电容大小造成的并联损耗差异(与电容电压相关),直流电容电压出现不均衡现象。
假设系统已经通过整体功率控制每相电流幅值固定。即图1(b)中λImv可以认为是一恒定值,因此定义等效负载Rvk′为:
将式(2)、式(6)、式(9)、式(11)代入式(5),并忽略高次谐波,可以得到直流电压稳态值如下式所示:
式(12)表明电容电压稳态值与支路电流、等效负载、调制比、基波相角、开关函数相角相关。因此可以通过调节m和β来控制大小。
2.2 调制波微调量叠加法约束条件
CHCB既可以工作在容性状态发出感性无功,也可以工作在感性状态吸收感性无功。如图2所示,以三级级联系统a相支路为例(下同),画出各变量的基波相量图。三个子模块交流输出侧基波相量分别为采用载波移相PWM调制时,三个子模块的主调制波相同。直流电容电压不均衡造成了差异。通过对主调制波叠加微调量对每个直流电容电压进行均压控制,相当于交流输出侧叠加一个微小交流输出电压,如图中红色相量所示。为了保证a相总体交流输出电压基波幅值不变,微调电压在垂直方向上的分量及平行方向上的分量(图2中绿色相量所示)有以下约束关系:
可以有多种方式,不同方式物理意义不同。例如,适当调节,可以保证的幅值不变,或仅调节相位;或使同相位,此时仅调节的幅值;还可以使与支路电流同相位,相当于仅调节子模块吸收的有功功率等。无论哪种方式,总可以用二维平面上一组基线性表示。任意两个线性无关的相量都可以作为基,例如可以用平行于方向的相量和平行于相量(图2中紫色相量)线性表示。设在时域中表达式为:
式中:ΔUmak为调节量的峰值;θak为的夹角。当滞后时,θak<0;当超前时,θak>0。忽略谐波,叠加微调电压量之后子模块平均变化功率为:
直流电容电压稳态值上升,直流电容电压稳态值下降。
当控制器采用比例控制时,叠加后,子模块功率平衡方程如下式所示:
式中:为电容电压给定值;K为比例调节系数。式(17)第1项代表增加微调量产生的额外功率输入,第2项代表系统原始功率输入,第3项代表电容电压动态功率输出,第4项代表等效负载功率输出。
把式(6)代入式(17)得到关于的微分方程。通过分离变量法求解得式(18),式中包含2倍频分量,求解积分过程中其系数为1/(2ω),值很小,因此2倍频分量可以忽略。
由式(18)可得到有均压控制下的通解:
从式(19)中看出,电容电压的最终稳态值与电容值无关,电容大小影响稳态值的调整过程,电容值越大,调整时间常数越长。通过调整K,可以实现对给定值跟踪。假设式(17)中原始功率输入部分近似等于等效负载输出功率部分,则式(19)可化简为:
由式(20)得到传递函数及其特征根为:
若要保持系统稳定,特征根不能在右半平面。当系统工作在容性状态时必须满足:
当系统工作在感性状态,从电网中吸收感性无功功率时,调整角度必须满足下式:
如果θak是某一固定值,不随系统工作状态改变而改变,则系统在容性和感性工作状态之间切换时,为了保证系统能够稳定运行,控制相角必须保证θak∈(|α|-π/2,π/2-|α|)。选择角度与子模块交流侧输出基波相位同相是一种简单稳定的控制策略,此种条件下只调节uak的幅值。角度也可以与支路电流同相位。而仅调节主调制波的相角保证主调制波幅值不变的方法存在不稳定隐患,因为这种方法要求叠加微调量的角度变化范围较大[18],有可能超出稳定工作角度范围[14]。综上所述,直流电容电压调制波微调量叠加法的相角约束为:
式中:θvk,αv以v相网压为基准,滞后为负,超前为正,αv为v相电流相角。式(24)的物理意义是:子模块直流环节为电容无源器件时,叠加量只能从外界吸收有功而不能向外界发出有功。
由式(21)可知,K的取值范围有一定约束。若K很小,则响应速度慢,调节作用不明显;若K很大,则极点的虚部很大,调节过程产生较大振荡。式(21)阻尼比为根据工程实践参数整定原则0.4<ζ≤1[19,20],比例系数K应当满足约束条件:
3 算例分析与讨论
采用PSCAD/EMTDC搭建三相三级联H桥变流器系统,整体功率控制为基于dq变换的直接双环控制[21,22,23,24],调制方式为单极倍频载波移相调制。系统参数如下:网压峰值400V;Ls=2 mH;Rs=0.06Ω;级联数为3;电容值10 mF;电容电压150V;仿真步长50μs;载波频率1 000Hz。
3.1 相角约束仿真验证
根据系统参数近似计算,系统工作在容性状态,电流峰值约为50 A,|α|≈53.13°。计算得θak∈(-36.87°,143.13°)。取K=5,θak=-40°,θak超出了相角约束下界,仿真计算结果如图3(a)所示。可见均压环节不但没有均压作用,反而加剧了电容电压不均衡,系统崩溃。
取θak=0°时,θak在相角约束范围内,调制波微调量叠加法具有较好调节作用,电容电压波动范围在-7%~7%之间,仿真结果如图3(b)所示。取θak=155°,θak超出了相角约束上限,调制波微调量叠加法同样失去调节作用。仿真结果如图3(c)所示,电容电压发散,系统崩溃,图3说明θak取不同值时,调制波微调量叠加法影响系统稳定性。验证了式(24)相角约束的正确性。
3.2 比例系数约束仿真验证
a相三个子模块并联负载电阻分别为9Ω,10Ω,14Ω,b,c相电阻均为10Ω。K=0时,a相三级模块电容电压如图4(a)所示,可以看出,电容电压虽然没有发散,但是三个电容电压产生了较大不均衡。
根据式(25),设电压采样延时为50μs,计算出K的下限为1.6。加入均压控制,设定K=1.6,θak=0°,与a相网压相位同相。a相三个电容电压波形如图4(b)所示,三个电容电压波动范围为10%~12%,表征K取比例系数约束下界值时的调节效果。
继续增大K,取K=5,结果如图3(b)所示,电容电压波动范围在-7%~7%之间。调节效果较好。继续增大K,当K=10时,电容电压开始发生振荡,振荡幅值较小,如图4(c)所示。继续增大K,K=11时,电容电压之间的差异进一步减小,但是振荡幅度更大,如图4(d)所示。以上仿真结果验证了式(25)比例系数约束的正确性。
3.3 系统工作状态切换时仿真验证
