触发控制电路

关键词：

触发控制电路（精选七篇）

触发控制电路 篇1

随着人们生活环境的不断改善和美化, 在许多场合可以看到彩色霓虹灯。LED彩灯由于其丰富的灯光色彩, 低廉的造价以及控制简单等特点而得到了广泛的应用, 用彩灯来装饰街道和城市建筑物已经成为一种时尚。但目前市场上各式样的LED彩灯控制器大多数电路结构复杂、功能单一, 这样一旦制作成品只能按照一种颜色闪亮, 不能根据不同场合、不同时间段的需要来调节亮灯时间、模式、闪烁频率等动态参数。因此有必要对现有的彩灯控制器进行改进。

2、D触发器工作原理

2.1 D触发器的符号如图1

2.2 维持阻塞D触发器简介

维持阻塞D触发器是一种边沿触发器。边沿触发器只有在时钟脉冲CP上升沿或下降沿到来时刻接收输入信号, 这时, 电路才会根据输入信号改变状态, 而在其它时间内, 电路的状态不会发生变化, 从而提高了触发器的工作可靠性和抗干扰能力。

2.3 D触发器工作原理

图1, SD和RD接至基本RS触发器的输入端, 它们分别是异步预置和清零端, 高电平有效。当SD=0且RD=1时, 不论输入端D为何种状态, 都会使Q=0, 即触发器置0;当SD=1且RD=0时, 不论输入端D为何种状态, 触发器的状态为1, 即触发器置1。SD和RD通常又称为直接置1和置0端。

工作过程如下:

当SD、RD加入了低电平, 不影响电路的工作。

(1) CP=0时, 或者是由1变0时, 触发器的状态不变。同时, 可接收输入信号D。

(2) 当CP由0变1时。输出端的状态由输入端决定, 即Q=D。

3、原理电路图

该彩灯控制器原理电路如图2所示。

F1组成一个方波振荡器。

CP和D都接高电平, 接通电源, Q1=0, Q1=1;此高电平通过R2对C2充电, 当C2上电压上升到一定值时, 使置1端达到有效高电平。此时, F1发生翻转, 使Q1=1, Q1=0;Q1输出高电平。此高电平又通过R1对C1充电, 当C1上电压上升到一定值时, 使清零端达到有效高电平。此时, F1又发生翻转, 使Q1=0, Q1=1;Q1输出低电平。用Q1信号控制红色彩灯, 使红色彩灯亮和灭。

F2组成一个单稳态角发器。

异步置1端接地, D=1, CP=Q1, 在异步清零端为低电平时, 当CP上升沿到来, Q2=D=1即Q2输出高电平, 此高电平通过R3对C3充电, 当C3上电压上升到一定值时, 使清零端达到有效高电平。此时, F2发生翻转, 使Q1=0, Q1=1, 即Q2输出低电平。用信号控制蓝色彩灯, 使蓝色彩灯高和灭。

4、顺序控制原理

Q1波形由T1、T2时间常数决定, T1取决于R1、C1的值, T2取决于R2、C2值。Q2波形由T3时间常数决定, T3取决于R3、C3值。

T3不同取值时, 可得到不同彩灯控制效果。

T3

T3=T2时, 此时彩灯控制顺序为:红色-蓝色。

T2

T3=T1+T2时, 此时彩灯控制顺序为:红色-蓝色-紫色-灭。

T1+T2

通过调节T3还可以得到更多的控制效果。

参考文献

[1]罗桂娥.数字电子技术实用教程[M].

[2]杨萃南.数字电子技术与逻辑设计教程[M].

可控硅触发单元电路研究 篇2

БУТ6控制单元是СПЧС-200型变频器的重要组成部分, 一台200型变频器共有11个БУТ6控制单元, 分别用于整流器、动态电容补偿器、输出静态开关及自动消磁电路中。其主要作用是实现可控硅的通断控制。由于其分布广、使用量大、且在关键控制位置, 在变频器中十分重要。

1 可控硅控制单元БУТ6的作用

1) 将小电流的控制信号转换成可控硅导通所必需的控制门极电流, 并为可控硅各个控制通道之间提供彼此隔离的控制电压。

2) 可控硅在没有控制命令时, 在可控硅控制门极上形成0.2V负偏差电压, 以防止可控硅误导通。

2 可控硅触发单元的工作原理分析

2.1 电气原理 (如图1所示)

2.2 电流电压转换原理

为便于电气原理图的分析, 将图1电气原理图转化成图2所示功能图。

可控硅功率触发单元的功能电路, 可分为三个部分, 逆变电路、整流电路、输出控制电路。

该单元是六通道装置。当送直流220V供电电压和电压电流转换电路控制信号不存在时, 产生负极性偏差电压, 该电压叠加到可控硅1—6控制门极上, 在УТ1～УТ6输出端上便不会出现电压。单元将其正常工作的情况用信号“1—6通道准备好”通知СУОΑ, 同时也在单元前部面板上直接用显示灯HL1、HL2显示出该状态。当向电流电压转换单元输入线路上送控制信号时, 负偏差电压被断开, 经过限流电阻, 从УТ1～УТ6输出端上向可控硅控制电极上送正极电压, 从而触发导通可控硅。

