新型矢量控制

关键词： 油田 抽油机 控制

新型矢量控制（精选九篇）

新型矢量控制 篇1

抽油机用永磁同步电机在转矩控制、弱磁控制和无位置传感器技术方面都存在实现上的复杂性,因此需要寻找一种新的基于矢量控制策略来解决所面临的困难。永磁同步电机是一个多变量、非线性、强耦合的系统,其输出转矩与定子电流不成正比,而是复杂的函数关系,因此要得到好的控制性能,必需进行磁场解耦,这种特点恰好适于应用矢量变换控制技术。

结合实际系统,介绍了以TMS320F2812 DSP为控制核心的全数字化永磁同步电机(PMSM)伺服控制系统的硬件和软件设计,对控制系统硬件和软件各部分的结构和功能作了阐述。

一、系统原理分析与总体设计

控制算法是电动机控制实时性的主要因素之一,也是控制精度的决定因素,因此,应用先进合理的算法可以提高系统的控制性能。由德国学者F.Blashke提出的定向矢量控制,是一种影响广泛的交流电动机变频调速控制策略。矢量控制使交流电动机的调速性能可以与直流电动机的调速性能相媲美,实现瞬时值的控制且相应速度快。

1. 矢量控制的原理

电动机的控制系统特性归根到底是转矩特性,而转矩电流和磁通能否独立控制和调节,决定转矩产生是否线性和可控。矢量控制是通过测量和控制电动机定子电流矢量,根据磁场定向原理分别对电动机励磁电流和转矩电流进行控制,从而达到对电动机转矩进行控制的目的。具体是将电动机定子电流矢量,分解为产生磁场的电流分量(励磁电流)和产生转矩的分量(转矩电流)分别加以控制,并同时控制两分量的幅值和相位,即控制定子电流矢量,所以将这种方式称为矢量控制方式。矢量控制方式又分为基于转差频率的控制方式、无速度传感器控制方式和有速度传感器的矢量控制方式等。

2. 永磁同步电机的控制策略

永磁交流伺服系统几十年来的发展表现最突出的是不断进步的控制策略,其中有代表性的是:恒压频比控制、矢量控制、直接转矩控制、非线性控制、自适应控制、滑模变结构控制、智能化控制等。

矢量控制原理是以转子磁场定向,在同步旋转坐标系中,把定子电流矢量分解为两个分量:一个分量与转子磁链矢量重合,产生磁通,称为励磁电流分量MI;另一个分量与转子磁链矢量垂直,产生转矩,称为转矩电流分量TI。通过控制定子电流矢量在旋转坐标系的位置及大小,即可控制励磁电流分量和转矩电流分量的大小,实现交流电动机像直流电动机那样对磁场和转矩控制的完全解耦。因此,矢量控制的关键仍是对电流矢量的幅值和空间位置(频率和相位)的控制。该控制方法首先应用在感应电动机上,很快就被移植到了同步电机上。

二、伺服系统硬件系统设计

我们的主要工作是设计一个适合抽油机的伺服控制系统。为此设计了伺服系统硬件结构框图(如图1所示),根据强弱电的区别,系统由3块电路板组成,分别是功率板、控制板、键盘显示板。功率板集成了系统中所有的强电部分,包括整流逆变主电路,辅助电源,I P M驱动隔离电路,母线电压保护电路,电流采样电路等。控制板用DSP芯片TMS320F2812为控制核心,包括D S P外围电路、位置信号检测电路、位置脉冲输入电路、电流信号调理电路、过压过流保护电路、掉电存储电路、串行通讯电路等。键盘显示板以键盘显示控制专用芯片ZLG7289为核心,由6个数码管和4个按键组成。

1. 主电路设计

本伺服系统的主电路即功率部分(如图2所示)采用典型的电压源型交—直—交变频电路,输入电压为单相220V或者三相线电压220V,注意三相接入时,要用变压器将市电线电压380V变换为220V。输入端线间接入压敏电阻R6~R8,以限制浪涌电压对主电路造成损坏。整流部分采用三相不控整流桥SKBPC3510,其正常工作允许电流可达35A,管子可承受反相峰值电压为1000V,最大浪涌电流400A。

当单相或三相220V输入时,整流滤波后直流侧电压Udmax=2×220V=311V。

2. 驱动及保护电路

I P M模块内部集成了各I G B T的驱动电路,因此只需将DSP输出的PWM波经过缓冲变换之后送IPM模块,由于功率部分为强电信号,需要经过光耦隔离(如图3所示),本系统中采用高CMR的快速光耦HCPL-4504隔离驱动。另外,IPM模块内部带有短路、过流等保护功能。

3. 电流采样电路

本系统中通过在逆变器输出的U,V两相中串接精密电阻进行电流采样(如图2所示),采样电阻R4,R5规格为0.01Ω/2W。采样得到的电压信号经过内含运算放大器的线性光耦HCPL-7840进行隔离放大。

下面以U相为例,其电流采样电路(如图4所示),图中引脚I U+与I U-分别接于图2中主电路的采样电阻R4两端,假设电流瞬时值大小为I U,则经过HCPL-7840隔离放大后引脚IUC+与IUC-间输出电压为UU=0.01IU×8=0.08IU。图中78L05用于提供线性光耦输入侧的供电电源,它与输出侧的供电电源独立。

由于R4采样的电流为交流信号,U U则为双极性电压,而T M S320F2812的A/D引脚上的输入电压必须为0~3V的单极性信号,因此还必须通过一个电压变换电路将图4中输出的采样电压变换到0~3V之间(如图5所示),使用虚短虚断原理可以求出T L E2022A的1号引脚输出电压U1=10/5.6UU,TLE2022B的7号引脚输出电压U7=0.5U1+0.5UREF,基准电压UREF=3V,仍由一片精密可调基准电源T L431提供。电路中的参数设计以可能出现的相电流最大值定标,使此时采样的电压信号最终变换到3V,则可以充分利用A/D转换的精度。由以上分析可知,最终送到DSP的A/D引脚上电压U7=1/14IU+1.5,当校准到0~3V之间时,采样电流范围为:-21A≤I U≤21A,因此本系统中电流峰值可达到21A。

三、系统软件设计

本系统的软件全部采用C语言开发,软件的主要功能有:实现位置环、速度环、电流环的控制计算;实现电机位置检测、转速计算;实现两相电流的A/D采样;实现SVPWM控制信号的产生;实现功率驱动保护。其中,位置环,速度环,电流环的控制计算是核心部分。软件从结构上分为主程序,A D C中断处理程序,CAP3中断处理程序,PDPA中断处理程序4部分。

1. 主程序

主程序首先要完成系统和所需各功能模块的初始化,然后开启中断,进入键显循环子程序,等待中断的发生。一旦中断发生,D S P自动执行中断服务子程序,处理完成后继续循环扫描键盘及显示,等待下一次中断的发生。其流程图如图6所示。

2. ADC中断处理子程序

电流A/D转换完成后产生A D C中断。每次进入A/D中断都将进行一次电流环的控制计算,并产生空间电压矢量(SVPWM)控制信号输出。通过在子程序中设置计数器可以保证每隔固定次数的A/D中断进行一次位置环和速度环的计算,以使得外环的采样频率比内环(电流环)小。

3. CAP3中断处理程序

DSP的CAP3引脚接光电编码器的Z信号输出,因此电机每运行一周(机械角度),将产生一个Z信号,系统将产生一次捕获中断,在其中断处理子程序中对电机零位位置角更新。

4. PDPA中断处理程序

当系统出现过压、过流等故障时,DSP的PDPINTA引脚电压由高电平变为低电平,系统产生PDPA中断,在其中断子程序中将切断DSP的PWM输出,设置输出引脚为高阻状态。

四、结束语

油田抽油机现场不带速度位置传感器;对永磁同步电机实现速度闭环矢量控制;能判断当前是否处于正常运行状态,如能够判断当前是否停机,变频器是否报出故障等。如果是意外停机,如雷击或电网大干扰造成的停机要能够自行控制变频器重新启动,可根据实际情况加一些智能型的判断。

分析了数字化电流控制的实现方法,比较了常用的电流控制和P W M技术,详细介绍了空间电压矢量算法的实现,并推导出伺服控制系统位置、速度、电流3个控制环的数学模型。

完成了以TMS320F2812 DSP为控制核心的全数字化PMSM伺服系统的硬件和软件设计,对系统硬软件各部分的结构和功能分别做了阐述。

摘要：本文介绍了以TMS320F2812 DSP为控制核心的全数字化永磁同步电机伺服控制系统的硬件和软件设计,对控制系统硬件和软件各部分的结构和功能作了详细的阐述。

关键词：伺服系统,永磁同步电机,矢量控制,空间电压矢量PWM,DSP

参考文献

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[2]肖英奎,尚涛,陈殿生.伺服系统实用技术[M].北京:化学工业出版社,2004

[3]郭庆鼎,王成元.交流伺服系统[M].北京:机械工业出版社,1994

[4]李志民,张遇杰.同步电机调速系统[M].北京:机械工业出版社,1996

[5]李钟明,刘卫国,刘景林,等.稀土永磁电机[M].北京:国防工业出版社,1999

射流推力矢量控制技术研究 篇2

射流推力矢量控制技术研究

射流推力矢量控制技术是一种全新概念推力矢量技术,其具有机械式推力矢量喷管无法比拟的优点.文中概要介绍了射流推力矢量控制技术喷管的工作原理、基本概念和发展情况.着重介绍了几种典型控制方法和其优缺点,以及国内外试验情况,并提出国内在射流推力矢量控制技术方面应发展的方向.