设定K=5,θak=0°。t=0s时,系统工作在容性状态发出感性无功功率,相角约束稳定范围(-36.87°,143.13°);t=0.5s时系统切换到感性工作状态,相角约束稳定范围(-143.13°,36.87°)。由式(24)可知,切换前后,θak都在稳定范围内。仿真结果如图5(a)所示,电容电压在切换前后都能保持稳定,切换时只有很小冲击。
设定K=5,θak=50°。t=0时刻,系统容性工作状态发出感性无功功率,稳定范围(-36.87°,143.13°);t=0.5s时系统切换到感性工作状态,稳定范围(-143.13°,36.87°)。由式(24)可知,θak切换前,在稳定范围内,切换后θak不在稳定范围之内。仿真结果如图5(b)所示,表明电容电压在切换前能保持稳定,切换后电容电压发散系统崩溃。
设定K=5,θak=50°。t=0时刻,系统工作在感性工作状态,相角稳定范围(-143.13°,36.87°);t=0.5s时,系统切换到容性工作状态,稳定范围(-36.87°,143.13°)。由式(24)可知,切换前,θak不在稳定范围内,切换后在稳定范围之内。图5(c)表明电容电压在切换前不能保持稳定,切换后电容电压趋向均衡。上述结果说明系统状态切换时,均压控制微调量相角要满足式(24)约束,以保证系统稳定。
4 结语
本文通过CBHC数学模型,分析了电容电压不均衡的原因,建立了基于比例调节器的电容电压均压控制调制波微调量叠加法传递函数数学模型。
根据调制波微调量叠加法传递函数,求得保证系统稳定工作的相角条件约束和比例系数条件约束。结果表明调制波微调量叠加法所叠加调制波的相位必须在θvk∈(-π/2+αv,π/2+αv)范围之内。系统在容性工作状态与感性工作状态之间切换时同样要满足此条件。
调制波微调量叠加法比例系数条件约束表明控制器参数必须在一定范围内,太小均压效果不明显,太大会造成电容电压的振荡。其大小与电容电压值,采样延迟时间有关。比例系数条件为控制器参数整定提供参考。
电容电压均衡控制 篇4
静止无功补偿器 (STATCOM) 可以有效的补偿无功功率, 有效地降低电网电力传输损耗。但是随着智能电网不断发展, 电力系统电压等级和电能输送容量不断增加, 而STATCOM也正朝着高压大容量发展[1]。目前国际上大容量STATCOM装置主电路拓扑结构主要为变压器多重化和多电平两种结构[2,3]。级联型STATCOM由于其结构简单, 易于模块化设计, 控制简单等优点逐渐取代了体积笨重、控制复杂的多重化变压器结构, 成为了世界上研究的热点。但是, 由于级联型STATCOM各相级联多个H桥单元, 各H桥单元参数不一致以及实际控制中存在脉冲延迟等因素将导致直流侧电容电压不平衡, 如果不采取必要措施对各H桥单元电容电压进行均衡控制, 将严重影响STATCOM的正常运行。国内外学者对级联型STATCOM的电容电压平衡进行了深入研究, 文献[4]提出了基于DQ坐标系下的直流侧均衡控制算法, 但是没有考虑各相间的直流电压不平衡;文献[5]中尽管提出了一种电压均衡控制和不平衡控制思路, 但是没有给出具体可行的实现方法。文献[6]采用三级直流电压控制策略, 尽管可以实现电容电压均衡, 但是实际应用中存在动态响应速度慢, 稳态误差大以及容易出现三相功率震荡等缺点。
本文首先建立了级联型STATCOM的数学模型并分析了其工作原理, 在此基础上提出了一种新的基于总有功功率和电压均衡控制的控制策略, 并对该方法进行了理论分析和仿真实验研究, 仿真和实验结果表明:所提出的控制策略可以很好的实现各H桥单元直流侧电压的均衡控制, STATCOM补偿效果好, 动态响应快, 具有很高的实用价值。
1 级联型STATCOM工作原理分析
如图1所示, 为级联型STATCOM的主电路拓扑结构, 主要包括三相, 每相由N个H桥单元级联而成。图中usx和isx (x=a, b, c) 分别表示电网电压和电网电流, ix和iLx分别表示级联型STATCOM输出电流和负载电流, L表示滤波电感[7,8]。级联的H桥单元数目越多, 输出电压电平数越多, 波形越接近正弦波, 所需要的滤波电感就越小, 而且省去了体积笨重且昂贵的变压器。
2 级联型STATCOM控制策略
2.1 无功功率解耦控制
为了研究级联型STATCOM的补偿特性并建立合适的控制策略, 可采用输入输出建模方法建立dq坐标系下级联型STATCOM装置的暂态数学模型, 由图1可列出如下KVL方程
对式 (1) 采用等量的PARK变换, 其变换矩阵为
经过式 (2) 变换后系统d、q模型为
上式中, ud、uq分别为电网相电压在d-q旋转坐标系下的d-q分量, udo、uqo分别为STATCOM交流输出端相电压在d-q旋转坐标系下的d-q分量, id、iq分别是STATCOM交流侧三相电流在d-q旋转坐标系下的d-q分量, ω为电网电压角频率, 是通过PLL锁相环对电网电压锁相得到的。
从式 (3) 中可以看出, d、q轴电流id、iq受控制量udo、uqo的影响, 同时还受到电流交叉耦合相ωLiq、ωLid和电网电压的影响, 为了便于控制, 消除电流耦合和电网电压扰动对控制的影响, 可以将式 (3) 做如下改动
式中
从式 (5) 可以看出, vd、vq与id、iq呈现的是一阶微分关系, 所以可以采用PI控制器来控制id、iq, 其PI控制方程式为
式 (5) 中, Δud、Δuq作为d、q轴电压耦合的补偿项, 对上述非线性微分方程顺利实现了解耦, 于是可以得到最终的控制方程为
上述控制方程中, i'd、i'q分别是三相交流电流在d-q坐标系下的有功和无功电流参考值, KP1、KP2、KI1、KI2为PI控制器参数。通过控制id和iq即可实现对有功和无功功率的解耦控制如图2所示。
2.2 总有功功率和电容电压均衡控制
从图2中可以看出, 级联型STATCOM的控制策略主要包括两部分:无功功率控制和有功功率控制。由于IGBT等开关器件频繁的开断和导通需要消耗一部分的有功功率, 如果不加控制则H桥单元直流侧电容电压将会逐渐下降。图2中的有功功率控制就是为了补偿链式STATCOM自身消耗的有功功率, 维持STATCOM储能能量的平衡。该有功控制可以分为两个部分:
(1) 总体有功功率控制;
(2) 电容电压平衡控制。