2.3 逆变电路

逆变电路是比较典型的自激推挽式开关电路。利用磁芯的饱和实现开关晶体管的交替工作。三级推挽振荡电路, 可以有效地降低对于开关晶体管耐压的要求。

当在输入端加上220V电压的瞬间, 电压经启动电阻R1, 通过电阻R4加到晶体管VT1、VT4的基极, 由于晶体管本身存在的特性差异有一只晶体管率先导通, 假设晶体管VT1率先导通, 回路变压器TV1的H1-K1绕组、晶体管VT1的集射极有电流流过, 同时H1-K1绕组电流增加, 感应电流致使晶体管VT1进一步导通, 晶体管VT4截至, 当变压器TV1磁芯接近饱和时, 感应电流反向, 晶体管VT1截至, 晶体管VT4导通, 同样K2- H2绕组电流增加致使晶体管VT4进一步导通, 晶体管VT4截至, 电路如此实现振荡工作。

驱动用变压器TA1只传输开关晶体管基极驱动电流, 这样做可以减少变压器TV1的磁芯损耗。

由于存在良好的反馈耦合, 在没有负载电流时, 感应电压经变压器TV1的绕组H7-K7, 通过电阻R7给定TA1电流, 维持晶体管组的接通和关断。

2.4 整流器电路

整流电路采用全波整流电路, 为后级电路提供合乎要求的直流电压。

2.5 输出控制电路

以通道1为例, 说明该部分电路的工作原理, 如图3所示。

全波整流器输出约12V的直流电压, 当光电耦合器输入端有控制电压时, VE1的“4、5”脚导通, 整流器的正电压通过VE1、R12、R11, 并经R11分压, 使晶体管VT7获得基极偏置电压而导通, 如此晶体管VT10的基极经R14、R15、VT7集射极回路分压获得偏置电压从而导通, 使得整流器正压通过VT10的集射极, 限流部件R1-R4, 加在可控硅的控制极。

2.6可控硅负偏置电压形成原理 (如图4所示)

桥式整流器输出约6伏的直流电压通过电阻R11、R12, 并经R12分压使得晶体管VT8获得基极偏置电压而导通。于是整流器输出电压经VT8的集射极、R16、R17进一步使得晶体管VT9导通。晶体管VT9导通使得整流器输出电压直接加在VD21、R18、晶体管VT9集射极的两端, 如此在单元输出二极管VD21钳位电压, 约0.7V, 即所谓负偏置电压。

摘要：从一种俄制可控硅触发电路的原理图入手, 分析了其电气原理, 并结合多年运行检修实践, 介绍了几类典型故障的判断及维修方法, 目的是为变频器以后的运行、维护、检修提供便利。

关键词：可控硅触发单元,自激推挽,电路

参考文献

[1]康华光, 陈大钦.电子技术基础-模拟部分[M].北京:高等教育出版社, 1999.

基于CPLD的数字触发电路的设计 篇3

静止补偿器STATCOM (Static Synchronous Compensator) 的核心技术之一是脉冲发生器PWM (Pulse Width Modulation) 。在STATCOM的实际运行中, 其触发脉冲的精度、响应速度和稳定性显得尤为重要。正弦脉宽调制 (SPWM) 技术在以电压源逆变电路为核心的电力电子装置中有着广泛的应用, 如何产生SPWM脉冲序列及其实现手段是PWM技术的关键。利用模拟比较法, 对三角载波与正弦调制波进行比较, 即可产生SPWM脉冲;利用数字算法和定时逻辑, 也可产生SPWM脉冲。目前已有多种微处理器芯片本身集成有数字化PWM发生电路。模拟方法简单直观, 但与数字控制器接口不便, 难以满足复杂要求;数字方法结构灵活, 尤其是在微处理器内置PWM发生器, 使用更加方便。通常状况下, 微处理器通过定时中断服务程序来产生SPWM脉冲。在每个载波周期必须进行中断处理, 对处理速度要求较高, 从而也限制了载波频率进一步的提高, 同时微处理器的处理任务也更加繁重。

2 SPWM发生原理

针对静止补偿器的电路结构, 要求SPWM发生器可以发出三相六路PWM脉冲信号, 脉冲宽度应根据微处理器输出的调制深度λ来调节。SPWM脉冲产生方法采用三角载波标准正弦信号幅值并且电路在同步信号作用下从正弦函数表读取与调制深度λ相乘后, 调制波产生与正弦调制波比较的传统方法, 但是三角载波、正弦调制波和比较逻辑与死区的处理等, 均采用基于CPLD的数字化方法来实现。SPWM发生器的内部逻辑结构, 总线接口逻辑单元首先接收来自微处理器的三角载波发生电路在同步信号作用下, 通过可逆计数器, 发出三角载波幅值;正弦调制波幅值与三角载波幅值进行比较, 就可以产生出SPWM脉冲信号。如果有来自智能功率模块IPM的过流信号、欠压信号、IPM的过热信号可通过系统的保护逻辑电路时输出的6路PWM全部封锁, 以保证触发系统安全可靠工作。

