关键词： 器件
电路控制开关（精选九篇）
电路控制开关 篇1
随着光通信的迅猛发展, 全光网络离我们越来越近。这也使得应用于光网络中的各种光无源器件越来越受到重视。光开关是一种具有一个或多个可选择的传输端口, 可对光传输线路或集成光路中的光信号进行相互转换或逻辑操作的器件, 是全光交换的关键器件, 可以实现全光层的路由选择、波长选择、交叉连接等。除了光开关本身的设计原理与结构外, 其控制和驱动电路的高电压输出和切换时间已成为光开关发展的瓶颈。对铌酸锂光开关而言, 其驱动电压可达到350V-420V左右。驱动电路设计的难点不仅要输出高电压, 还要为光开关提供较高的输出峰值电流。否则, 高压驱动信号的上升以及下降沿就会恶化, 光开关的切换时间就会下降。
1 控制电路的设计
控制电路的主要作用是将计算机输出的RS232串行控制信号解码转换成TTL并行输出信号, 然后输入到光开关驱动电路的驱动级。在这里, 为了以后光开关阵列的扩展, 我们预留了另外7个控制光开关阵列的TTL并行输出口, 如图1所示。
2光开关驱动电路的设计
光开关是一种容性负载, 把光开关驱动到一种状态相当于给电容充电, 而使光开关恢复到默认状态相当于给电容放电。由于光开关切换速度比较快, 所产生的上升和下降时间均要求在500ns左右, 这就要求电容的充放电时间较短。因此, 电光晶体光开关高压输出驱动级电路采用MOS管级联结构。高压输出驱动级电路是TTL信号接口, 要求有较低的输入电容, 较少的传输延时和较快的开关速度。同时, 该级也要求有较高的输出峰值电流, 从而可以使驱动信号有更快的上升和下降时间。综合上述要求, 高压输出驱动级采用ANALOG DE-VICES公司的一款高速MOS管驱动芯片———ADu M5230。AD-u M5230是ADI推出的隔离半桥门级驱动器, 采用icoupler技术可在同一芯片内提供两个独立的高低压隔离通道和一个150m W的DC-DC隔离电源。其DC-DC高压侧输出电压不仅可以给AD-u M5230的高压隔离侧供电, 而且可以给后端的缓冲电路供电。该芯片的输出信号具有比较快的上升 (25ns) 和下降时间 (10ns) , 可以很好的满足驱动级的要求。
级联MOS管采用ZVN0545G, 具有较小的输入电容和导通电阻, 较大的耐压范围 (VDSS=450v) , 较快的切换速度 (tr=7ns, tf=10ns) , 确保了峰值电流的快速泄放, 提高了高压驱动信号的切换速度。由于光开关驱动电压较大, 可能出现MOS管栅极和源极之间的电压VGS大于规定的20V电压。而ADu M5230的VOA管脚和GNDISO管脚将MOS管的VGS钳位到了18V, 确保了MOS管不会受到损害。如图2所示。
光开关高压驱动电路的设计难点在于升高压的电荷泵电路设计, 如图3所示。SW控制MOS管的导通, 此时, C50-2为0电位。假设此时C38-1的电位为V0, 则C50-1的电位为V0-Vd, C45-2的电位为V0。其中, Vd为二极管的正向压降。当SW控制MOS管关闭, L2上产生反向电动势VL, 和电源电压12V叠加在一起 (VL+12=V0) , 使得C50-2的电位变为V0+Vd。由于C50两端压差不能突变 (SW控制MOS管导通时, C50两端压差为V0-Vd) , 此时, C50-1端电压变为V0+Vd+V0-Vd=2V0, C45-1端电位为2V0-Vd。SW控制MOS管导通, C50-2电位为0, C50-1电位为V0-Vd, C46-2电位为V0-Vd, 此时C45-1端电压传递给C46-1, 2V0-2Vd, 使得C46两端压差变为V0-Vd.当SW控制MOS管关闭, C46-2电位变为2V0, C46-1端电位变为2V0+V0-Vd=3V0-Vd, C46-1再将电压传递给C44, 这样以此类推, 实现了电压的升高。通过调整电路参数, 该光开关驱动电路的电压可以达到450V以上, 满足光开关正常工作要求。
3性能测试