H桥单元直流侧电容储存能量的多少与电容电压成正比, 所以直流侧电压的减少量反应了模块需要的有功功率的大小, 每个H桥单元直流侧电压降低的总和与系统所需要的总的有功功率成正比。各相所有H桥单元直流侧电压的平均值与参考值作差, 然后通过PI控制器即可得到总的有功功率控制指令, 其控制框图如图3所示, 图中uref表示H桥单元直流侧电压参考值;udc, ai, udc, bi和udc, ci分别表示实际检测到的级联型STATCOM三相的第i个模块的电压值。通过上述方法可以及时的向模块中注入所需要的有功功率来补偿级联型STATCOM自身的功率损耗。但是该控制算法只能保证总体有功功率的平衡, 并不能保证所有H桥单元直流侧电压的均衡。如果不采取电压均衡控制, 可能会导致有的H桥单元过充电, 有的H桥单元过放电, H桥单元之间的电压严重不均衡, 甚至失控, 最终导致系统不能正常工作。
本文提出一种新型的电压均衡控制算法, 该控制的基本思想是:每个H桥单元直流侧电压的大小只与该单元吸收的有功功率有关, 一相中各H桥单元吸收的有功功率不同, 将导致直流侧电容电压的不均衡。同一相中流入各H桥单元的电流为同一个电流, 那么可以通过控制各H桥单元输出电压的有功成分来控制H桥吸收的有功功率。如果某H桥单元直流侧电压较低, 可以在其调制波中叠加一个与相电流相位相同的分量;同理, 如果直流侧电压高于参考值, 就在调制波中叠加一个与相电流相位相反的分量, 其控制框图如图4所示。从图4中可以看出, 该电压平衡控制策略不会改变该相总的输出电压, 所以电压均衡控制不会对总体有功功率控制产生影响。
3 仿真和实验研究
3.1 仿真验证
为了验证本文所提出的级联型STATCOM控制算法的正确性和可行性, 利用MATLAB/SIMULINK搭建了仿真实验平台。仿真系统参数设置如下:电网电压usx=380 V, 滤波电感L=2 mH, H桥单元直流侧电容C=3 300μF, 电容电压参考值为uref=200 V, 开关频率为fs=2 000 Hz, 负载为感性负载, 各H桥单元并联了一个纯电阻来模拟该单元的功率损耗, 其阻值分别为500Ω, 600Ω, 700Ω。
如图5所示为当级联型STATCOM只进行无功功率和总的有功功率控制, 不进行电压均衡控制时A相直流侧电容电压波形。从图5 (a) 中可以看出直流侧电容电压总和稳定, 说明总的有功功率控制良好。但是从图5 (b) 可以看出各H桥单元的直流侧电容电压不一致, 有的电容过充电, 电压逐渐上升, 有的电容欠充电, 电压逐渐降低, 这是由于各H桥单元有功功率消耗不均衡造成的。直流侧电容电压不均衡将会导致级联型STATCOM输出电压电流发生畸变, THD增加;长时间运行将会导致系统崩溃, 无法正常运行。
当同时控制级联型STATCOM的有功功率和各H桥单元的直流侧电容电压均衡时, 直流侧电容电压仿真波形如图6所示。从图中可以看出, 总的直流侧电容电压之和恒定, 同时各H桥单元电容电压在200 V附近波动, 一致性较好。
当0.8 s时刻电网所带负载突然发生变化, 负载无功电流, STATCOM发出的无功电流以及吸收的有功电流如图7所示, 仿真波形表明:级联型STAT-COM输出的无功电流很好的跟踪负载无功电流的变化, 且不影响吸收的有功电流, 两者之间实现了很好的解耦控制。如图8所示为补偿前后电网电压和电流波形, 可以明显看出补偿前电网电压和电流之间存在相位差, 补偿后电网电流和电压基本同相位, 实现了单位功率因数运行。
3.2 实验验证
为了对本文所提出的电容电压平衡控制策略和无功功率解耦控制算法进行实验验证, 设计了一台级联型STATCOM实验样机, 由于受到实验条件的限制, STATCOM样机每相有2个H桥子模块组成, 即n=2, 所接负载为感性负载, 其中电感L=2 mH, 电阻R=10Ω。各H桥直流侧电容电压为100 V, 也就是每相最大输出电压为200 V, 采用交流电压源模拟电网电压为40 V (受实验室条件限制) ;桥臂所串联的电感值为2 mH, 每个子模块的电容值为550μF。开关频率为3 k Hz。
图9为加入本文所提出的电容电压平衡控制策略后的A相H桥子模块电容电压波形, 可以看出电容电压平衡性较好, 维持在100 V附近波动。
图10为接入级联型STATCOM前后电网电压和电网电流波形, 通过对比图10 (a) 和图10 (b) 可以看出接入级联型STATCOM之后, 实现了电网电压与电网电流同相位。
4 结论
本文首先介绍了级联型STATCOM的数学模型及其工作原理, 然后提出了一种基于电压前馈解耦的无功功率控制策略。针对级联型STATCOM自身的功率损耗, 提出了一种总的有功功率和电压均衡控制相结合的控制算法。仿真和实验结果表明所提出的控制策略很好的实现了各H桥之间的电容电压均衡控制以及具有很好的无功补偿性能, 所提出的控制算法简单, 控制效果良好, 可以在实际工程中进一步推广应用。
参考文献
[1]杨振宇, 许胜, 许杏桃.高压大容量D-STATCOM主电路的比较与分析[J].电力自动化设备, 2011, 31 (6) :50-55.
[2]曹雪祥, 赵万云, 徐天然, 等.1 140 V链式静止同步补偿器关键技术的研究[J].电工电能新技术, 2013, 32 (3) :62-66.
[3]王轩, 傅坚, 滕乐天, 等.链式静止同步补偿器电流控制策略[J].中国电机工程学报, 2012, 32 (12) :1-6.
[4]王轩, 林嘉扬, 滕乐天, 等.d-q-0坐标系下链式STATCOM电流控制策略[J].中国电机工程学报, 2012, 32 (15) :48-56.
[5]杨兴武, 薛花, 徐亚军.H桥级联STATCOM直流电容电压平衡控制研究[J].电力电子技术, 2014, 48 (1) :39-42.
[6]王志冰, 于坤山, 周孝信.H桥级联多电平变流器的直流母线电压平衡控制策略[J].中国电机工程学报, 2012, 32 (6) :57-65.
[7]汪玉凤, 赵鹏, 王宇鹏, 等.STATCOM的虚拟磁链定向矢量控制策略[J].电力电子技术, 2014, 48 (3) :16-20.