3 系统逻辑设计

SPWM脉冲发生器由系统总线接口电路、过流欠压逻辑封锁电路、三角载波逻辑产生电路、正弦调制波产生电路、片内正弦函数表、比较控制与死区产生电路等逻辑功能模块组成。

3.1 系统总线接口单元

微处理器接口电路主要用于CPLD芯片接收来自微处理器的调制深度信号λ与其他逻辑控制信号。此接口类似8255芯片功能。首先MCU向系统接口发出控制命令字, 接口根据控制命令字将8 b数据放入相应的片内寄存器。

3.2 过流、欠压、IPM保护逻辑

由于设计的触发电路作为触发电路的主控芯片, 故需要根据相应的逻辑关系作出处理。通过CPLD内的逻辑电路进行判断, 一旦出现IPM过流、供电电源欠压、IPM过流时, 立即将六路输出脉冲封锁, 同时将相应的故障信号反馈出, 以保证输出到IPM上的PWM信号可靠。

3.3 三角载波产生

利用可逆计数器对系统时钟进行计数。计数器先执行加法从0计数到255, 再执行减法计数从255到0, 从而实现三角载波。三角载波的峰峰值为255。

3.4 正弦调制波的产生

CPLD芯片只能综合一些简单的“+, -, *, /”等算术逻辑, 要其实现正弦函数的计算非常不经济。因此正弦调制波的产生是由查正弦函数表来完成的。在CPLD芯片内部开辟一块ROM区域, 将离散时间正弦波幅值按相应的顺序存入片内。在需要时, 按照相位与地址一一对应的关系从表中依次读出即可。由于CPLD芯片的硬件资源有限, 如何有效地利用资源成为非常关键的一点。考虑到正弦的周期性与对称性, 因此在ROM表中只需存正弦函数π/2周期的波形数据即可。在本设计中, 一个正弦波周期内共采样2 048个点, 相位分辩率为0.76°, 而实际在ROM表中仅需存512个采样点。这样大大减少了芯片硬件资源的消耗。

3.5 正弦调制波幅值的调节

PWM脉冲发生器必须根据正弦调制波幅值的大小来调整PWM脉冲的宽度。在本设计中, 由于三角载波峰值固定, 正弦调制波幅值仅由调制深度λ决定。CPLD芯片通过总线接口从微处理器接收到调制深度λ信号, 再利用乘法器对从正弦函数表中取出的正弦幅值进行调制深度加权调整。

正弦调制波幅值设调制深度为λ, 当前时刻正弦幅值为Sin_Data, 利用下式正弦调制波幅值Data为:Data= (λ·Sin_Data) /255, λ取值范围[0~1]。

本设计采用双极性调制方式, 而三角载波的取值范围为0~255, 其中位线值为127。

3.6 三相正弦信号的产生

针对静止补偿器主电路, 需要产生出3个相位彼此互差120°的SPWM的脉冲信号。而通过一个正弦函数表来发出3相正弦信号, 不仅需要考虑3个正弦信号的起始相位, 而且需要3个可逆计数器分别来控制查找正弦函数表。例如在本设计中产生3个初相位为0, 相位互差120°的三相正弦信号。

U相首先从正弦函数表的地址0°开始累加读起, 当读到地址90°处, 再从地址90°处累减读到地址0°处, 这样在U相可逆计数器的控制下, 就可以得到周期为π的单向半波正弦信号;W相首先从正弦函数表的地址60°开始递减读起, 当读到地址0°处, 再从地址0°处递增读到地址90°处, 然后从地址90°处递减读到地址0°处, 这样在W相可逆计数器的控制下, 就可以得到周期为π, 初相位滞后U相60°的单向半波正弦信号;同理V相从正弦函数表的地址60°开始累加读起, 在V相可逆计数器的控制下, 就可以得到周期为π, 初相位滞后W相60°的单向半波正弦信号。这样通过一个π/2周期的正弦函数表, 就可以发出3个相位互差60°周期为π的单向半波正弦信号来。然后查出的数据, 经过正弦调制波幅值调节。使输出的3个单向半波正弦幅值满足设计的幅值调节要求后, 再与三角载波进行比较, 就可以得出3个相位互差120°的SPWM脉冲信号。

3.7 不对称控制设计

当系统不对称运行时, 本设计可以根据不对称状况, 利用三相同步信号, 进行分相控制, 以保证系统的参数根据要求, 对运行相进行无功补偿。

4 系统逻辑与时序功能仿真

利用MAX+Plus II的波形仿真功能可以得到芯片输入输出仿真图。Atlera公司的这种软件非常方便的提供了验证方式。不但提供逻辑输出的验证, 而且提供了时序的验证, 包括芯片内部的各点之间的延时, 以及竞争冒险现象的出现。

5 结论

本文提出了一种利用CPLD产生PWM波的方案, 为高载波SPWM波形生成提供了一条快速实现的途径。如果改变输入时钟的频率以及相应的载波频率, 以此电路为核心, 配合相应的外部保护电路与其他逻辑控制电路, 完全可以应用于实际逆变系统中。

摘要：利用大规模可编程控制器 (Complex Programmable Logic Device) CPLD, 针对静止补偿器 (STATCOM) 对触发脉冲信号的要求, 设计一种基于CPLD的正弦脉宽调制 (SPW M) 数字触发电路。正弦调制波的产生采用查表法, 但仅将1/4周期的正弦波数据存入CPLD的内部硬件所构造的ROM中减少了系统的硬件开销, 并具有脉冲封锁等功能, 仿真结果证明了本设计的正确性。