作 者：连永久 LIAN Yong-jiu 作者单位：沈阳飞机设计研究所,辽宁,沈阳,110035 刊 名：飞机设计 英文刊名：AIRCRAFT DESIGN 年，卷(期)： 28(2) 分类号：V233.7+57 关键词：二次流   射流推力矢量   喷管   激波   反向流

新型矢量控制 篇3

关键词:数控机床 结构

一、数控车床主轴变频的系统结构与运行模式

(一)主轴变频控制的基本原理

由异步电机理论可知,主轴电机的转速公式为:n=(60f/p)×(1-s)

其中p是电动机的极对数,s是转差率,f是供电电源的频率,n是电动机的转速。从上式可看出,电机转速与频率近似成正比,改变频率即可以平滑地调节电机转速。而对于变频器而言,其频率的调节范围是很宽的,可在0～400Hz(甚至更高频率)之间任意调节,因此主轴电机转速即可以在较宽的范围内调节。当然,转速提高后,还应考虑到对其轴承及绕组的影响,防止电机过分磨损及过热,一般可以通过设定最高频率来进行限定。变频器与数控装置的联系通常包括:①数控装置到变频器的正反转信号;②数控装置到变频器的速度或频率信号;③变频器到数控装置的故障等状态信号。

(二)主轴变频控制的系统构成

不使用变频器进行变速传动的数控车床一般用时间控制器确认电机转速到达指令速度开始进刀,而使用变频器后,机床可按指令信号进刀,这样一来就提高了效率。在本系统中,速度信号的传递是通过数控装置到变频器的模拟给定通道(电压或电流),通过变频器内部关于输入信号与设定频率的输入输出特性曲线的设置,数控装置就可以方便而自由地控制主轴的速度。该特性曲线必须涵盖电压/电流信号、正/反作用、单/双极性的不同配置,以满足数控车床快速正反转、自由调速、变速切削的要求。

二、无速度传感器的矢量控制变频器

(一)主轴变频器的基本选型

目前较为简单的一类变频器是V/F控制(简称标量控制)。它就是一种电压发生模式装置,对调频过程中的电压进行给定变化模式调节,常见的有线性V/F控制(用于恒转矩)和平方V/F控制(用于风机水泵变转矩)。标量控制的弱点在于低频转矩不够(需要转矩提升)、速度稳定性不好(调速范围1:10),因此在车床主轴变频使用过程中被逐步淘汰,而矢量控制的变频器正逐步进行推广。所谓矢量控制,通俗地讲是为使鼠笼式异步机像直流电机那样具有优秀的运行性能及很高的控制性能,通过控制变频器输出电流的大小、频率及其相位,用以维持电机内部的磁通为设定值,产生所需转矩。

矢量控制相对于标量控制而言,其优点有:①控制特性非常优良,可以直流电机的电枢电流加励磁电流调节相媲美;②能适应要求高速响应的场合;③调速范围大(1:100);④可进行转矩控制。这里推荐并介绍无速度传感器的矢量变频器。

(二)无速度传感器的矢量变频器

无速度传感器的矢量变频器目前包括西门子、艾默生、东芝、日立、LG、森兰等厂家都有成熟的产品推出。总结各自产品的特点,它们都具有以下特点:①电机参数自动辨识和手动输入相结合;②过载能力强,如50%额定输出电流2min、180%额定输出电流10s;③低频高输出转矩,如150%额定转矩/1HZ;④各种保护齐全(通俗地讲,就是不容易炸模块)。

(三)矢量控制中的电机参数辨识

由于矢量控制是着眼于转子磁通来控制电机的定子电流,因此在其内部的算法中大量涉及到电机参数。从异步电动机的T型等效电路表示中可以看出,电机除了常规的参数如电机极数、额定功率、额定电流外,还有R1(定子电阻)、X11(定子漏感抗)、R2(转子电阻)、X21(转子漏感抗)、Xm(互感抗)和I0(空载电流)。参数辨识中分电机静止辨识和旋转辨识两种。其中在静止辨识中,变频器能自动测量并计算顶子和转子电阻以及相对于基本频率的漏感抗,并同时将测量的参数写入;在旋转辨识中,变频器自动测量电机的互感抗和空载电流。

对于数控车床的主轴电机,使用了无速度传感器的变频调速器的矢量控制后,具有以下显著优点:大幅度降低维护费用,甚至是免维护的;可实现高效率的切割和较高的加工精度;实现低速和高速情况下强劲的力矩输出。

参考文献:

新型矢量控制 篇4

混合励磁同步电机 (Hybrid Excitation Synchronous Motor, HESM) 具有永磁体和电励磁绕组两种励磁源, 继承了永磁同步电机效率和功率密度高的优点, 相比于永磁同步电机具有更强的磁场调节能力, 具有转矩输出能力强和调速范围宽的优点。在电动汽车用轮毂式直驱系统中具有良好的应用前景[1]。

混合励磁电机控制方法的研究难点在于如何优化电流分配方案。现有混合励磁电机控制方法的研究文献尚不多[2,3,4], 其中, 参考文献[2]建立了混合励磁双凸极电机等效模型并进行了弱磁控制策略的分析, 参考文献[3]提出一种并列式混合励磁磁通切换电机功率角线性控制策略。参考文献[4]提出了一种弱磁区保持q轴反电势为恒定值的铜耗最小控制策略, 实现了HESM电机弱磁扩速运行, 但没有计算d轴反电势因而是一种近似算法, 且未考虑负载转矩和励磁电流对弱磁基速的影响。

本文提出了一种基于分区控制的混合励磁电机矢量控制算法, 重点介绍了弱磁基速计算模块和弱磁区电流控制策略, 通过合理分配电枢电流和励磁电流, 实现HESM电机低速大转矩和高速宽调速范围运行, 同时使电机在恒转矩区和恒功率区之间能够更精确地进行状态切换。

1 HESM电机数学模型

混合励磁同步电机, 在abc三相坐标下励磁互感呈三相对称, 励磁电流只提供励磁磁场[5], 在dq O坐标系中, 励磁互感只有d轴分量, 给出HESM电机数学模型如公式 (1) 、 (2) 和 (3) 所示。

磁链方程:

式中:ψd、ψq分别为HESM电机d 、q轴磁链分量;ψpm为永磁体磁链;ψs为定子合成磁链;id、iq分别为d、q轴电枢电流分量;Msf为励磁绕组与电枢绕组互感;if为励磁电流。

电压方程:

转矩方程:

式中:p为电机极对数。

2分区控制

2.1控制策略概述

和PMSM类似, 可以将HESM的运行状态分为区域I (恒转矩区, nr≤nBdec, nr为电机转速, nBdec为弱磁基速) 与区域II (恒功率区, nr>nBdec) [6], 转速-转矩调节特性如图1所示。

1) 区域Ⅰ (nr≤nBdec)

为简化算法, 恒转矩区采用id=0的电枢电流控制策略。励磁电流给定值由负载情况确定:负载转矩小于额定转矩时励磁电流为零;负载转矩大于额定转矩时通入正向励磁电流。

2) 区域Ⅱ (nr>nBdec)

当转速超过弱磁基速nBdec后, 电机进入高速弱磁区。本文提出一种保持弱磁区合成反电势恒定的弱磁调速方法。将弱磁区分为两个子区域i和ii:

(1) 子区域i保持d轴电流为零采用励磁电流进行弱磁。

(2) 子区域ii保持励磁电流为负的额定值, 利用d轴电流弱磁。

2.2弱磁基速nBdec

电机转速超过额定转速时, 由于端电压的限制, 需要进行弱磁升速, 额定转速的定义为电枢电压为额定值、电枢电流为额定值且励磁电流为零时的转速。实际中, 混合励磁电流的弱磁基速会随负载和励磁电流的变化而升高或降低, 在电动汽车等应用场合, 电池长时间放电出现的欠压状态也会影响弱磁基速。电机弱磁基速随负载转矩和励磁电流变化曲线分别如图2和图3所示。