电容电压均衡控制 篇5
随着现代科学技术的发展, 各种大功率中高压非线性设备得到了广泛的应用, 由此带来的电能质量问题也引起人们越来越多的关注。有源电力滤波器 (Active Power Filter, APF) 具有高度的可控性, 能跟踪补偿各次谐波, 并且高压大容量是其今后发展的必然趋势。级联H桥型多电平变流器具有开关频率低、系统效率高等一系列优点[1], 因此在APF的大功率应用中得到了广泛的关注。
级联型APF由于实际中混合型损耗、并联型损耗以及输入脉冲延时的差异[2,3], 且采用载波移相调制技术必然会造成各H桥之间的脉冲时延[4], 导致直流侧电容电压存在着不均衡现象, 从而影响装置的安全可靠运行[5]。因此, 必须采取措施对电容电压不均衡进行稳压、均压控制。
目前, 直流电容电压均衡控制主要分为两类:一类是通过与外部电路的能量交换, 实现平衡控制[6], 但需要额外的硬件电路和控制系统, 成本较高;另一类是通过控制算法来达到自身平衡。提出一种三级直流母线电压控制策略[7], 但控制复杂实现起来困难;有学者提出了基于有功电压矢量的均衡控制方法[8]。本文在分析有功电压矢量的基础上, 提出一种分别叠加有功直流分量和有功电压矢量的分层控制方法, 通过改变单个链节的瞬时有功功率来实现对链节间有功的合理分配, 从而达到直流侧电容电压均衡的目的。
1 级联APF分层控制原理
级联APF的链节直流侧电压控制算法采用分层控制的思想, 分层控制系统 (如图1) 的上层和下层控制算法由中央控制器 (DSP) 来完成。上层控制通过双闭环 (电压外环和电流内环) 来实现系统中总的有功和无功控制, 即单相总电压控制。下层控制采用均衡算法实现链节间有功的合理分配, 在达到直流侧均压控制的同时产生本链节的调制波输出, 经CPS-SPWM调制后得到PWM脉冲输出。
2 直流侧稳压均压控制策略
2.1 基于双环控制的有功直流分量叠加
上层控制的主要目标是稳定每相直流侧的总电压值, 从而使得APF的补偿电流快速准确地跟踪系统的谐波电流。图2为基于电压外环、电流内环的上层控制框图, 直流侧电压平均值Udcavr与直流侧电压给定Udc的误差经过P调节器, 再与该相电网电压同相位的单位正弦信号相乘, 得到有功直流分量i*dc。i*dc作为APF系统总有功损耗的补偿量, 实质上是系统和电网之间能量的相互流动和交换。i*dc与通过ip-iq法所得的谐波指令电流ih*叠加作为APF的最终输出指令电流, ic*与APF实际输出电流ic的误差经过PI调节器后得到该相的电压调制信号Vm。
2.2 有功电压矢量分析
以A相为研究对象, 稳态情况下的级联APF系统各矢量的相位关系如图3所示, 其中, vs为电网电压矢量, v0为APF交流侧输出电压矢量, is为相电流矢量, jωLIs为输出电感电压矢量。在is方向上定义有功轴P轴, 且规定is的正方向为从电网流向装置。
将矢量v0和矢量is在P轴和Q轴上进行分解, 有:
定义A相三个逆变桥单元的交流侧输出电压矢量分别为v01、v02和v03, 则每个链节的矢量电压v0i (i=1, 2, 3) 也可进行如上的矢量分解, 且满足v01+v02+v03=v0。
由功率定义可知, 输入链节i的有功功率为:
由式 (1) 可知, 在各链节流过一样的电流Is的情况下, 其吸收的瞬时有功功率pi完全由voi在is方向上的分量Vop决定。由此推出, 可以在上层总体控制的基础上, 通过在链节i的输出电压矢量voi上叠加一个与is方向平行的矢量Δvmi, 来调节链节i吸收的瞬时有功功率, 进而改变其直流侧电容电压。当链节的电压偏低时, 调节量Δvmi与电流is方向相同, 反之Δvmi与电流is方向相反。为了有效保证下层平衡控制仅仅是对链节间有功进行合理分配, 不会影响到上层控制, 各调节量Δvmi必须满足:
A相三个逆变单元的有功电压矢量调节如图4所示, 由 (2) 式可得Δvm3=- (Δvm1+Δvm2) 。
由于调节量Δvmi叠加在有功P轴的方向, 因此只是在每个链节内部补偿了由调制算法与损耗带来的有功功率差异[9], 链节输出的无功功率不会受到影响, APF输出的无功电流也不会受到影响。若各链节所吸收的瞬时有功功率都相同, 则直流侧电容电压也必定相同, 自然的也就达到了均压的目的。在实际系统中, 很难检测is方向, 得不到is方向, 有功电压矢量叠加就无法实现。事实上在稳态系统中, is与电网电压vs之间的相角近似成90°的关系, 因此也就可以用单位余弦信号cosωt来近似代表is的方向。由于Δvmi通常较小, 实际中单位余弦信号与is之间微小的相位误差不会对系统性能构成影响。
2.3 直流侧电容电压均衡控制
图5为直流侧电容电压均衡控制原理框图。由上一节分析可知, 想得到最终的调节量Δvmi, 关键是要确定链节直流电容电压相对于参考值的大小, 以及相电流is的瞬时值在指定正方向下的正负号, 由它们来共同决定Δvmi的正负值, 因此, 这里引入符号函数Sign来判断ΔUdci和is的正负。图5中, cosωt是与该相电网电压相位相差90°的单位余弦信号, ωt可通过锁相环获得, abs为绝对值运算函数, Δvmi为微调量的绝对值, Vm为上层控制所得的调制波, Vmi则是各单元最终的调制波信号。
Δvmi的获得方法如表1所示, 现以is方向为正 (相电流方向从电网流向装置) 的情况进行分析。当is>0时:若ΔUdci>0, 说明电容电压小于给定值, 则该链节吸收的瞬时有功功率需增大, 因此取, 使得直流侧电容电压升高;若ΔUdci<0, 说明电容电压大于给定值, 则该链节吸收的瞬时有功功率需减小, 所以有使直流侧电容电压降低。当is<0时, 情况依此类推。由下层均压控制算法所得的Δvmi再分别与上层稳压控制的调制波Vm叠加, 便可得到第i个单元的调制信号Vmi。
3 仿真研究
仿真系统由电网部分、谐波源、谐波电流检测模块、级联变流器模块、PWM触发脉冲部分、电流控制及电压平衡模块共7部分组成。仿真主要参数如下:三相电网电压380 V, 频率50 Hz;直流侧电容10 000 u F, 电容参考电压150 V, 交流侧输出电感1 m H;CPS-SPWM幅度调制比为0.8, 频率调制比为21, 载波频率1 050 Hz。
3.1 直流侧稳压控制仿真
该仿真基于瞬时无功功率理论的ip-iq谐波检测法, 仅采用上层控制, 即双闭环的稳压控制对各单相直流侧总电压进行调节, 仿真结果如图7所示。
由图6可见, SAPF输出的补偿电流能很好地跟踪谐波指令电流, 电网电流经补偿后非常接近正弦波, FFT分析THD值仅为1.18%。A相直流侧总电压基本能够稳定在457 V左右, 误差率为1.56%, 很好地实现了稳压的效果, 然而A相各链节直流电容电压随着仿真的进行呈现发散的趋势, 最终直流侧电压的不平衡会给系统和控制带来不利的影响。
3.2 直流侧均衡控制仿真
该仿真采用本文提出的基于分层控制的直流侧平衡控制策略, 即在稳压的基础上加上下层的直流电容电压平衡控制, 仿真结果如图7。
很显然, 加入平衡控制后, A相各链节的直流电容电压不再呈发散趋势, 而是在短时间内快速准确地稳定在150 V左右, 维持了直流侧电压的均稳性, 电网电流THD值也略有改善, 达到1.00%, 从而说明本文提出的直流电压控制策略是正确和有效的。
4 结束语
针对由调制算法和损耗造成的直流侧电容电压不平衡的问题, 本文提出了基于分层控制原理的方法, 重点研究了叠加有功直流分量和有功电压矢量的均衡控制策略。该方法具有与上层控制没有耦合, 控制特性好, 参数设计简单, 可靠性高、易于模块化实现等优点。理论分析和仿真均表明, 这种基于瞬时有功功率叠加的均衡控制策略能有效解决直流电容电压稳态平衡和动态均衡问题, 其实现方法简便, 控制效果好, 具有一定的实用价值。
摘要：直流侧电容电压均衡一直是级联H桥型变流器拓扑研究很重要的一方面, 也是装置安全可靠运行的关键技术。在分层控制的架构上, 提出了改进的有功电压矢量叠加法。上下层分别叠加有功直流分量和有功电压矢量, 最终对单链节吸收的瞬时有功功率进行调节来实现直流侧电压平衡。仿真结果表明, 采用上述的控制方法, 直流侧电压不平衡问题得到了很好的改善, 且具有良好的动态响应特性。
关键词：级联H桥,有源电力滤波器,直流电容电压,分层控制,矢量叠加
参考文献
[1]Lai Jih-sheng, Peng Fangzheng.Multilevel converters:a new breed of power converters[J].IEEE Trans on Industry Applications, 1996, 32 (3) :509-517.