基本RS触发器电路分析教学探讨 篇4

在数字系统中, 经常需要具有记忆力的电路, 触发器就是一种常用的具有记忆功能, 能存储数字信息的基本逻辑单元。触发器具有以下特点[1]: ( 1) 有两个稳定状态 ( 0或1) 和两个互补的输出 ( Q和珚Q) 。通常Q =0、Ò=1被称为触发器的0状态; 而Q = 1、Ò = 0被称为触发器的1状态。 ( 2) 在输入信号驱动下, 由现在状态 ( Qn) 转换为下一状态 ( Qn + 1) , 并能可靠地进入两个稳定状态中的任意一种。教材中基本RS触发器功能分析一般采用不写输出方程, 直接把基本RS触发器输入的各种组合代入逻辑图, 从而得到输出的方法来分析基本RS触发器的逻辑功能。在教学过程中, 可以采用分析时序逻辑电路的方法分析基本RS触发器, 具体分析过程如下。

2 基本 RS 触发器分析

最基本的集成触发器是RS触发器, 又称置位—复位触发器。它可以由两个非门或者两个与非门首尾相连而构成。图1是由两个与非门构成的基本RS触发器[2]。作为最基本的时序逻辑电路, 触发器的分析方法和其他时序逻辑电路的分析是一致的。也就是说可以通过对触发器的分析来学习最基本的时序逻辑分析方法。这个方法的核心有两条: ( 1) 由所给的逻辑图求出电路的状态方程; ( 2) 根据状态方程来分析电路的特性。

现在, 我们用这两条来分析基本RS触发器。为了得出触发器的状态方程, 将电路的输出状态表示为下一状态Qn + 1和, 反馈到输入端的信号为现在状态Qn和 ( 图2) 。这样正好反映了一个基本特点: 时序电路的下一状态一般是其输入和现在状态的函数。由图2不难推导出状态方程:

从逻辑图不难看出, 当时, 由于两个与非门的输入都有一端为低电位, 所以两个输出Q和Ò都为1。这种情况不符合触发器的第一个特点, 即输出应是互补的。因此, 这种输入组合在正常工作时是不允许的。就是说在正常工作时应满足这种组合则不应出现, 相当于组合电路中的任意项。因此, 总是把这两个式子写在一起作为状态方程:

其中RDSD= 0也叫基本RS触发器的约束条件。

由状态方程可得出RS触发器的特性[3,4]:

( 1) 当时, 。即不论触发器原状态是0或1, 输入这种组合都使触发器进入0状态, 即使触发器置0或称复位。使触发器处于0状态的输入端称为置0端, 也称复位端, 低电平有效。

( 2) 当时。即不论触发器原来是什么状态, 输入时, 一定进入Q =1, 珚Q = 0的状态, 触发器被置1。从逻辑图也可看出, 当时, 与非门G1输出Q = 1, 而由Q = 1及, 又使与非门G2输出Ò = 0。使触发器处于1状态的输入端称为置1端, 也称置位端, 也是低电平有效。

( 3) 当时, 。这表明当时, 触发器维持原有状态不变, 即若原来Qn= 0, 则当输入时, 触发器输出仍然为0。从逻辑图也可看出, 如触发器处于Q = 0, 珚Q = 1的0状态时, 则Q = 0反馈到与非门G2的输入端, G2因输入有低电平0, 输出Ò = 1;1又反馈到与非门G1的输入端, 与非门G1输入都为高电平1, 输出Q = 0, 电路保持0状态不变。

如触发器原处于的状态时, 则电路同样保持1状态不变。

( 4) 当时, 不符合约束条件, 因此不能用式 ( 2) 求输出。但前已指出, 这时的触发器输出Q =Ò =1, 这种Q和Ò的非互补状态属于不正常工作状态, 并且当两个与非门G1和G2传输延迟时间的差异和外界干扰等因素, 故不能确定触发器的新状态, 可能是0状态, 也可能是1状态。在实际中, 这种情况是不允许出现的。

由上面分析可得出RS触发器的功能表如表1所示。功能表在形式上与组合逻辑电路的真值表相似, 左边是输入状态的各种组合, 右边是相应的输出状态。但输出取值中除了0和1之外, 还有反映过去输入结果的Qn, 这正体现出时序电路的特性。

3 结束语

通过采用分析时序电路的方法来分析基本RS触发器。这种方法是根据逻辑图求状态方程, 再根据状态方程来分析电路的特性。这种方法不同于传统的分析基本RS触发器的方法, 在分析的过程中增加了写状态方程这一环节。这样做的好处是既能使学生对前面数字电路所学知识 ( 即根据逻辑电路写出逻辑函数式并化简函数式) 得到复习巩固, 又能使学生对即将学习的后续章节 ( 即时序逻辑电路的分析) 有了初步认识, 起到了很好的呈上启下的作用。采用这种基本RS触发器电路分析的方法, 学生更易于接受, 也能更快更好地掌握基本RS触发器的逻辑功能。

摘要：通过采用分析时序电路的方法来分析基本RS触发器。这种方法是根据逻辑图求状态方程, 再根据状态方程来分析电路的特性。采用这种基本RS触发器电路分析的方法, 学生更易于接受, 也能更快更好地掌握基本RS触发器的逻辑功能。

关键词：基本RS触发器,状态方程,稳定状态,约束条件

参考文献

[1]杨志忠.数字电子技术 (3版) [M].北京:高等教育出版社, 2008:94-108.