负载为1 N·m且励磁电流为零时, 弱磁基速随直流母线电压变化曲线如图4所示。

由图2、图3和图4可知, 需要根据电机运行状态实时计算弱磁基速。忽略定子电阻, 电机转速为弱磁基速时, 电机反电势满足:

式中:Umax为电机端电压有效值, 即

将id=0、电流分配器的输出iq和if以及直流母线电压实测值代入上式, 即得实时弱磁基速:

当电机的转速高于实时弱磁基速时, 进入恒功率区。

2.3恒功率区

2.3.1恒功率i区

当电机转速超过弱磁基速nBdec, 采用保持合成反电势恒定的控制策略, 此时电枢电流和励磁电流满足下述方程组:

求解上面方程组, 可得两组解。考虑实际控制中电流的连续性及在相同情况下希望电枢电流尽可能小, 得到恒功率i区的电流给定值为:

2.3.2恒功率ii区

恒功率i区采用反向励磁电流进行弱磁提速, 当励磁电流减小为负的额定值时, 对应转速为nBdec2, 若要继续升速, 就需利用反向d轴电流。

将励磁电流的额定值代入合成反电势表达式即可求得当前负载下的nBdec2表达式:

由于电机凸极率较低, 忽略磁阻转矩, 结合式 (3) 和式 (7) , 可得到恒功率区ii的电流给定值为:

3仿真建模

HESM的仿真驱动系统如图5所示。

主要模块包括HESM电机本体、坐标变换、速度控制器、电流分配器、电流控制器、空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 模块、主逆变器和励磁逆变器等。HESM电机参数如表1所示。

3.1恒转矩区增磁运行

仿真方法为给定转速500 r/min, 起动转矩为1 N·m。在t=0.2 s负载转矩提高到5 N·m, 仿真得到增磁运行时的转速、输出电磁转矩、励磁电流和弱磁基速波形如图6所示。

由图6所示可以得知, 启动的时候由于正向励磁电流的增磁作用, 电机输出电磁转矩显著增加, 缩短了起动时间。当负载转矩突变为5 N·m时, 由于电机的额定转矩只有3.4 N·m, 因而电枢电流无法提供所需电磁转矩, 在电流分配器的调节下, 励磁电流被调制某一数值, 使电磁转矩和负载转矩平衡, 实现了低速增磁运行。增磁运行产生的正向励磁电流使得合成反电势大幅上升, 弱磁基速降低, 以避免继续升速可能出现的反电势越限, 如图6 d) 所示。

3.2恒功率区弱磁运行

给定负载转矩恒定为0.5 N·m, 初始转速为1 500 r/min, 在t =0.2 s时, 给定转速突变为3 500 r/min, 转速高于弱磁基速, 电机进入弱磁区。仿真得到弱磁运行时的转速、输出电磁转矩、励磁电流和弱磁基速波形如图7所示。

由图7可知, 转速为1 500 r/min时, 转速小于弱磁基速, 电机处于恒转矩区, 励磁电流为零。当给定转速变为3 500 r/min, 电机进入恒功率ii区, 励磁电流和d轴电流减小为负值, 削弱了气隙合成磁通, 实现了混合励磁电机高速弱磁运行。

4结语

本文根据HESM电机特点, 提出了一种基于分区控制的矢量控制方法。该方法根据负载和母线电压实时在线计算弱磁基速, 在弱磁区采用保持合成反电势不变的控制策略调节电枢和励磁电流。在理论分析的基础上, 搭建了仿真模型, 仿真结果表明该控制策略实现了HESM电机低速大转矩和高速宽调速范围运行, 同时电机在低速区和弱磁区能够更精确地进行状态切换。

摘要：在速度分区控制的基础上提出一种混合励磁电机矢量控制算法, 该方法综合考虑了负载转矩、励磁电流及母线电压对弱磁基速的影响, 在线动态计算弱磁基速。在弱磁区, 保持气隙合成反电势恒定, 利用励磁电流和d轴电流共同弱磁升速。采用Matlab/Simulink仿真软件建立混合励磁同步电机控制系统, 对所提算法进行验证。仿真结果表明该算法可实现混合励磁电机低速大转矩和高速宽调速范围运行。

关键词：混合励磁同步电机,分区控制,弱磁基速,合成反电势

参考文献

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[5]杨成峰.新型混合励磁同步电机的分析、设计及控制策略研究[D].南京:东南大学, 2007.

一种新型的无传感器矢量控制研究 篇5

关键词：永磁同步发电机,无速度传感器,滑模观测器,反推控制

1 引言

相比于双馈式风能转换系统，直驱式风能转换系统更具吸引力。不仅提高了发电量，而且克服了齿轮箱故障，降低了维修费用，还增强了低压穿越的能力[1]。

在直驱式风能转换系统中，对于高性能发电机矢量控制而言，永磁同步发电机的转子位置和转速的检测是至关重要的。通常的方法是在转轴上安装光电编码器、正弦波编码器或者旋转变压器[2]来获取转子位置和转子速度，但是使用这些设备需要对其进行安装，校正，并且这些设备易受干扰甚至损坏，从而影响控制的稳定性。为了解决这些问题并且提高系统可靠性，对无传感器矢量控制的研究是必要的。

近些年，针对永磁同步发电机风速范围内的位置检测提出了一些无传感器控制的方法。例如：高频信号注入法，锁相环法，扩展卡尔曼滤波法和滑模观测器法。高频信号注入法可以使用在整个速度范围，但是其额外的损耗、转矩波动和噪声等问题都使得注入法基本被用在零速和低速[3]的情况下。在文献[4]中，基于锁相环的无速度传感器控制方法设计过程简单并且易于实现，但是其易受发电机参数变化和各种测量误差的影响。扩展卡尔曼滤波法的应用，提高了位置检测的准确性，有效地抑制了噪声[5]，但是这种方法过于复杂，并且较难设计估计增益。

本文将基于滑模观测器的无传感器矢量控制方法应用在风能转换系统中。对比其他的无传感器方法，滑模观测器对系统不确定参数和外部干扰[4,5,6,7]出众的鲁棒性使其成为一项有效的技术，因此基于滑模观测器的系统可以被应用在风能转换系统所处的恶劣环境中。基于反推控制(Backstepping)设计速度调节器和电流控制器[8]，代替传统的PI控制器，提高了系统的快速响应性能。Backstepping设计是以稳定性为设计原则，可以保证系统的全局稳定。

结合直驱风能转换系统的特性，本文建立了基于滑模观测器的直驱式永磁同步发电机的无传感器矢量控制系统，并且用新型的速度调节器和电流控制器代替传统的PI控制器。提出算法的有效性和可行性将在仿真中得到证明。

2 系统结构

基于直驱式永磁风能转换系统的变流器结构如图1所示。全功率变流器分为机侧变流器和网侧变流器。为了获得最大风能捕捉，机侧变流器以转子磁链定向来控制发电机的转速。网侧PWM变流器以定子电压定向来控制直流电压。

控制系统变流器采用背靠背、双PWM构架，通过控制机侧的变流器可以减少定子电流的谐波分量，电机损耗和转矩脉动。

永磁同步发电机控制在dq旋转坐标轴下，d轴以转子磁链方向定向，其电压方程为

式中：ud,uq,id,iq分别为定子电压、定子电流在dq轴的分量;Ld,Lq,Rs分别为发电机dq轴的电感和电阻;Ψf为磁链;ω为发电机转速。

对于面贴式永磁同步发电机，使用id=0的控制策略对dq轴电流进行解耦控制。

电磁转矩为

式中：p为发电机的极对数;Tem为发电机电磁转矩。式(2)表明发电机转矩能够被q轴电流分量控制。将式(2)带入永磁同步发电机的运动方程可得：

式中：TL为发电机负载转矩;B为黏滞摩擦系数。

图2是永磁同步发电机系统无传感器控制的方框图，转子位置由滑模观测器(SMO)得到。机侧变流器的控制器是双闭环结构，包括速度外环和dq轴电流内环。

3 基于滑模观测器的无传感器控制策略

3.1 滑模观测器的原理

基于滑模电流观测器转子位置估计的模块如图3所示。

滑模观测器方法的实质是状态重构。重构新系统的输入信号是老系统的变量，输出信号等于老系统的状态。如图3所示，αβ轴的电压、电流作为滑模观测器的输入，通过电流观测器计算得到估计电流。通常把估计电流和实际电流的误差当做“Bang-Bang”控制的输入，但是符号函数不连续，所以高频抖动问题总是在状态变量中出现。本文采用饱和函数代替符号函数来解决高频抖动问题。通常将通过饱和函数的信号作为低通滤波器的输入，但是其自身的角频率和低通滤波器的截止频率会产生相位的延迟。为了避免使用低通滤波器和相位补偿模块，本文构建了反电动势观测器并且用来估计转子位置和速度。通常使用估计出的反电动势取反正切来得到转子位置，再对转子位置取导数得到转子速度。但是微分函数可能导致系统不稳定，增加系统的扰动。为增加系统抗扰动性能并保证响应速度，采用锁相环来提取转子位置角和转速信息。