[2]耿俊成, 刘文华, 袁志昌.链式STATCOM电容电压不平衡现象研究: (一) 仿真和试验[J].电力系统自动化, 2003, 27 (16) :53-58.
[3]耿俊成, 刘文华, 袁志昌.链式STATCOM电容电压不平衡现象研究: (二) 数学模型[J].电力系统自动化, 2003, 27 (17) :35-39.
[4]孙宜峰, 阮新波.级联型多电平逆变器的功率均衡控制策略[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (4) :126-133.
[5]Akagi H, Inoue S, Yoshii T.Control and performance of a transformer less cascade PWM STATCOM with star configuration[J].IEEE Trans.on Industry Applications, 2007, 43 (4) :1041-1049.
[6]刘文华, 宋强, 滕乐天, 等.基于链式逆变器的50 MVA静止同步补偿器的直流电压平衡控制[J].中国电机工程学报, 2004, 24 (4) :145-150.
[7]Yoshii T, Inoue S, Akagi H.Control and performance of a medium voltage transformer less cascade PWM STATCOM with star-configuration[C]//IEEE 41st Industry Applications Conference.Tampa, FL:IEEE, 2006:1716-1723.
[8]刘钊, 刘邦银, 段善旭, 等.链式静止同步补偿器的直流电容电压平衡控制[J].中国电机工程学报, 2009, 29 (30) :7-12.
电容电压均衡控制 篇6
关键词：电压暂降,闭环控制,超级电容器
电压暂降是最为普遍、危害最大的动态电能质量问题,已被认为是影响用电设备正常、安全运行的最主要的电能质量问题之一。抑制电压暂降的措施主要从电力系统规划和加装缓解装置两方面考虑[1]。缓解装置中的储能元件使得在补偿无功的同时还能提供有功补偿,从而更好地改善电网电能质量,因此应用越来越广泛。现阶段,储能元件主要有超导储能系统、蓄电池储能系统、飞轮储能系统和超级电容器储能系统等,其中超级电容器作为储能单元,具有充放电时间短、反复使用次数多、环境温度对正常使用影响不大,对用户和环境没有危害等优点。
本文对用于电压暂降的超级电容器储能系统的控制系统进行了设计研究,利用仿真实验验证了所设计的控制系统能够有效控制电压跟踪参考补偿电压的变化而抑制电压暂降。
1 电压暂降的危害和抑制措施
电压暂降是指供电电压的有效值在短时间内突然下降又回升恢复的现象,在电网中这种现象的典型持续时间大多为0.5～30周波(10～600 ms)。国际电气与电子工程师协会(IEEE)将电压暂降定义为供电电压有效值快速下降到额定值UN的90%～10%,然后回升至正常值附近;而国际电工委员会(IEC)则将电压暂降定义为下降到额定值的90%～10%,持续时间为10 ms～1 min[2]。
电压暂降问题在工业发达国家已引起高度重视,例如对于计算机类用电设备的电源,IEEE 446标准给出了其电压承受包络线,该标准现已作为计算机生产厂商的电源设计目标。我国在对电能质量问题的投诉中,电压暂降已占到80%,故对电压暂降要进行实时监测和补偿。
补偿和抑制电压暂降的措施主要有降低用户本身对电压的敏感度和安装缓解装置两方面。近年来,在提高配电网电能质量和供电可靠性方面已出现了基于现代电力电子技术的用户电力技术。该技术是将电力电子技术、微处理器技术、控制技术等高新技术运用于电网,用来减小谐波畸变,消除电压暂降等电能质量问题[3],从而提高供电可靠性和电能质量。超级电容器储能系统作为新的配电侧补偿装置,其补偿手段是通过有功和无功的注入来补偿供电系统有功和无功的减少,以维持母线电压不变。
2 超级电容器储能系统对电压暂降的补偿原理
2.1 系统的构成
超级电容器储能系统由整流器、逆变器、控制电源、变压器、超级电容器、滤波装置等组成,其电路图如图1所示。
2.2 系统的补偿原理
超级电容器储能系统并联在负荷侧母线上,三相交流电能经整流器变为直流电能,通过逆变器将直流逆变成可控的三相交流,再通过变压器与系统相连。如果超级电容器储能系统所逆变的电压高于系统电压,那么逆变器就相当于一组电容器向系统提供无功功率;如果所逆变的电压低于系统电压,它将消耗无功功率。
由于超级电容器储能系统具有储能单元,当发生电压暂降时,储能系统通过并联变压器在电路中注入电流,在系统阻抗上产生压降,以保持负荷电压幅值不变[4]。这样,不仅可以有效抑制负荷扰动造成的电压暂降,对提高系统的供电能力和供电可靠性也有很好的作用。
2.3 系统的控制原理
超级电容器储能系统的输入、输出开环控制框图如图2所示。
在图2中,UsinU为逆变输出电压;Uscap为滤波电容输出电压;Iload为负载电流。
从控制框图2,可得系统的开环传递函数为
式中: Lf,Cf,Rf分别为储能系统等值电感、电容和损耗等效电阻;ζf为滤波阻尼系数,
负荷扰动的传递函数为
由自动控制理论可知,对于二阶系统阻尼系数ζ有如下结论。