为验证光开关控制及驱动电路是否正常工作, 设计以下测试方案进行指标验证, 如图4所示。可调半导体激光器 (Santec TSL-510, LD) 输出波长为1550nm, 光功率为3d Bm的直流光, 经过光开关后进入光电探测器 (THORLABS, DET01CFC) , 最后接入示波器 (TEK-TRONIX, DPO2024B) 观察波形。计算机 (PC) 通过串口RS232输出控制信号, 经光开关控制电路解码输出TTL电平, 然后进入光开关高压驱动电路驱动级, 控制高压的输出, 最终驱动光开关切换。其上升沿及下降沿占用的时间即为光开关切换时间。
本项目使用的光开关为Agiltron公司的一款电光晶体光开关, NS系列的2×2光开关, 其切换速度可达纳秒量级。通过调整升高压电路的参数, 确定光开关的驱动电压为388V。测试结果如图5, 图6所示。电光晶体光开关的上升时间为236ns, 下降时间为160ns。可见, 经过控制及驱动电路的驱动, 光开关不仅可以正常切换, 并且切换时间满足工程项目指标要求。
4 结束语
文章给出了一种电光晶体光开关控制及驱动电路的设计方案, 并实现了电路方案的调试以及实验测试。测试结果表明, 该光开关控制及驱动电路可以正常控制和驱动电光晶体光开关的切换, 切换时间为236ns, 上升以及下降沿陡峭, 波形平整, 满足工程实践需要。
参考文献
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电路常见隐患《大开关小线路》 篇2
刘叙义
（国脉通信规划设计有限公司）
司空见惯的错误，蕴藏长久的隐患。不经心意的疏忽，酿造火灾的渊源。
电源电路的过载、短路、雷击、漏电事故，在电路系统空开、接地、避雷、漏电保护器综合的安全措施保护之下，为什么还会频频发生？还发生许多电路失火与触电伤人的意外，需要我们去细心发现、研究、进一步完善保护措施，本文讨论电路常见隐患《大开关小线路》。
电源电路是输送分配电能的电路系统，保证电能安全地由电源输送分配到用电负载，要注意两个问题，一是要电路安全运行，二是要设计经济合理。
实际的生产供电、用电电路中，大开关小线路的现象司空见惯，信手接到大开关上的小线路，随意将更换的空开放大了规格，电路火灾的隐患也一起接到了我们的身边，有多少原因待查的火警火灾就是这样酿成的。
100A、200A甚至400A的普通空开，上面接着10mm2、6mm2、4mm2甚至2.5mm2的线路，在我们的配电盘上并不罕见，线路较长的情况下，不用说过载就是短路空气开关也不会自动断开。
采用可调保护或电子保护空开的配电盘，许多空开的整定都在出厂时的最大位置，没有与所接线路配合进行脱扣设定，严重浪费了设备的功能资源并遗留下了电路的隐患。
严格遵守线路、空开、负载的额定电流关系式，是确保电源电路安全运行的基本要求，但是却没有引起专业人员的广泛注意，甚至没有引起专业安全主管部门的注意。例如某行业全国发文、宣传巡讲进行电源安全整治三个月，具体到方式方法三线分离的标准电缆品种的要求，但却完全没有提及大开关小线路这个基本的电源电路事故隐患。失火在先防火在后，如何预防电路不失火，空气开关的选定脱扣电流的整定是最大的关键，首先要求做到《电线额定电流≥空开额定（整定）电流≥负载额定电流》。
电缆 空开（保险）电缆负载电源图一：最简单的电源电路示意图
如图一：电源电路的构成，主要由电源、电线、空开、负载四个部分组成。电源电路是一个系统，电路设计要统筹兼顾，恪守电路各部分的电流相互关系式。
1、电路电流关系式
1）电源电路安全运行各部分额定电流关系式
电线额定电流≥空开额定（整定）电流≥负载额定电流 2）电源电路安全运行经济设计各部分额定电流关系式 电线额定电流≥（1～1.25）倍空开长延时整定电流 空开长延时整定电流≥（1～1.1）倍负载额定电流
（摘自《现代电子电工手册》福建科学技术出版社）
3）为了留有较大的余地，人们在实际工作中往往习惯采用关系式的上限值 电线额定电流≥1.25倍空开长延时整定电流 空开长延时整定电流≥1.1倍负载额定电流