3.2 滑模观测器的设计

根据永磁同步发电机模型，滑模电流观测器可以被表示为

式中：上标“^”为估计量;Kslide为滑动模块系数;sat(x)为饱和函数，用来代替传统“Bang-Bang”控制中的符号函数;A为限幅函数的临界值;Zα，Zβ为包含反电动势信息的信号。

因为符号函数是不连续的，所以在系统进入稳态后，当滑模观测器的状态变量进行高速转换时存在高频抖动问题，应用连续的限幅函数可以解决这个问题。

为了获得连续的反电动势，一般采用低通滤波器来过滤Z信号，但是Z信号自身的角频率和低通滤波器的截止频率会产生相位的延迟。为了补偿相位延迟，需要使用实时的转子速度。由于转子速度是估计出来的，所以会影响补偿效果。因此，为了避免使用低通滤波器和相位补偿模块，本文构建了反电动观测器并且用来估计转子位置和速度。估计的反电动势可以表示为

式中：为经过反电动势观测器得到的正弦信号，用来通过锁相环获得转子位置和转速;为估算的转子速度;l为观测器增益。

得到反电动势的估计值后，即可获得转子位置和转速的信息。例如将反电动势的比值取反正切得到转子位置，然后对转子位置求导数可以得到转速信息。该方法较简单，但抗扰性不强，尤其是微分的引入会放大扰动，造成估计出的转速有较大的波动。为了提高系统的抗扰动性能，采用锁相环来提取转子速度和位置的信息，如图4所示。

图4中，LPF为一阶低通滤波器，用来滤掉波动，角度误差由下式得：

4 反推控制设计

反推控制的核心思想是以Lyapunov定律为原则，在设计过程中，选择适当的Lyapunov函数和虚拟控制函数，直到获得最后的控制量。反推控制的最大优点是所设计的控制系统可以保证其稳定性。

在永磁同步发电系统中，设定其控制目标为速度跟踪，跟踪的误差为

设定e为状态变量，构造子系统，其系统方程为

为了使e趋于零，设定iq为虚拟控制函数，对于式(10)构造以下Lyapunov函数：

对上式求导可得：

为了满足d V1/dt<0，选择以下虚拟控制函数：

令k>0，使得式(13)为

因此只要满足式(13)，就可以使速度全局渐近跟踪。

为了满足发电机的速度跟踪和完全解耦，选择以下参考电流：

为了满足定子电流的跟踪，设定电流跟踪误差为虚拟误差变量：

通过e,ed,eq组成新系统。对式(16)求导可得：

构造新的Lyapunov函数为

对式(19)求导可得：

上式包含实际控制变量ud,uq。为了满足d V2/dt<0，使ud,uq为

其中k1>0 k2>0

将式(21)、式(22)代入式(20)，可得

满足式(21)、式(22)不但可以使永磁同步发电系统达到速度的渐近跟踪，并达到电流跟踪，使系统具有快速的响应速度。

5 仿真结果分析

为了验证提出算法的有效性，本文通过Matlab/Simulink建立了仿真模型。永磁同步发电机的参数为：极对数4，定子电阻2.875Ω，定子电感0.008 5 H，转子磁链0.175 Wb，电网电压300 V，摩擦系数0.001，电机惯量0.000 8 kg·m2。

给定转速为100 rad/min，图5a、图5b分别为基于传统SMO估计出转子位置和转速及实际转子位置和转速的对比图。图6a、图6b分别为基于改进SMO估计出转子位置和转速及实际转子位置和转速的对比图。从图5、图6中可以看出，传统SMO估计出的转子位置在没有补偿时明显滞后于实际位置，而补偿需要用到估计转速，而估计转速和实际转速有一定误差，这会影响系统的动态性能。其估计出的转速虽然能跟踪给定转速，但由于微分模块和符号函数对其的影响，使得估计出的速度在波动。而使用改进SMO估计出的转子位置跟踪很好，其补偿是一个常数，解决了估计转速补偿的缺点。其估计出的转速稳定在没有波动的给定转速，验证了改进的正确性与可行性。给定转速为700 rad/min，在0.5 s时变为500 rad/min。图7a、图7b分别为速度传感器为PI控制器和基于反推控制的速度控制器所估计出来的转速和实际转速的对比。从图7中可以看出，基于反推控制的速度控制器所估计出来的转速可以跟踪给定转速，并且其响应速度比PI控制器所估计出的转速快3倍。这样就验证了提出算法的有效性与可行性。图8为dq轴电流。可以看出d轴电流可以被控制在0,q轴电流可以稳定在一个常数。图9为发电机的机侧电流波形。由此说明提出的算法对发电机有良好的控制效果。

6 结论

本文提出基于滑模观测器的无传感器矢量控制策略来估计永磁同步发电机的转子速度和转子位置。无传感器控制可以大大提高风能转换系统的可靠性。基于滑模观测器的无传感器控制策略具有结构简单，易于设计和实现的优点。滑模观测器有较强的鲁棒性，能够维持系统稳定，满足性能要求，适用于参数不确定以及外部有干扰的系统，其在动太和稳态过程中都能准确地估算出转子位置，所以它非常适合风能转换系统。并且用基于反推控制的速度调节器和电流控制器代替PI控制器，该方法把调节参数从6个减少为3个，简化了系统的设计，同时该方法在保证系统准确性和稳定性的同时提高了系统的响应速度。该算法的有效性和可行性已经通过仿真结果说明。

参考文献

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新型矢量控制 篇6

在分析交流异步电机数学模型的基础上, 借助于Matlab强大的仿真建模能力, 利用Simulink中内含的功能元件, 提出了一种基于Matlab/Simulink建立交流异步电机控制系统仿真模型的新方法。其基本思想是:将交流感应电机控制系统的参数计算程序化, 即M文件的应用。它是根据给定基本参数通过程序的运算, 直接将结果输送到搭建的仿真模型变量当中, 其优势在于能够根据不同的电机随时更改变量的信息、简化了烦琐的计算从而大大减少了人为的计算时间。

2 矢量控制的基本原理

感应电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统, 通过矢量控制可以将一台感应电机等效为直流电机来控制, 因而获得与直流调速系统同样的静、动态性能, 矢量控制技术通过控制感应电机定子电流矢量, 根据磁场定向原理分别对感应电机的励磁电流和转矩电流两分量的幅值和之间的相位进行控制, 并达到控制感应电机转矩的目的, 矢量控制技术实现了感应电机转子磁链和转矩的解耦控制, 从而可以按照直流电动机的控制规律来控制感应电机, 克服了经典交流调速变极、变压、转子回路串电阻等有级调速的缺点, 弥补了恒压频控制的不足。

本文采用的是转子磁场间接定向电流控制型交流异步电机矢量控制系统, 原理如图1所示。

如果把转子磁链方向按空间旋转坐标系的M轴方向定向, 则可得到安转子磁场方式定向下的三相鼠笼式异步电机的矢量控制方程。

上列各式中, 是转子励磁电流参考值; 是转差角频率给定值; 是定子电流的励磁分量; 是定子电流的转矩分量; 是定子输入角频率; 是转子速度; 是转子磁场定向角度; 是转子时间常数; 分别是电机互感和转子自感。

控制结构的特点是:外环—转速闭环控制是建立在定向与转子磁链轴的同步旋转坐标系上, 通过矢量旋转变换, 将直流控制量变换到定子静止坐标系 (a-ß) 上, 得到定子 两相交流控制量再经2/3变换获得定 子三相交流控制量、、。

闭环电流控制器的作用是控制和调节定子电流的瞬态变化, 为瞬时值控制。

3 交流异步电机转差频率控制参数设计

3.1 定子电流控制器参数设计

图2所示的为转差频率控制框图。

转子磁场定向后的感应电机在M、T坐标系下的转矩方程和直流电机的转矩方程非常相似, YÁ和iÁÂ为相互独立的变量, 可以分别进行单独控制.这样矢量控制解决了感应电机转矩不能动态控制的问题, 由矢量控制的交流变频调速系统的静、动态性能应该完全能够与直流调速系统相媲美。

三个电流调节器成为三个独立的线性系统, 调节对象由一个积分环节和一个小惯性环节组成。

交流电流环中的交流调节器可用工程设计方法设计成比例调节器, 其比例系数为:

3.2 转速调节器参数设计

转速环通常按照典型II系统设计, ASR选PI调节器, 其参数为

根据以上控制器参数设计方法, 编写M文件, 调用M文件来设定各控制器参数。

4 交流异步电机转差频率仿真

利用MATLAB/SIMULINK仿真软件, 用电气系统模块库中的元件搭建交流异步电机转差频率控制系统。控制系统是模型中最重要的部分。控制系统采用的是转速电流双闭环控制, 其中的磁场定向模块提供矢量控制坐标变换需要的磁链位置角。