[2]郭永贞.数字电子技术 (2版) [M].西安:西安电子科技大学出版社, 2005:108-132.

[3]寇戈, 蒋立平.模拟电路与数字电路 (1版) [M].北京:电子工业出版社, 2006:209-213.

触发控制电路 篇5

单片专用集成芯片TC787是参照国外最新集成移相触发电路设计而成的, 可单双电源工作, 主要适用于三相晶闸管移相触发, 该芯片与Tca785及Kc系列移相集成芯片相比, 其功耗及小、功能更强、输入阻抗极高、抗干扰性好、移相范围很宽、外接元件大大减少等优点。TC787集成芯片一个, 可实现3个Tca785与1个Kj041、1个Kj042或5个Kj系列器件组合之后才具有的移相功能。采用TC787可实现三相全控、半控、过零等电力及电子、机电化产品的移相触发控制功能, 该电路简单, 可靠、体积小、成本低。

2 TC787工作原理

2.1 TC787功能简介

TC787芯片单双电源均可工作, 单电源8V~18V, 双电源±4V~±9V;触发脉冲调相角范围0~180°, 可以识别0点, 可用作过零开关;器件内设计了交相锁定电路, 可抗干扰;TC787输出端信号为可调制脉冲序列, 可用于触发晶闸管等器件;TC787芯片的A系列用于同步信号工频50Hz, B系列不能用于同步信号工频50Hz (可用于100~400Hz的频率范围) , 调电容Cx的值, 可以改变脉冲的宽度, 这样脉冲序列可根据需要灵活调节。TC787是一标准双列直插式18引脚的集成电路。引脚功能及用法可查阅TC787芯片介绍。

2.2 元件选择

1) 工频信号50Hz, Ca、Cb、Cc电容一般用0.15μF的, 误差小于5%, 锯齿波线性度好, 幅度最大, 不出现平顶为最佳, 当幅度过小时可减小电容, 出现平顶可增大电容。

2) Cx电容可调制输出脉冲方波的宽度, 一般用0.01μF电容, 脉宽1m S左右。

3) 工频信号50Hz时, 如希望输出调制脉冲在0~70°范围内满幅可调, 此时Cx值须大于0.1μF。

3 3相6脉冲晶闸管触发电路设计及调试

由核心芯片TC787构成的3相6脉冲晶闸管触发电路如图1所示。该电路分为直流电源、触发和主电路。直流电源由整流桥及三端集成稳压芯片构成, 可供15V工作电压及24V脉冲电压。触发器由TC787及外接元件组成。3相同步信号A, B, C由电位器W1、W2、W3经T型网络滤波, 出现30°位移。W1、W2、W3可调各相相位, 可以保证同步信号与系统适配。同步电压为30V, TC787单电源供电, 同步电压零点为电源电压的一半, 同步电压Va、Vb、Vc输入芯片18、2、1脚。Ca、Cb、Cc是积分电容, 改变其值, 可调锯齿波的斜率;Cx调脉冲宽度。

调节4引脚输入电压在0~12 V范围变化, 输出脉冲在0°~180°变化;拨动Kk, 可选择全控双脉冲输出或者半控单脉冲输出。7~12引脚的输出电流大于25m A, 6只驱动管扩展电流, 后经脉冲变压器隔离, 接到晶闸管G和K极之间触发晶闸管, 如图3所示。有脉冲变压器组的框体中有6个如图2所示的隔离及释放电路。

图3中用2个In4742稳压管12V相串, 开关管关断时, 脉冲变压器原边可感应出大于24V电压, 释放回路用动态电阻限流。实际锯齿波形成环节可保证整流输出电压波形的稳定。由于TC787锯齿波的线性、幅度由Ca、Cb、Cc决定, 为保证锯齿波良好的线性与斜率一致性, 选择Ca、Cb、Cc3个电容时要配对, 以锯齿波线性好、幅度大且不平顶为佳, Ca、Cb、Cc电容可参考0.15μF。Cx电容决定脉冲宽度, Cx为0.01μF时脉冲宽度1ms。本触发电路Cx电容4700P。

调试过程中, 先接上直流电源, 无需加三相同步电压, 测18、1、2脚直流电平要近似相等, 可参考值18v。之后加同步电压, 调W1、W2、W3使18、1、2脚三相电压对称, 且同步信号要滞后同步变压器副边同步信号30°, 最后检查6个引脚要输出互差60°的脉冲信号。

4 结束语

在调试过程中可以看出, 以TC787为核心芯片构成的3相移相控制电路其设计合理、使用方便、可靠性高等特点。该电路使用外接元件少, 使得电路故障率超低, 设计中用了同步电压滤波技术, 增强了电路的抗干扰能力, 可适用于工作环境复杂的场合。

摘要：本文设计以TC787专用集成芯片为核心的三相六脉冲触电路, 首先简要介绍TC787工作原理, 其次重点设计触发电路, 对电路调试也进行了一些阐述, 针对个别元器件的性能特点、使用时注意事项有特别的说明。