1)过阻尼(ζ>1)时,其时间响应的调节时间最长,进入稳态很慢,但无超调量。
2)临界阻尼(ζ=1)时,其时间响应也没有超调量,且响应速度比过阻尼的要快。
3)无阻尼(ζ=0)时,其响应是等幅振荡,没有稳态。
4)欠阻尼(0<ζ<1)时,上升时间比较快,调节时间也比较短,有超调量,但如果选择合理的ζ值,有可能使超调量比较小,调节时间也比较短。只有这一种情况有可能兼顾快速性与平稳性,表现出较好的性能。因此要设计合适的控制器来改善储能系统结构,使其成为二阶欠阻尼系统。
3 控制器设计
自动控制理论中对于二阶欠阻尼系统的动态性能指标与系统参数之间有如下关系。
1)超调量σ%的大小完全由阻尼系数ζ决定。ζ越小,超调量越大,响应振荡性加强。
2)上升时间tr、峰值时间tp和调节时间ts都与ζ和ω均有关系。当ζ一定时,增大ω,3个时间指标均能减小,且σ%保持不变。
3)当ω一定时,要减小tr和tp,则要减小ζ;如若要减小ts,则要增大ζ,但ζ取值有一定范围,不能过大或过小。
由以上分析可以看出,各动态指标之间是有矛盾的,且对于一个实际的物理系统,由于所使用部件的结构和参数往往都是固定的,很难改变其特性参数ζ和ω,因此工程上常采用在系统中加入一些附加环节改善系统结构。从而来全面提高动态性能指标。本文中将采用加入前馈的闭环控制。而在离散控制系统中,由于采样时间、逆变器开关切换时间、传感器测量时间等的存在使得控制作用存在时间滞后,考虑以上因素后的超级电容器储能系统前馈闭环控制框图如图3所示。在图3中,Gffil为负载挠动前馈增益;Gffis为逆变电流前馈增益;PWM为脉冲宽度调制。
下面对前馈环节增益Gffis、GffiL及系统阻尼系数ζ进行讨论。
1)逆变电流前馈增益Gffis。当负荷Iload=0时,电压控制的传递函数为
设闭环控制的滞后时间Tc等于开环时的滞后时间,即 Tc=Td,则其前馈增益Gffis及闭环控制阻尼系数ζc可以分别用式(4)和(5)表示:
Gffis=-(aRf)(1+sTd)=-aRf-s(aRfTd) (4)
所以可以通过调节系数a来调节阻尼系数。
2)负载扰动前馈增益GffiL。设U*scap=0,只考虑负荷扰动的传递函数为
负荷扰动的前馈增益GffiL可用式(7)表示:
GffiL=(Rf+sLf)(1+sTd)-Gffis=s2LfTd+[(1+a)RfTd+Lf]+(1+a)Rf (7)
由于LfTd≈0,上式可简化为
GffiL=s[(1+a)RfTd+Lf]+(1+a)Rf (8)
3)阻尼系数ζ。下面用仿真分析来确定储能系统的阻尼系数ζ。
仿真时系统的参数见表1。
设闭环控制阻尼系数ζc=1.0时的电压控制响应仿真图形如图4所示。
由图4可以看出,当参考补偿电压在0.033 s发生跃变后,逆变控制电压起初紧跟参考补偿电压的变化。然而,由于Gffis的存在,随着补偿输出电压的增加逆变控制电压又必须急剧减小以阻尼补偿输出电压的振荡。如果闭环阻尼系数小于1.0,则阻尼力减小,而且补偿输出电压将出现振荡。值得注意的是,当闭环阻尼系数为1.0时,前馈增益引起的最大阻尼力发生在参考补偿电压跃变发生后Tf/2π处。之后,逆变控制电压和补偿输出电压平缓地向参考补偿电压值收敛。当考虑采样时间存在时,闭环阻尼系数不可能为1.0而是有一定限制的,对于阻尼系数为ζ的闭环控制系统,最大阻尼发生时间tmax可表示为,
PWM控制电路也会增加响应的滞后,由于PWM电路开关器件切换频率越高滞后时间越短。一般来说,PWM控制电路的平均滞后时间常数为切换时间的一半,所以PWM切换频率f*sw可以用tmax和采样时间Tsamp表示:
例如,当ζc=0.5时,可得出tmax=Tf/3.31,fsw就应大于5.44/TfHz,即在表1所示仿真条件下fsw要大于等于4.57 kHz,为不失典型性,取fsw=5 kHz做仿真,仿真结果如图5所示。
从图5可看到,当取ζc=0.5, PWM切换频率取极限值5 kHz时,逆变输出电压波形虽有小波动,调节时间也有所增加,但输出电压仍能较好的跟踪补偿电压的变化,曲线比较平滑且动态品质良好。
4 结语
本文对电压暂降的危害进行了介绍, 分析了超级电容器储能系统的补偿原理,并在此基础上设计了超级电容器储能系统的控制器,确定了控制参数,最后仿真结果验证了本文所采用的加前馈环节的闭环控制系统能有效控制输出电压实时跟踪补偿电压,动态品质良好。以此控制系统为核心的超级电容器储能系统,将有效抑制电压暂降并在电能质量领域得到广泛应用。
参考文献
[1]杨洪耕,肖先勇,刘俊勇.电能质量问题的研究和技术进展(三)-电力系统的电压凹陷[J].电力自动化设备,2003.23(12):1-4.
[2]林海雪.电力系统中电压暂降和短时断电[J].供用电,2002.19(1):9-12.
[3]王宝安,蒋平,刘成民.电能质量综合补偿器补偿电压降落和浪涌的新策略[J].电力系统自动化学报,2003.15(4):19-23.
[4]Michael Steurer,Steve Eckroad.Voltage control pe-rformance enhancement by adding energy storage toshunt connected voltage source converters[A].IEEE Harmonics and Quality of Power[C].Rio deJaneiro,Brazil:2002.590-594.