交流异步电机参数:电机功率1.2k W, 相电压220V, 定子相绕组电阻9.34Ω, 转子相绕组电阻5.51Ω, 定子绕组自感0.521H, 转子绕组自感0.495H, 定、转子之间的互感0.438H, 转动惯量0.0024kg·m2, 额定转速1450r/min, 极对数为2。

为了验证所设计的交流异步电机控制系统仿真模型的静、动态性能, 系统空载起动, 待进入稳态后, 在t=3s突加负载TL=200Nm, 可得系统转速、转矩、a相电流和定子磁通波形如图3、4所示。

由仿真波形可以看出, 在1450r/min的参考转速下, 系统响应快速且平稳, 转速波形在2.5s达到稳态值。在t=3s时突加负载, 转速发生突降, 但又能迅速恢复到平衡状态, 在4.6s进入稳态运行时无静差。仿真波形图中, 突加负载后, 电磁转矩脉动稍有增大, 这主要是由电流换向造成的。仿真结果证明了本文所提出的这种新型交流异步电机仿真建模控制器参数计算方法的合理性和有效性。

5 结论

本文在分析交流异步电机转差频率矢量控制的基础上, 提出了一种新型的基于Matlab的交流异步电机矢量控制系统仿真建模的方法, 将该方法应用于Simulink环境下, 采用经典的速度、电流双闭环控制方法对该建模方法进行了测试, 仿真结果表明:波形符合理论分析, 系统能平稳运行, 具有较好的静、动态特性。此模型与以往的模型不同, 差别在于以往模型中的参数都是给定数值, 而此模型则是把所有的固定参数都转换成变量的形式, 以适用在不同的工程需要当中。在应用时只需根据不同的工程需要, 在M程序文件中更改所需要的电机类型来解决不同的工程难题。不仅可以节省控制方案的设计周期, 快速验证所设计的控制算法, 更可以充分利用计算机仿真的优越性, 通过修改系统参变量或人为加入不同扰动因素来考察不同实验条件下电机系统的动、静态性能, 或者模拟相同的实验条件, 比较不同控制策略的优劣, 为分析和设计交流异步电机控制系统提供了有效的手段和工具, 也为实际电机控制系统的设计和调试提供了新的思路。

参考文献

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新型矢量控制 篇7

多电平逆变器近年已经成为研究的热点, 根据主电路的拓扑结构, 目前可将多电平逆变器分为二极管钳位, 电容钳位与单元级联3类[1]。与采用其它的两种结构的变频器相比, 单元级联型逆变器可以通过采用较低电压等级的功率开关器件串联的方法实现中高压的输出;每个功率单元采用比较低的开关频率, 而串联后的等效开关频率可以得到成倍数的提高, 大大减少开关损耗、降低dv/dt 和输出谐波含量[2]。除此之外, 级联型逆变器还具有自己独特的优点, 如无需均衡电容电压、结构上易于模块化和扩展、便于实现软开关技术等。基于以上的特点, 级联型逆变器具有良好的应用与发展前景。

目前, 多电平PWM技术可以分为3大类, 移相式SPWM法、谐波消除法 (SHEPWM) 和空间矢量PWM (SVPWM) 法。SVPWM技术将逆变器和交流电机视为一个整体, 它的数学模型是建立在电机统一理论和电机坐标系变换理论基础上, 物理意义直观, 数学模型简单, 便于微机实现控制, 并具有控制效果好, 直流电压利用率高的优点, 目前在电机调速系统中得到广泛的应用[3]。SVPWM技术在两电平系统中应用普遍, 但是随着电平数目的增加, 当超过3电平以后, 开关状态数和电压矢量数成倍的增加, 造成算法过于复杂, 虽然有人不断提出新的SVPWM简化算法, 但是难以在实际系统中得到应用[4,5]。

本文借鉴载波移相SPWM调制方法和三电平空间矢量SVPWM调制方法, 提出了一种新型的基于三电平的移相式空间矢量调制方法。这种方法可以大大简化计算量并与矢量控制及直接转矩控制相结合应用于交流电机调速领域。并通过仿真和实验对其进行了验证。

2 级联型逆变器及移相式SPWM方法

单元级联型多电平逆变器由多个功率单元级联组成 (见图1) 。输出的相电压电平数N与该相级联的功率单元数M的关系如下:

N=2M+1 (1)

对于3单元级联型逆变器, 传统的移相式SPWM方法每相采用3组相位互差60°的三角波作为载波, 将它们分别与参考正弦波进行比较。每组三角载波的两路三角波相位相反, 三相正弦调制波在相位上互差120°, 共用一组三角载波。同相各功率单元输出的准SPWM波形彼此交错, 叠加出多电平的准SPWM电压波。图2为级联型3单元逆变器的PWM调制原理图。

采用这种调制方法得到的逆变器输出电压谐波很低, 输出不需要采用滤波器, 被称为完美无谐波逆变器。但是这种调制方法与矢量控制及直接转矩控制等高性能的控制策略结合时, 就会存在瞬时响应慢, 不利于各开关器件功率平衡等困难。如何找到一种有效的、瞬时的而且可以与移相载波SPWM相媲美的调制方法是急需解决的问题。

3 级联型逆变器的矢量移相式SVPWM方法

3.1 一单元逆变器的SVPWM方法

级联型逆变器一个单元的电路图如图3所示。图3中共有3个2相桥, 分别构成A, B, C三相, 每个2相桥有3种状态:-1, 0, 1, 因此可以把1单元看成为三电平逆变器。表1为一单元三电平逆变器的开关状态表。其中, X为1或2;0状态有2种开关组合。

零开关状态因为具有2种开关组合, 因此实际上输出的状态组合将大大增加。为了便于分析, 将零状态仍然认为只有一种开关组合。

三相共有27种输出状态, 其中包括6个长矢量, 6个中矢量, 12个短矢量和3个零矢量。6个长矢量将空间矢量图分为6个正三角形扇区, 每个扇区又被中矢量和短矢量分为4个小三角形。图4为三电平逆变器的空间矢量图。

实现空间矢量控制, 首先要判断参考电压矢量位于哪个扇区, 然后再判断出位于哪个小三角形中, 以此决定需要输出的电压矢量和计算其作用时间。如图5所示, 以第I扇区为例进行分析。根据参考电压矢量的幅角, 判断参考电压矢量位于第I扇区, 具体位于A, B, C, D 4个小三角形的哪个区域, 根据以下规则可以判断出。

规则1: Vref-β≥Vβ (2)

规则2:$V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}-\alpha }-V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}-\beta }/\sqrt{3}\ge V{}_{\alpha }(3)$

规则3:$V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}-\alpha }+V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}-\beta }/\sqrt{3}\le V{}_{\alpha }(4)$

确定好位置后, 根据参考矢量位于不同的三角形区域, 确定输出矢量及开关次序。为了保证输出电压波形光滑, 输出电压矢量产生遵循以下两个原则:1) 不允许在两电平变化的1, -1之间直接移动;2) 原则上不允许两相同时进行开关动作。权衡降低开关损耗和降低谐波两者的关系, 采用单极性调制, 相对于双极性虽然谐波性要略差一些, 但是开关损耗要低得多。具体输出参考电压矢量的合成见表2。

本文提出的这种空间矢量调制方法, 采用同一个三角形上的小矢量, 可以有效避免扇区切换时发生矢量突变。在每个开关周期中, 每相的4个开关器件只有成对的一组开关导通关断一次, 另外一组保持长关或者长断。同时O状态有两种开关组合, 每个开关周期只选择固定的一种O状态开关组合, 在下个开关周期选择另外一种。经过这样调制后, 每相2组成对的开关器件可以轮流交替开通关断或者保持常开、常断, 这样不仅降低了开关损耗还均衡了开关器件的利用率。

各个矢量作用时间的确定, 依据临近3矢量合成原则及伏秒平衡原则来计算, 假设期望的电压矢量落在C三角形中, 根据伏秒平衡原则有:

V1·Ta+V2·Tb+V8·Tc=Vref·Ts (5)

Ta+Tb+Tc=Ts (6)

式中:Ta, Tb, Tc分别为矢量V1, V2, V8的作用时间;Ts为空间矢量控制周期。

又$\mathit{V}{}_1=E\text{e}{}^{\text{j}0}‚\mathit{V}{}_2=E\text{e}{}^{\text{j}\frac{\text{π}}{3}}‚\mathit{V}{}_8=\sqrt{3}E\text{e}{}^{\text{j}\frac{\text{π}}{6}}‚V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}=U(\cos \theta +$jsin θ) , E为一单元的直流母线电压, 代入上式可得

Ta=Ts (1-ksin θ) (7)