关键词：芯片TC787,调试触发电路

参考文献

基于单片机脉冲触发器电路设计 篇6

1 脉冲触发电路设计与实现

本文以8XC196KB单片机与PSD4000 系列为核心,重点研究运用PSD4000 系列芯片的逻辑功能实现了脉冲的补给调制电路对脉冲的调制,电路简单易于实现,价格低廉有着广阔应用前景。

脉冲触发电路是由8XC196KB单片机、PSD、调制电路、驱动电路组成[2]。由于晶闸管在导通以后其门极就失去了控制作用要靠反向电压使其关断,为了减少门极损耗,门极触发信号选择脉冲信号,8XC196KB单片机与PSD配合不仅使其在接口资源与存储空间相关方面的性能有明显的提高同时减小了系统的体积与功耗。

如图2 所示8XC196KB单片机产生7 个脉冲。其中六个脉冲其相位依次相差60°,CLK为调制脉冲。单片机产生的脉冲经过PSD内部的逻辑电路处理变成成对的脉冲信号,经过ULN2003A构成的驱动电路作用,脉冲导通双向可控硅上构成回路,实现调压来控制交流电机。其中K0G0、K1G1、K2G2、K3G3、K4G4、K5G5 为作用在可控硅上的信号。

1. 1 PSD的逻辑结构与功能

PSD是WSI推出的带有逻辑功能的低功耗可编程的一款芯片。它一般由MCU数据、地址、控制总线接口、译码及PLD、EPROM、SRAM、可编程I/O接口与一些相关的寄存器组成,如图3 所示。MCU与PSD可以直接相连无需相关外接芯片[3]。

功能:

( 1) PSD内部集成了PLD逻辑结构,PLD器件由输入缓冲电路、与阵列、或阵列、输出缓冲电路组成,依据不同需求,芯片内元件的种类、数量可以有不同的设置,电路的功能要通过程序来实现[4]。

( 2) PSD能提供256k B到4MB不等的大容量的存储空间,可由内置的可编程PLD译码实现灵活的存储。

( 3) PSD提供了大量的I/O口,便于扩张[7]。

原理: 可编程芯片PSD接受单片机发出的脉冲信号,在其内部PLD逻辑门的作用下即单片机产生脉冲信号HSO0 跟调制信号CLK、使能信号EN的反相与,脉冲信号HSO1、调制信号CLK、使能信号EN的反相与把这两组脉冲经逻辑门或在和三态门oe作用,就得到所需要的双脉冲,同样的道理可以得到其余的5 组双脉冲。用产生的相应的6 组双脉冲信号来控制晶闸管可控硅,其PSD内部的逻辑关系表达式如下所示:

其中,EN为使能信号,它能够防止单片机在上电或复位的时候失控而胡乱发脉冲,CLK为调制信号,HSO0 ~ HSO5 为单片机发出的脉冲信号。图4 所示就是作用在双向可控硅上的脉冲信号。

触发电流、电压必须大于门极触发电流、电压。即脉冲信号应该有一定的功率与宽度晶闸管才能够导通,触发脉冲的宽度应保证晶闸管阳极电流在触发脉冲消失前达到擎住电流。一般晶闸管的导通时间为6ps,故触发脉冲的宽度至少应有6ps以上,最好应有20ps ~ 50ps。如果负载功率较大或功率因数较低,还需相应增大脉冲输出幅度、脉冲宽度。晶闸管的触发功率( 电流、电压) 有规定值,由于晶闸管元件门极参数分散性大,且温度会影响触发电压、电流值。当触发信号为脉冲形式时,只要触发功率不超过规定值,触发电压、电流的幅值在短时间内可超过额定值。驱动电路中的ULN2003A是高压大电流达林顿晶体管阵列系列产品,它由7 组达林顿晶体管阵列与相应的电阻、二极管网络构成具有强驱动能力的双极型大功率高速集成电路。

1. 2 可控硅晶闸管导通次序

双向晶闸管可控硅必须按照一定的次序成对导通才能够实现调压的功能。根据三相交流电的对称原则确定其导通的次序。在任意时刻电路中的晶闸管两相中都会各有一个导通,另一相不导通,这时导通相的负载相电压是电源线电压的一半。把相电压过零点定为触发延迟角 α 的起点。图5 所示为α = 120°晶闸管导通区间示意图。

其中上面表示主动触发下面为被动触发[5]。

1. 3 调制电路

由于脉冲变压器漏电感的存在产生的脉冲会失真,如图6 所示,增加脉冲变压器线圈绕组匝数可以有效的消除干扰但是这样会使电路的体积增大成本增加,调制电路提高脉冲的抗干扰能力,避免使用大的脉冲变压器,降低了成本,缩小了设备的体积。本着经济的原则增加了一个调制电路。图7 所示为调制电路,其中M表示接地。

555 定时器与外部器件R3、R4、C5 构成了多谐振荡器。VCC通过R3 经过D1 向C5 充电,C5 的放电过程则通过R4 与内部的三极管T、C6 到接地来实现的,放电速度快,电路产生振荡。可通过改变电阻R3、R4 的阻值改变矩形脉冲的周期。