电容电压均衡控制 篇7
功率硬件在环(PHIL)仿真(也称数字物理混合仿真)技术作为电力系统仿真技术的潮流和方向,近年来在国内外引起了广泛的关注[1,2,3]。它将传统的数字仿真和物理模拟仿真的优势相结合,大大降低了试验成本,提高了仿真可信度,具有良好的发展前景。目前国内外很多实验室逐步建立了完善的数字物理混合仿真研究平台[4]。
PHIL仿真系统主要由三个部分组成:(1)实时数字仿真系统;(2)功率接口装置;(3)被测物理设备。其中功率接口作为连接硬件在环仿真数字侧和物理侧仿真的互联装置,是仿真系统拥有高可信度的关键所在,直接决定了PHIL仿真的稳定性与可靠性[5,6]。目前针对于功率接口的研究主要集中在接口算法的设计和控制策略的设计两个方面,两者分别着力于不同的角度对系统的稳定性与精确度进行改善。由于系统对功率接口的稳定性、动态性能都有较高的要求,所以在控制策略的设计中,对其直流电压控制策略设计尤为重要。
功率接口要求能量能四象限运行,常采用背靠背四象限变流器作为主拓扑,基本结构为AC/DC/AC。其中,整流部分起直流电压支撑的作用,其目标是控制直流电压稳定以保证系统的正常稳定运行。在直流电压控制方面,文献[7]采用传统的双闭环比例—积分(PI)控制,该方法实现比较简单,稳态下有较好的直流电压控制效果,但在系统存在扰动的情况下,动态性能较差,直流电压波动明显。文献[8-10]提出加大直流电容容量达到抑制直流电压波动的效果,其所需经济成本高,系统体积大,并且动态响应较慢。文献[11]提出一种前馈控制策略来抑制直流电压波动,提高系统的响应速度,减少直流电压的稳态误差,但其只通过仿真简单分析了前馈控制有抑制直流电压波动的效果,未能从理论上推导证明前馈控制的有效性。文献[12]利用小信号分析方法分析了前馈控制拥有直流电压抑制效果的原因,提出一种能够完全消除扰动的直流电压控制方法,但未考虑控制的时滞性,导致所建立的小信号模型与实际系统有所偏差,控制效果还有待商榷。
在PHIL仿真中,常面临物理侧负载扰动这一动态过程,由此引发直流电压波动,严重时可能引起功率开关器件击穿、变流器难以正常工作等失稳状况[13],对系统稳定运行提出了巨大挑战。为有效抑制负载扰动下的直流电压波动,本文考虑控制时滞提出一种基于直流输出电流前馈的直流电压改进控制策略,并给出了其前馈系数的参数设计方法。基于有功功率平衡关系,利用小信号分析方法,建立了功率接口交直流侧统一模型,并利用所建立的模型分析,证明了所提控制策略在负载小扰动情况下抑制直流电压波动的有效性。同时,提出了一种直流电容参数计算方法,证明前馈控制可以有效减少直流电容,提高经济效益。最后,仿真和实验验证了所提方法抑制直流电压波动的有效性。
1 功率接口小信号建模
本文所提的功率接口采用的主拓扑为三个单相H桥结构背靠背变流器,其结构图如图1所示。其中左边整流部分别起单位功率因数控制和直流电压支撑的作用,控制直流母线电压Udc稳定,保证系统正常运行。
传统的功率接口的整流控制多为PI双闭环控制,外环为直流电压控制,内环为交流电流控制[14,15],其控制框图如附录A图A1所示。
根据图1,在整流器单位功率因数控制下,忽略输入电感内阻和变流器有功损耗,依据有功功率平衡原理,稳态工作下有:
式中:urms和irms分别为电网电压、电流的有效值;udc为直流电容电压;id,ic,i0分别为直流输入电流、直流电容电流、直流输出电流。
利用小信号分析法对静态工作点进行分析,令
式(3)中大写字母符号为各自变量在静态工作点的稳态值,而带符号Δ的变量为各自变量在静态工作点的增量(扰动量)。将式(3)代入式(1)和式(2)可得系统稳态工作点下有:
联合式(1)和式(3),有
将式(4)代入式(5)可得:
ΔurmsΔirms和ΔudcΔid是两个增量相乘,相对其他量数值较小,忽略这两个高阶分量,可得:
同理,结合式(2)至式(4)可得:
令RL=Udc/I0为稳态工作时直流输出端的等效负载阻抗,由此可将图1简化,如附录A图A2所示。
附录A图A1所示的传统整流器PI双闭环直流电压控制中,根据文献[16],当开关频率足够高,忽略电感内阻,电流控制环可等效为一个一阶惯性环节,如式(9)所示。
式中:K为电流环的闭环增益;T1为电流环惯性时间常数;iref为电压外环输出的参考值。
对式(9)进行静态工作点的小信号分析并代入式(7)可得:
结合传统的双闭环控制,考虑所有扰动量的整流器小信号模型如图2所示。
由图2可得:
式中:kp和ki分别为比例、积分系数。
根据图2小信号模型可得,在双闭环控制下,直流电压波动有如下关系:
式中:Zref,Zu,Zl的表达式见附录B式(B1)。
由式(12)可知,直流电压会受直流电压参考值扰动、电网电压扰动和负载扰动的影响而产生波动。从负载端扰动考虑,直流电压波动大小又受到直流输出电流扰动大小、直流电容以及负载等效阻抗变化的影响。
2 基于前馈控制的直流电压控制改进
在数字物理混合仿真中,当被测物理设备接入、脱离系统或设备功率变化时,由于功率接口的控制系统有时滞,尤其是电压外环的PI控制动态响应较慢,整流输入功率难以及时跟上负载功率的变化,此时直流电压产生波动,严重时会引起系统失稳跳闸,大大影响了仿真的稳定性与可信度。本节针对这一问题,对直流电压稳定控制提出了改进。
根据图1,直流端有功功率可表示为:
式中:Pin为整流输出有功功率;Pout为逆变输入有功功率。在忽略开关损耗和电感内阻的情况下,Pin可表示为整流输入有功功率,Pout可表示为负载功率。
设直流电容上的功率为Pc,根据有功功率平衡原理,可得直流端的功率平衡等式为:
将式(2)代入式(13)可得:
由式(13)和式(15)分析可得,当负载功率Pout突变时,根据电路原理,电容电压不会瞬时突变,此时负载功率的变化体现在逆变输入电流i0的变化,此时i0是一个对直流电压产生影响的扰动量。
根据自动控制原理,将前馈控制应用于扰动系统中可以克服扰动对控制目标的影响[17],其本质是一种开环控制的方式,因此在反馈控制的基础上引入前馈控制的复合控制既能对负载扰动进行补偿,又能保证其控制系统的稳态性能。
结合图2所建立的小信号模型,基于直流输出电流i0前馈提出一种考虑控制时滞的直流电压控制。其小信号控制框图如图3所示,其中Km为前馈控制系数。
根据图3可得加入前馈控制的直流电压表达式为:
在负载扰动的动态过程中,直流电压参考值uref和交流电压有效值urms不变,即Δuref=0,Δurms=0。此时直流电压波动仅和直流输出电流i0变化有关。由式(16)可知,Zl*的存在导致直流电压受直流输出电流i0的扰动而波动。理想状况下,只要使Zl*=0,就可以完全消除负载扰动对直流电压的影响。此时有:
对其作拉氏逆变换,可得其时域模型有:
式中:T1δ′(t)和δ(t)为延时环节时域表达式。
可以发现,Km的值是一个随时间变化的非线性变量,这在实际中是不可实现的,因此理论上设计一个能完全消除负载扰动的前馈系数是不可能的。考虑到电流内环的调节时间较短,小于20ms,因而可略去式(19)的第1项,对负载扰动作近似补偿。可得
根据附录B式(B1),不加前馈控制的整流器直流侧输出阻抗Zl见附录B式(B2)。
联立式(17)、式(20)和附录B式(B2),前馈控制下直流侧输出阻抗表达式见附录B式(B3)。
取直流电容C=0.01F,惯性时间常数T1=10ms,直流电压Udc=400 V,负载额定功率16kW,外环控制参数kp=1,ki=100,电流环增益,电网电压有效值Urms=220V。画出Zl和Zl*的频域特性曲线如附录A图A3所示。
由附录A图A3频域特性曲线可知,加前馈控制比不加前馈控制时的直流输出阻抗大大减少,前者大约为后者的一半,表明前馈控制可以有效地抑制负载扰动引起的负载电流变化对直流电压的影响,提高了系统的稳定性。但由于电流环控制时滞的影响,前馈控制不能完全消除扰动,这与实际系统相一致。
3 前馈控制下直流电容设计
在考虑负载扰动的状况下,直流电压的波动大小会随着直流电容的大小变化而变化。而根据式(15)可知,直流电压波动大小和电容值大小呈负相关关系,即在负载功率变化一定下,电容越大,直流电压波动就越小。
对于功率接口,在最严重扰动情况下由有功功率输入、输出不平衡引起直流电压波动应当在允许范围内,并据此对直流电容值进行设计。负载扰动中,最严重的情况应该是从空载突变到满功率负载Pmax这一动态过程[18]。
在被测设备从功率为零的空载到满载Pmax的突变瞬间(t=0),直流电容电压下降,直流电压控制外环输出一个电流参考量与直流输出电流前馈量相加作为内环参考值,电流环将跟踪外环输出参考值,提高交流输入电流,从而提高直流输入功率。由于双闭环PI控制本身具有时滞,直流输入电流id无法突变。其动态过程如附录C图C1实线所示。
根据附录C电容最小值推导可知,电容的最小值与调节时间T成正比。在不加负载前馈控制下,电流的调节时间将包括电压外环的调节时间Tv与电流内环调节时间T1。而电压外环的动态响应速度要远远小于电流内环动态响应速度[19],即TvT1,因此有
式中:Cvmin为不加前馈控制时的直流电容最小值;Cfmin为加入前馈控制时的直流电容最小值。
可以证明,加入前馈控制比不加前馈控制有更好的直流电压稳定裕度,降低了直流电容取值的下限,提高了经济效益。
4 仿真与试验
4.1 仿真分析
为了验证前馈控制在负载扰动下对抑制直流电压波动,提高功率接口的系统动态性能的有效性,利用MATLAB/Simulink搭建了功率接口的仿真模型,分别对传统与改进控制方式下负载扰动的动态响应性能进行了仿真。仿真参数见附录D表D1。
图4表示的是两种负载扰动情况下加前馈控制与不加前馈控制直流电压波动大小比较。其中0.3s时负载功率从16kW突减到12kW,0.6s时负载功率从12kW突增到16kW。可以看出,传统双闭环控制下,负载功率突减时直流电压波动的幅值为36V,负载功率突增时直流电压波动幅值为37V。加入前馈控制后负载功率突减、突增直流电压波动幅值大大减少,分别为10V和9V,而且其值相对于直流电压400V的稳态值是非常小的量。
综上可以证明,基于前馈控制的直流电压控制在负载扰动情况下抑制直流电压波动效果显著,同时也验证了本文小信号分析方法的正确性。
为评价两种控制方式下直流电容的选择,结合式(21)进行仿真验证。在相同负载功率变化和直流电压波动的情况下,加前馈和不加前馈两种控制方式下所需的电容大小对比如图5所示。
从图5分析可知,加前馈与不加前馈两种控制方式在负载扰动下直流电压波动幅值都大约为95V,然而不加前馈控制所需的直压电容为4 800μF,而加入前馈控制所需直压电容仅为1 700μF,表明使用基于前馈控制的直流电压控制能够大大减少对直流电容大小的要求,有效降低功率接口的硬件成本。
4.2 试验分析
为进一步验证本文研究内容的正确性与有效性,搭建了PHIL仿真实验平台,如附录A图A4所示。其中数字实时仿真装置采用实时仿真器(real time digital simulator,RTDS),功率接口为自主研发的100kVA大功率电力电子装置,被测设备为一额定功率为22kW光伏逆变器[20],试验参数其他与附录D表D1的仿真参数一致。
图6所示为光伏逆变器功率突降时两种控制效果比较(功率突增控制效果比较图见附录A图A5),所测波形分别为直流电压Udc、功率接口交流输入电流Is和负载电流Iout。对比图6(a)和(b)可知,在系统负载突降时,不加前馈控制会使直流电压迅速上升,导致直流电压过高,并且恢复稳定的时间较长,交流输入电流跟踪上负载电流延迟时间为三个基波周期,即0.06s;加入前馈控制后,直流电压上升很慢,几乎没有波动,并且能快速恢复至稳定工作状态,交流输入电流跟踪上负载电流延迟时间为一个基波周期,即0.02s。因此可以证明,前馈控制可以提高系统响应速度,有效抑制负载扰动所引起的直流电压波动,提高系统的稳定性。
5 结语
本文提出一种基于直流输出电流前馈的直流电压控制策略,通过提升直流电压控制响应速度,有效抑制PHIL仿真系统中负载扰动引起的直流电压波动。利用小信号分析方法从理论上证明了前馈控制的有效性,并给出前馈系数的参数设计方法。提出一种所需最小直流电容参数计算方法并证明前馈控制可以减少所需直流电容下限值,提高经济效益。为验证所提方法的有效性,搭建MATLAB/Simulink仿真模型进行对比分析,并将其应用到PHIL实验平台功率接口中,结果表明,本文所提控制策略能够有效抑制负载扰动下的直流电压波动,降低所需直流电容最小值,有较强的工程实践价值。
由于电流内环控制时滞影响,本文所提控制策略仍不能完全消除直流电压波动。如何调节前馈控制系数来补偿电流内环时滞影响将是进一步研究的方向。
相关文章：
突出特征01-19
上课捣乱检讨书(汇总13篇)01-19
上课捣乱检讨书(模板15篇)01-19
稳定性与控制01-19
2025年车间通告罚款(六篇)01-19
交流电压控制01-19
自动电压控制技术01-19
自动无功电压控制01-19
三元电压稳定分析法01-19
电压稳定评估01-19