Tb=Ts[1-ksin (π/3-θ) ] (8)

Tc=Ts[ksin (π/3+θ) -1] (9)

式中:k为调制深度, $k=2U/\sqrt{3}E$。

三相输出的电压脉冲时序图如图6所示。同理, 可以求出A, B, D 3个三角形相应的矢量作用时间。然后根据对称性就可以得到其它5个扇区的矢量输出情况。其它5个大扇区可采用归一化算法计算, 将上述时间计算公式中的θ值分别用θ+60°, θ+120°, θ+180°, θ+240°, θ+300°来代替, 即可在整个矢量空间计算矢量合成的时间。

3.2 多单元逆变器的新型SVPWM方法

对于图1所示的3单元级联电路, 每个单元仍然可以看成一个三电平逆变器, 可以采用同样的空间矢量调制方法。如果3个单元的输出电压矢量相位相同, 则逆变器输出电压只是在幅值上增加, 波形上仍然为三电平。借鉴移相三角载波SPWM调制的思路, 每相3个单元的各矢量作用次序一致, 但是在作用时间上有一定的差值, 相当于各个单元相应的矢量之间一个相移角β。设空间矢量的采样时间为Ts, 采用上述的空间矢量调制方法, 各单元矢量作用时间的差值则为Ts/6。对于N单元级联, 各单元矢量作用时间为Ts/2N。

假设在A-B-C三相系统中, A, B, C三相电压分别为

$\begin{array}{l}U{}_A=U\text{s}\text{i}\text{n}\beta \\ U{}_B=U\text{s}\text{i}\text{n}(\beta +120°)\\ U{}_C=U\text{s}\text{i}\text{n}(\beta +240°)\end{array}(10)$

根据功率不变原理, 从A-B-C坐标系转换到α-β坐标系的转换矩阵为

${\rm T}{}_{ABC-\alpha \beta }=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right](11)$

则有

$\begin{array}{l}U{}_{\alpha }=\sqrt{\frac{2}{3}}[U\sin \beta -\frac{1}{2}U\sin (\beta +120°)-\\ (1/2)U\sin (\beta +240°)](12)\end{array}$

$U{}_{\beta }=\frac{\sqrt{2}}{2}U\sin (\beta +120°)-\frac{1}{\sqrt{2}}U\sin (\beta +240°)(13)$

简化后得到合成电压矢量为

U*= (3/2) U∠ (β+45°) (14)

因此从上式可以看出, A-B-C三相系统中三相电压间如果存在一定的相移角β, 则转换到α-β坐标系后的相移角不变。依据SVPWM中通过PARK变换后, α-β坐标系下的参考电压矢量与A-B-C坐标系下的电压成线性关系的原则, 文献[6]的相移合成原理同样适用SVPWM。

在实际实现时, 主DSP只负责一个单元的矢量计算, 其它2个单元的驱动信号采用FPGA来进行移相及死区控制计算来形成。需要注意的是DSP和FPGA因为晶振周期不同, 会造成输入和输出不同步的现象, 特别是在开关状态作用时间的传递上。采用相对作用时间的办法, 把作用时间转换成比例方式由DSP传递给FPGA, 可以避免出现时间不同步的问题。

4 仿真实验结果及结论

仿真结果如图7所示。仿真条件如下:3单元级联逆变器, 直流母线电压100 V, 输出频率50 Hz, 采样时间125 μs, 调制系数0.9。

控制系统采用TI公司的TMS320C2407 DSP和ALTERA公司的CYCLONE EP1C6Q240C8 FPGA为核心, 主电路采用IR公司的型号为IRAMX16UP60A的IPM, 负载为阻感负载。实验波形如图8所示。

本文提出了基于三电平空间矢量和移相式SPWM的新型多电平SVPWM调制方法, 并通过仿真和实验对其进行了验证。这种方法可以将多电平SVPWM技术应用与H桥级联型拓扑结构, 在实现上采用DSP与FPGA相结合的方法, 具有计算量小, 实现容易、可靠的优点。

摘要：将三电平空间矢量调制方法与传统的移相式SPWM方法相结合并应用于级联型结构, 提出了一种新型的多电平移相型空间矢量控制方法。提出的空间矢量控制方法在软件和硬件实现上大大简化, 很容易扩展到任意电平数, 可以与矢量控制、直接转矩控制等相结合应用于电机调速系统。并在3单元级联型逆变器实验装置上进行了验证。仿真和实验都证明了这种方法的正确性与可行性。

关键词：脉宽调制,级联,多电平,电压空间矢量,逆变器

参考文献

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新型矢量控制 篇8

目前,有关5电平NPC变流器的直流电容电压均衡研究已经取得一些成果,现阶段的直流电容电压均衡方案基本上分为3种类型:外加辅助电路平衡法[9]、背靠背拓扑平衡法[10]和软件平衡法[11,12,13,14,15,16,17,18]。其中,外加辅助电路法需要额外的平衡回路,增加系统成本;背靠背拓扑法采用的是双变换器对称控制,不适用于单个变流器;软件平衡算法虽然不需要增加硬件成本,但是它会增加系统的控制复杂性。随着高性能DSP的快速发展,软件平衡法获得越来越多的关注。

5电平变流器直流电容电压均衡策略一般内嵌于5电平SVM策略中,常见的带直流电容电压平衡控制的5电平SVM方案有3种:第1类为目标函数优化方案[12,13]。这类方案的优点在于开关状态的充分利用,但其存在算法复杂、高调制度低功率因数情况下控制策略失效的缺点[14,15];第2类方案是虚拟空间矢量调制策略[16,17],该调制策略复杂且功率器件开关次数较多;第3类方案是舍弃不平衡矢量方案[18],其显著优点是在任意调制度和功率因数的情况下均可实现直流电容电压的平衡控制,但现有方案存在矢量及其对应开关状态确定过程复杂的缺点。

本文提出了一种新型舍弃不平衡矢量的5电平SVM策略。该策略分析了不同功率因数下开关矢量对直流电容电压的影响,提出一种无重合区域的舍弃不平衡矢量5电平SVM策略。针对传统算法冗余矢量对应开关状态选择方法复杂的问题,新策略提出了一种快速冗余矢量开关状态选择方法,简化了SVM策略的实现过程。

1 5电平NPC变流器电容电压不平衡分析

如图1所示为5电平NPC变流器主电路拓扑图,其中Vdc为直流总电压,C1~C4为4个直流电容,vc1~vc4和ic1~ic4分别为4个电容的电压和电流, N,O1,O2,O3和P分别表示4个电容的端点,i0~i4为流过这5个端点的电流,va~vc为变流器输出相电压(以O2为参考点),ia~ic为三相电流,Z为三相对称负载等效阻抗,O为负载侧中心。

1.1负载功率因数对直流电压的影响

在图1的基础上建立5电平NPC变流器开关等效模型,具体如图2所示。

将每相等效为1个单刀5掷开关,i0y-i4y(y=a, b,c)为5个支路的电流,它们与开关状态Sy(y= a,b,c)及相电流iy的关系为

若定义δ(x)为数值函数,x=0时δ(x)为1,否则为0。根据上式可以推导出直流电容端点电流ik(k=0,…,4)的关系如下:

将ik分为有功电流idk和无功电流iqk,三相负载电流也分解为有功部分idy和iqy(y=a,b,c)有:

图3为5电平NPC变流器输出电压电流矢量图。

图3中Vs为输出电压合矢量,可以表示为

式中:m为相电压调制度。

根据开关状态与输出相电压及直流电压的关系有:

负载侧等效阻抗为Z,设功率因数角为φ,图3中的电流合矢量Is可以表示为

根据图3得到有功和无功电流的表达式为

将有功和无功电流变为abc坐标下的形式:

将式(8)、式(9)带入式(3)中有:

图4a是5电平NPC变流器空间矢量图,根据该图中矢量的对称关系,在6个扇区中分别计算有功电流和无功电流的表达式有:

分析式(12)和式(13)有:

1)6个扇区中的有功电流相同且不为零,这会导致直流电容电压偏离稳定工作点,因此,有功电流会引起直流电容电压的偏移。

2)相邻扇区的无功电流相反,因而无功电流不引起直流电容电压平均值变化,而在一个工频周期内,无功电流会引起直流电容电压的波动。

1.2开关状态对直流电容电压的影响

根据图2所示的开关等效模型,可列出直流电容电流和直流中点电流之间的关系:

根据式(12)~式(14)可知5电平NPC变流器所有开关状态对直流电压的影响。考虑到矢量图的对称性,只需分析在第1扇区内的各开关状态,如图4b所示,其中零矢量V0和大矢量V10,V14在任何情况下都不会引起直流电压的不平衡,称其为无关矢量。表1和表2给出了功率因数λ为1和0两种极端情况下第1扇区内所有开关状态产生的直流电流的比值情况,电流方向如图2所示。