555 定时器与外部器件R3、C5 构成的单稳态触发器,稳态时555 电路内部放电开关管T导通,输出端输出为低电平,当有一个外部负脉冲触发信号输入,并使TRIG脚点位瞬时低于1 /3VCC时,低电平比较器动作,单稳态电路开始一个暂缓过程,电容C5 开始充电,C5 两端电压按指数规律增长。当C5两端电压为2 /3VCC时,高电平比较器动作,输出电压从高电平返回低电平,这时T重新导通,电容很快经放电开关管放电,暂态结束,恢复稳态。通过调节外部器件R3、C5 可调节输出信号的暂态持续时间,从而达到调节输出信号占空比的目的。

电路由多谐振荡器和单稳态触发器两部分构成,分别完成对矩形脉冲信号频率、占空比的调节。

555 定时器成本低廉性能可靠,在构成单稳态触发器和多谐振荡器时电路结构简单。由于它使用灵活、方便,其在测量与控制、家用电器等许多领域得到广泛应用,属于常用芯片,方便获得。

2 调试

在对该方案设计脉冲发生器组成的系统进行测试,测试电路如图8 所示。MUC选择8XC196KB单片机、PSD系列选择PSD4235 输入电压U、V、W的相位依次相差120 度三相电压,双向并联可控硅控制端按照图5 所示依次导通[6]。系统用电机进行实验,在对实验数据、波形详细分析后得出结论,该控制系统工作性能稳定可靠,能够较好地满足工业现场的各项技术要求。

3 结束语

本设计的创新点在于通过单片机与PSD的结合使用,充分利用了可编程逻辑器件PSD内部PLD逻辑门实现脉冲的补给,大大减化了程序的复杂度。同时增加了调制电路,简单、方便,降低了成本,系统运行安全可靠已广泛应用于工业生产各个领域。

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触发控制电路 篇7

用于晶闸管三相全控桥整流装置的触发电路,若仅从触发信号的相位控制方式来看,只有多通道相位控制和单通道相位控制两种。前者的典型电路为锯齿波移相触发电路,它用于三相全控桥式主电路时,移相通道多达6个,由于各个通道中同步电路本身特性的差异,发出的触发脉冲相位对称度很差[1]。另外,传统的晶闸管整流或逆变系统需要3个同步变压器来得到触发脉冲的同步信号[2],不仅增加了系统的成本,同时给安装调试带来不便。随着新型器件的发展,数字移相技术逐渐开始取代传统的模拟移相技术[3]。AVR单片机具有强大的逻辑分析和计算能力,而且可以在系统编程,可靠性很高。

本文详细介绍了一种以AVR单片机为核心,并且不需同步变压器、具有相序自适应功能的双脉冲序列数字移相触发器设计。现场应用证明,该相控数字触发电路简单可靠,产生的脉冲对称性好,抗干扰能力强。

1 三相半控桥的触发原理

在三相桥式半控整流电路中,每个导电回路中有2个晶闸管,见图1。

该电路由一个三相半波不控整流电路与一个三相半波可控整流串联而成,因此兼有可控与不可控两者的特点。共阳极组的整流二极管总是在自然换相点换流,使电流换到阴极电位低的一相上去;而共阴极组的3个晶闸管则要触发后才能换到阳极电位更高的一相中去。输出整流电压Ud的波形是两组整流电压波形之和,改变可控组的控制角α可得到0~2.34U2的可调输出平均电压Ud。

2 装置的工作原理

2.1 系统总体结构

系统总体框图见图2。

2.2 同步信号的获取

在三相半控整流电路中,选择触发电路的同步电源非常重要,只有正确地选择了同步电源,才能使各晶闸管在指定的时刻及时依次顺序触发导通。同步电源的选择与3个因素有关:整流电路形式及整流变压器绕组的接法;同步变压器绕组的接法;触发电路中同步电源电压的相位与触发脉冲的相位之间的关系[4]。

为了得到触发脉冲的移相角,即确定触发脉冲相

对于输入电压的位置,必须从三相交流电源引入同步信号。传统的做法是从电源侧通过3个变压器得到各相的同步信号[3,5,6],这样就增加了系统的成本,并且安装也不方便。采用如图3所示的方法,将三相线电压信号,经过限流电阻,使用光耦进行电压隔离[7],这样就不需要同步变压器,线路简单,同时节省了成本。

同步信号获取电路如图3所示。

在正弦交流电压信号的正半周,发光二极管导通,光耦输出低电平,在负半周输出高电平。光耦输出信号的下降沿就是同步信号的正过零时刻。但是,这一时刻会有一点延时,这个问题将在3.2节中讨论。波形图见图4。

2.3 同步工作原理

在工频为50 Hz时,电源1个周期理论上应为:T=1/50=0.02 s=20 ms。因此,系统初始化时T=20 ms。实际应用中,由于电网负荷的变化,经常出现周期不严格等于20 ms的情况。如果不相应调整T值的话,就会产生触发误差。定义16位的定时器T1工作在系统时钟频率的1/8(即1μs,最大计时为65.5 ms),用计数器1计时两个下降沿之间的时间就是周期T。这样就消除了电网频率不稳造成的触发误差。

2.4 可控硅触发脉冲的形成

Atmega16有3个外部中断,不需要扩展中断就可以做到3个同步信号的获取。定义单片机的中断为下降沿有效,中断一来,延时指定的时间t后就在指定的I/O口输出一个高电平,经过1 ms输出低电平。流程见图5。各相中断信号互为独立。