由表1、表2可知,若每个矢量对应的开关状态可控制每个电容的充放电,则称其为“平衡矢量”,若仅在理想情况下(电容电压初值相同)可维持直流电容电压平衡,则称其为“准平衡矢量”,否则为“不平衡矢量”,在功率因数λ为1的情况下:V1~V5为平衡矢量;V6~V13为不平衡矢量;V12为准平衡矢量。在功率因数λ为0的情况下:矢量V4,V7,V8,V11~V13为不平衡矢量;矢量V1~V3,V5, V6,V9为准平衡矢量。

2新型5电平SVM策略

本文提出一种新型舍弃不平衡矢量5电平SVM策略来实现直流电容电压的波动控制。该方案将5电平SVM矢量图划分为低调制比区域和高调制比区域,具体如图5所示。图5中msv表示SVM策略的调制比。当参考电压合矢量位于低调制比区域(图5中圆形区域)时,应用离参考电压矢量最近的3个平衡矢量来合成参考电压矢量。当参考电压合矢量位于高调制比区域时(图5中的阴影部分),将其具体划分为6个扇区。在每个扇区中,选择1个平衡矢量VSi(i=1,…,6),1个无关大矢量VLj(j=1,…,6)和1个不平衡矢量VMk(k=1,…,12)来合成参考电压矢量,通过合理选择小矢量VSi的开关状态来抵消不平衡矢量VMk对直流电容电压的影响。如图6所示为系统控制流程图,首先确定参考电压矢量Vref及其所在区域,之后在不同的区域中确定合成Vref的矢量并计算各矢量作用时间,接下来需确定冗余矢量的开关状态,再添加必要的过渡开关状态后,按一定的顺序输出相应的开关序列。

2.1舍弃不平衡矢量法各扇区合成矢量的选择

本文所提出的新型舍弃不平衡矢量法避免了传统方案中存在重合区域的问题,更加简单高效。在低调制比区域,合成矢量选择原则与传统方法相同;在高调制比区域,新型舍弃不平衡矢量法在不同扇区中矢量的选择如表3所示。在每个扇区中,本文又根据Vref与α轴夹角θ 的范围分为两部分,在每部分采用不同的合成矢量合成Vref。

2.2冗余矢量开关状态的选择

表3中各矢量只有VSi(i=1,…,6)含有冗余开关状态,该开关状态的选择需根据各电容电压和三相电流的具体情况确定。传统的开关状态选择方法十分复杂,本文提出的新型开关状态选择方案简便易行,首先根据三相电流及参考电压所在区域确定对直流电容电压有影响的交流电流i (i为三相负载电流之一),之后判断i的符号,若i为正,选择使最大电压电容放电的开关状态作为实际输出的开关状态,否则选择使最小电压电容充电的开关状态为实际输出的开关状态,具体如图7所示。

2.3过渡开关状态及最终开关序列

本文提出的新型舍弃不平衡矢量法舍去了绝大多数的不平衡矢量,这使得通过调制策略输出的各相各开关状态之间存在着多个电平的跳变。为了减小开关器件所受电压应力,需在各开关状态中间添加1~2个过渡开关状态,同时为了改善输出波形的THD等参数,一般要求每个控制周期中各相开关状态中心对称,这就增加了系统的开关频率和损耗。若新策略选择100,400,430 (θ∈[0,π/6],ia>0)为3个合成矢量对应开关状态时加 入2个过渡开 关状态的 情况 :[100]-[200]-[300]-[400]-[410]-[420]-[430]。

3实验验证

为验证本文的分析,搭建了5电平NPC逆变器实验平台对其进行实验验证,其主电路如图1所示,采用DSP+FPGA控制整个系统,实验平台的关键参数为:直流总电压Udc为300 V;直流电容C1(C2,C3,C4)为2 000 μF;负载为12 Ω,5 m H; 输出滤波器(LCL型)为3 m H,17 μF,3 m H;调制度m为0.4,0.8;开关频率fs为2 k Hz。

图8和图9分别给出了当调制度m为0.4和0.8时(三相负载星形连接)新型舍弃不平衡矢量法5电平SVM策略输出线电压脉冲vbc,相电压脉冲va,直流总电压Vdc、直流电容电压vc1~vc4和输出负载电流ic的实验波形图。

由实验可知,新型舍弃不平衡矢量的5电平SVM策略在低调制比区域和高调制比区域均可实现PWM调制,且可以对直流电容电压的不平衡进行控制。但该策略也存在一定的牺牲,一是各开关器件的开关频率较高,二是在高调制比区域,应用本策略时输出电压脉冲THD较大,其原因是新策略舍弃了不平衡矢量,使得输出开关状态发生跳变。

4结论

新型矢量控制 篇9

关键词：模块化多电平换流器,空间矢量脉宽调制,冗余电压矢量,广义零矢量,子模块

0 引言

多电平换流器凭借自身良好的适用性和较低的谐波畸变率,已经成为比较受欢迎的一种大功率电力电子换流器,并且已有多种不同的结构。常见的有二极管钳位型、飞跨电容型和级联H桥型3种结构。

模块化多电平换流器(MMC)作为一种新型的多电平换流器,通过多个子模块级联而成。每个子模块都具有一个独立的直流源,并通过适当控制子模块开关器件的开通或关断来调整输出电平,从而合成期望的输出电压。国外对MMC的研究起步较早[2,3],不仅研究了其基本工作原理[4,5,6],还研制了17电平、20 MW的试验样机[7,8]。文献介绍了MMC基本拓扑和工作原理,通过与传统2电平换流器相对比,讨论了MMC结构的优点。文献分析了MMC在工业应用时所要注意的几个重要问题和应对措施。通过仿真和样机实验证明了MMC更适合功率传送,而且易于升级到较高的电平数。国内于近2年才开始MMC相关的原理性研究[9,10,11]。与2电平换流器不同,MMC适当降低开关频率,开关损耗小;输出电压呈阶梯变化,电压变化率小。与其他多电平换流器相比,其模块化程度高,可以做到任意电平数,但是对于5电平或以上的二极管钳位型和飞跨电容型换流器,由于开关器件数量很大,因此造成结构设计非常困难。

有关MMC调制策略的研究不多,文献研究了最近电平逼近调制(NLM),但NLM性能不佳,尤其是在电平数较低时。虽然文献提到了将空间矢量脉宽调制(SVPWM)应用于MMC,但是具体的实施方法鲜有提及。SVPWM具有直流电压利用率高、输出电压畸变率小等优点,近年来已经成为多电平领域的一个研究热点。其研究主要集中于降低输出电压畸变率[13,14]、平衡中性点电压[15,16]等方面,但大部分都是基于3电平换流器进行应用研究的。MMC作为一种全新的拓扑,结构上易于扩展到更高电平,迫切需要一种较为通用的SVPWM。

本文结合MMC自身的结构特点,建立了MMC换流器输出电压空间矢量状态图。通过奇、偶冗余矢量的定义详细讨论了电压矢量的最优合成顺序。基于SVPWM与载波调制内在联系分析,提出了降低MMC开关损耗的优化算法。最后通过仿真验证了本文方法的正确性。

1 MMC的结构

MMC的电路拓扑结构如图1所示,每相单元由一系列子模块级联而成。每个子模块都具有一个独立的直流源,通过子模块开关器件开通或关断来控制子模块输出电平,从而合成期望的输出电压。稳态运行时子模块存在2种电平输出状态:当子模块的T1导通时,输出+UC;当子模块的T2导通时, 输出0。从交流侧看,每相上/下桥臂所有子模块都是串联在一起的,其交流输出电压是所有子模块输出电压的代数和。如果MMC每相上/下桥臂有2S个子模块,那么其最多可以输出2S+1种电平。

每相都可以输出2S+1种电平,则三相总共有(2S+1)3种电平输出状态,每种电平输出状态对应一个电压矢量。附录A中图A1给出了5电平MMC空间电压矢量的状态图。当某一个电压矢量有偶数个冗余矢量时,称之为偶冗余;当某一电压矢量有奇数个冗余矢量时,称之为奇冗余。

2 MMC电压矢量的最优合成顺序

如何选择冗余电压矢量合成参考电压矢量是决定SVPWM算法好坏的关键。本文采用最近三矢量(NTV) 合成方式,设计了MMC电压矢量的最优合成顺序。NTV合成的一般原则是:①至少最初和最终的电压矢量是对应于空间矢量图中同一点的冗余电压矢量;②每次只有一相输出电平状态发生改变,且只允许一个电平变化。