图6所示为同步信号与触发信号波形。

3 触发延时时间与电压的关系

3.1 触发角与输出电压的关系α

三相半控整流负载R上得的是脉动频率为3倍电源频率的脉动直流电压,在一个脉动周期中,它由一个缺角波形和一个完整波形组成。当α=π/3时,Ud波形只剩下3个波头,波形刚好与α<π/3时的波形维持连续。于是可得当整流输出电压连续时(即带电阻负载0≤α≤π/3时)的平均值为:

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当π/3≤α≤π时有:

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3.2 触发角α与延时时间的关系

设工频电源1个周期T,理论上应为20 ms,但是,由于电网负荷的变化,经常出现周期不严格等于20 ms的情况。延时时间t与触发角的关系为:

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可见,电网的频率变化时,要输出α的触发角,延时时间也要相应调整。本装置充分考虑了因周期变化引起的触发角的误差,单片机测量上一个周波的周期,作为这个周波的周期。从式(3)也可以看出当电网电压周期稳定时,延时的时间与触发角成正比关系。

3.3 延时时间数据的来源

可以根据需要获取模拟数据或者数字数据,本装置提供3种类型的数据接口。

1) 模拟电压输入

Atmega16单片机性价比高,有8路10位A/D转换器,从通道0输入0~5 V电压,对应180°~0°的相位角,也可以接个可调电阻调节0~5 V的电压来改变相位角。在有些场合,需要三相触发相位不相同,也可以通过改变跳线选择3组模拟量输入,通道0到通道2分别对应A、B、C三相的移相的相位角。

2)脉冲信号输入

在需要现场隔离的场合,脉冲信号只需要一路数字量隔离就可以将模拟信号传输出去。单片机通过检测输入信号的占空比来确定移相的相位角。100%对应0°,0%对应180°。同上,也可以分别输入3个脉冲信号来分别控制三相的触发角。

3)异步串行数据输入

在工业控制场合,大量使用RS-485总线,本装置可以通过异步串行口将移相的相位角的数据送入单片机。

3.4 线性化输出电压

从式(1)和式(2)可以看出,三相半控桥式整流的输入电压与输出电压不是线性关系。单片机有强大的计算能力,通过将输入的模拟数据经过计算,转换到另外一个角度值,可以做到输出电压与输入电压成线性关系。输入信号与输出电压的数学模型如图7所示。

如果将输出的直流电压引入单片机的A/D转换器,将大大增加装置的成本,将高压信号引到主电路中也比较危险,器件容易损坏,调试也不方便。所以,这个系统为一个开环系统,控制的输出不一定与输入电压成比例关系,有一点静态误差。但是可以加入一个非线性变换,通过调整,做到输出电压与输入电压成线性关系。

3.5 误差分析

前面提到过,在获取正向过零时会有误差,即得到的不是正向过零时刻。如图8所示。

发光二极管导通需要一定的电流,在刚正向过零的一小段时间内,发光二极管还没能够导通,当电压达到一定电压值时才导通,在接近负过零的一小段时间内,电流过小,也不导通了,在负半周,由于二极管向,也不导通。用示波器测得,同步信号的占空比为54%,可见,下降沿不是过零点。

同步信号有误差并不是一点意义也没有,通过分析有误差的同步信号,同样也可以找到过零点。从测量到的数据分析,高电平比低电平多8%,说明二极管有28.8°的时间是因为电流过小而不能够导通。那么,正向过零点应该在下降沿超前14.4°。

在计算触发时间时必须考虑这个下降沿的滞后角。

由于这个滞后角的存在,不能够移相0°~180°,对于单相触发会有误区,对于三相桥式整流来说就没有。因为,线电压过零点滞后相电压过零点30°,而下降沿的滞后角一般小于30°。

4 装置的测试

接好三相电源,负载为2只耐压220 V的白炽灯串联。通过调节A/D输入口的精密可调电阻来改变输入电压,可以做到0~5 V的模拟量的输入。调节电阻,灯泡的亮度改变,可知线路工作正常,用AVR单片机设计的电路可以代替TC787等芯片制作的触发电路[8]。

以下为A/D口的电压与输出的直流电压的关系:

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式中:VADC为A/D转换后的电压;Vin为被选中的A/D引脚的输入电压;Vref为参考电压。

从以上数据可以看出输出电压与输入电压成线性关系。

5 系统的应用

采用单片机来控制可控硅的触发,是可控硅应用的发展趋势。本系统在实际应用中也已显示出触发精度高、可靠性高、易于调试、操作方便等优点。该触发电路在实际应用中已成功触发过100 A~400 A的晶闸管。

摘要：介绍了一种应用于三相晶闸管整流或逆变电路的数字移相触发电路,该电路以AVR(At-mega16)单片机为核心,产生的触发脉冲稳定性好、可靠性高,并且不需同步变压器,具有相序自适应功能的双脉冲序列数字移相触发器电路。阐述了触发器的工作原理,并分析了触发器涉及的关键问题。现场实验证明,该相控数字触发电路简单可靠,产生的脉冲对称性好,抗干扰能力强。本系统在实际应用中也已显示出触发精度高、可靠性高、易于调试、操作方便等优点。

关键词：AVR,单片机,晶闸管触发电路,Atmega16

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