下面以5电平MMC空间矢量状态图的子区域(见图2)进行说明。

在控制周期TS内,电平输出状态波形关于TS/2对称,所以后续分析仅给出前TS/2内的电压矢量合成顺序(简称合成顺序)。表1给出了图2所有可能的合成顺序,三角形A和三角形C均有多种合成顺序。为了不引起附加的电平变化,当参考电压矢量由三角形B移向三角形C时,规定三角形C的合成顺序为C1;当其由三角形C移向三角形D时,规定三角形C的合成顺序为C2,因为它们有共同的起点。同理,当参考电压矢量由三角形A移向三角形C时,规定只有合成顺序A1和A2适用。

三角形C中有2种可用的合成顺序,为确定采用合成顺序原则,这里规定当电压矢量2,-1,-1/1,-2,-2作用时间超过2,0,-1/1,-1,-2时,合成顺序C1切换成C2。对应于三角形A中,当三角形C的合成顺序为C1时,三角形A的合成顺序为A1;当三角形C的合成顺序为C2时,三角形A的合成顺序为A2。

因此有如下结论:参考电压矢量的起点一般为偶冗余矢量;对于奇冗余矢量来说,只有1个电压矢量是可用的;对于偶冗余矢量来说,只有2个电压矢量是可用的。

3 SVPWM与载波调制的内在联系

在2电平MMC中,将如式(1)所示的uzero1注入相电压参考波中,使得零矢量的作用时间相等,此时正弦脉宽调制(SPWM)与SVPWM[17,18]等效。

$u{}_{\text{z}\text{e}\text{r}\text{o}1}=-\frac{\max (u{}_{\text{a}},u{}_{\text{b}},u{}_{\text{c}})+\min (u{}_{\text{a}},u{}_{\text{b}},u{}_{\text{c}})}{2}(1)$

式中:ua,ub,uc为a,b,c三相参考相电压。

如图3所示,将uzero1注入相电压参考波,取一个控制周期TS进行分析。图3中:D1,D2,D3,D4分别为4条载波的工作区间;T0,T1,T2分别为电压矢量V1,V2,V3的作用时间;μ为广义零矢量前后作用时间分配系数,T0′=1-μT0;Ta_cm,Tb_cm,Tc_cm为零时刻到ua,ub,uc穿越载波的时间。

在5电平MMC中,同样采用uzero1,TS/2内V1的2个冗余矢量作用时间不等,并且最后一个电平输出状态的切换时间由ub决定,而ub是TS/2内三相参考电压的中间值,这与“开关频率优化脉宽调制(SFOPWM)默认第1个和最后一个电平输出状态的切换时间分别是由TS/2内最大或最小参考相电压决定的”矛盾。也就是说,uzero1不适用于MMC。

如图3所示,由相似三角形的性质,电压瞬时值与电压矢量作用时间具有一定的等价转换关系,如下式所示:

$\{\begin{array}{l}\frac{{\rm T}{}_{\text{S}}}{2}(\frac{U{}_{\text{d}\text{c}}}{4}){}^{-1}=\frac{{\rm T}{}_x^{*}}{u{}_x}\\ \frac{{\rm T}{}_{\text{S}}}{2}(\frac{U{}_{\text{d}\text{c}}}{4}){}^{-1}=\frac{{\rm T}{}_{\text{z}\text{e}\text{r}\text{o}1}}{u{}_{\text{z}\text{e}\text{r}\text{o}1}}\end{array}(2)$

式中:x=a,b,c;T*x为x相参考电压等效时间量。

在后续的讨论中如无特殊说明,下脚标x均代表a, b, c三相。

为分析方便,通过式(2)将电压转化为时间量进行分析。由下式可计算三相电压穿过载波的时间:

${\rm T}{}_{x\_\text{c}\text{m}}={\rm T}{}_x^{*}+(i-2)\frac{{\rm T}{}_{\text{S}}}{2}(3)$

式中:i=1,2,3,4,分别对应三相电压在D1～D4这4条载波的工作区间。

如果三相参考电压依次穿过载波的时间分别记为T1st,T2nd,T3rd,那么广义零矢量(即起始电压矢量)的作用时间可记为:

$\{\begin{array}{l}\mu {\rm T}{}_0={\rm T}{}_{1\text{s}\text{t}}\\ (1-\mu ){\rm T}{}_0=\frac{{\rm T}{}_{\text{S}}}{2}-{\rm T}{}_{3\text{r}\text{d}}\end{array}(4)$

为了让广义零矢量冗余矢量的作用时间相等,即μ=0.5,必须在Ta_cm,Tb_cm,Tc_cm上叠加Tzero2,而Tzero2可按下式计算:

${\rm T}{}_{\text{z}\text{e}\text{r}\text{o}2}=\frac{{\rm T}{}_{\text{S}}}{4}-\frac{{\rm T}{}_{1\text{s}\text{t}}+{\rm T}{}_{3\text{r}\text{d}}}{2}(5)$

叠加Tzero2后的时间Txg(见式(6))即为MMC相电压输出电平状态改变的时刻,也就是子模块的开关时刻。

${\rm T}{}_{x\text{g}}={\rm T}{}_{x\_\text{c}\text{m}}+{\rm T}{}_{\text{z}\text{e}\text{r}\text{o}2}(6)$

对比图4(a)与(b),叠加Tzero2后广义零矢量的作用时间相等,μ=0.5;通过式(2)将时间量转化成零序电压分量Uzero2,并将其注入调制波,即可得到多种调制比下如图5所示的零序分量和与SVPWM等效的参考相电压。

4 开关损耗最小的优化算法

基于载波PWM,2电平换流器不连续PWM(DPWM)的实现方法在文献中已经讨论过。它的主要原理是在一个电平输出状态序列中消除第1个或最后一个电平输出状态,使得该相电压保持在载波的最大峰值或最小峰值上,也就是令广义零矢量的作用时间分配系数μ=1或μ=0,并呈现周期性变化。以图3为例,在TS/2内,使b相电平输出状态不发生变化,而a和c两相各改变1次,显然这种方法能降低1/3的开关次数。

绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的开关损耗与通态压降和通态电流有关,可定义为:

${\rm P}{}_{\text{S}\text{W}}={\displaystyle \sum _{j=1}^n\frac{1}{6}}\frac{V{}_j{\rm I}{}_j(t{}_{\text{o}\text{n}}+t{}_{\text{o}\text{f}\text{f}})}{{\rm T}{}_{\text{S}}}(7)$

式中:Vj和Ij分别为IGBT的通态压降和通态电流;ton和toff分别为IGBT的开通时间和关断时间;n为控制周期TS内IGBT的开关次数。

由式(7)可知,当IGBT通态压降近似为常数时,开关损耗正比于通态电流。因此,为了尽量减小开关损耗,电平输出状态不发生变化的区域将跟随相电流的最大值而变化,也就是与负载功率因数有关。为了再减小开关损耗次数,本文提出了一种定义μ的新方法,μ的计算公式如下所示:

$\mu =1-\frac{1+\mathrm{sgn}(\cos (3\omega t+\phi ))}{2}(8)$

式中:ω为基频角速度;φ为负载功率因数角。

如图6所示,μ=0.5,μ=0,μ=1分别对应SVPWM,DPWMMAX和DPWMMIN这3种不同的DPWM调制策略。考虑到负载功率因数的影响,即μ由式(8)决定时,φ=0,φ=π/6,φ=π/3分别对应DPWM1,DPWM2和DPWM3。因此,通过改变μ和φ可以得到不同的零序电压分量,从而能够得到适应不同负载的DPWM。

应用开关损耗最小化算法的2个重要原则是:

1)在调制波中注入零序分量,使得TS/2内至少有一相电压被钳位在载波的最大或最小峰值上;

2)由于空间电压矢量的对称性,负载功率因数角φ的有效变化区间是,超出这个范围,无电平输出状态变化区域将不能跟随相电流最大值变化,降低开关损耗的程度将被削弱。

5 仿真验证

本文用PSCAD/EMTDC对5电平MMC进行了仿真研究。每个子模块的电容电压UC=1(标幺值),频率f0=50 Hz,调制比m=1,控制周期TS=333 μs。如图7所示,输出电压为良好的正弦波,并且60倍频(3 kHz)附近频次的谐波畸变较大。文献也得到了类似的结果,证明了前文多电平SVPWM和载波调制内在联系分析的正确性。

如图8所示,采用开关损耗最小化算法后,相电压畸变较大,线电压频谱与图7基本一致。

因此,开关损耗最小化算法具有如下特点:以牺牲相电压畸变率为代价,减少了33%的开关次数,大大降低MMC的损耗;同时能够跟随负载功率因数变化,但范围有限。

6 结语

针对新型MMC拓扑,结合MMC与子模块的结构特点,通过合理选择冗余矢量设计了参考电压矢量的最优合成顺序,从而得到了SVPWM通用算法。并基于SVPWM与载波调制内在联系分析,提出了通过零序分量降低开关损耗的方法。仿真结果不仅证明了本文提出的SVPWM算法的有效性和正确性,还可以作为进一步研究MMC特性的有力工具。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。