4）负载过载需要保护时的电源电路安全运行各部分额定电流关系式 前面讨论的是一般意义上的电路安全运行关系式，不是兼具保护负载过载安全运行时的关系式。如果负载例如电动机需要空开保护过载，则空开选择不能过大，空开额定电流应该等于或略小于电动机额定电流，此时电路安全运行各部分额定电流关系式：
电线额定电流≥（1～1.25）倍空开长延时整定电流
（1～0.9）倍负载额定电流≥空开长延时整定电流≥负载实际运行电流
2、电源
电源可分为发电机、变压器、UPS、开关电源、蓄电池等种类。
电源的容量单位有千伏安（KVA）、千瓦（KW）、安培（A），电源可以满载工作（UPS并机运行时例外），一般还具有短时过载功能，但平常情况下的经济运行负载率为额定值的70%左右。
3、电线
电线是连接电路的电流通道，根据用途已经选定的电线主要参数有耐压值、载流量、额定温度，电线的运行电压超过耐压值电缆会击穿绝缘损坏电线，电线的运行电流超过载流量电缆会过热超过电线额定温度损坏甚至烧毁电线。
4、空气开关
空气开关是电路的安全阀门，它监控电路电流在空开长延时整定值以内的安全运行。
空气开关的类别、型号、各种规格参数较多，首先根据用途做好基本类别、型号的选择，这里只讨论最基本电源电路的空开规格选择与设定和额定运行短路分断能力的选择与设定。
保险丝是空气开关前身用来保护电源电路运行安全的元件，电路的常见故障有过载和短路两种，保险丝既要保护电路过载又要保护电路的短路，保险丝还要适应负载的启动电流，一般电动机保险丝要选取负载额定电流值的1.5～3倍，所以电动机过载电流的故障常常是保险丝保护不了的。
空气开关的过载和短路分别由两套机构来负责，短路机构兼顾满足负荷的启动电流，所以空气开关的额定电流和启动电流倍数是分别选定，因为过载保护功能具有脱扣延时特性，选额定电流时不用再考虑负载的启动电流，启动电流倍数根据负载启动性质确定分为B、C、D三类，或者选择电子脱扣器型空开,脱扣保护根据相应的要求进行设定，这一点与保险丝的选定不一样，要充分注意二者的选定区别。
空气开关监控电路电流在空开长延时整定值以内安全运行，如图一电路，空气开关既要负责负载的运行安全，又要负责电线的运行安全，还要负责保护电源的运行安全，空开的选择要统筹兼顾避免顾此失彼。
5、负载
电源电路的负载根据负载电流性质分为电阻式、混合式、电感式，一般对应空开的B、C、D型，负载又分为定阻抗型和定功率型，电流与电压的变化规律 3 是不一样的。负载是否需要空开的过载保护？如果是电动机负载一般需要空开的过载保护，空开的选择就需要既能保护线路又能保护负载的安全。
6、实际电路设计
电缆 电缆VVZ-3*6+4mmVVZ-3*6+4mm 空开 电动机电源D32A/3P15KW/4极图二：15KW水泵电动机电源系统示意图
如图二，15KW/4极水泵电动机选定空开和电缆
1）求电动机额定电流I=?，已知功率因数=0.86，效率=0.82 I=15*1000/(1.732*380*0.86*0.82)=32.3(A)水泵电动机启动电流倍数较大（6～8倍），需要选择D型空气开关，此时空开既要保护电路又要保护负载，选小了不行选大了不可，所以选定微型空气开关D32/3P满足安全保护运行的要求，满足关系式：
（1～0.9）倍负载额定电流≥空开长延时整定电流≥负载实际运行电流 2)查表选定VVZ-3*6+4mm2电缆，额定电流35A满足电路需求： 电线额定电流≥（1～1.25）倍空开长延时整定电流
（或选定VVZ-3*10+6mm2电缆，额定电流49A，电线留有较大的安全余量。）电路藏隐患，事故非偶然。分析要全面，防治晓因源。
通信电源隐患系列文章：
☆ 电路常见隐患《大开关小线路》
☆ 电路常见隐患《长电缆的单相短路》 ☆ 电路偶见隐患《变压器的相线短路》 ☆ 电路偶见隐患《地线的漏电与防护》 ☆ 通信电源隐患《分离地线的雷电反击》
电路控制开关 篇3
电子设备的电源可分为线性电源和开关电源（SMPS）：线性电源的设计简单，而SMPS则较复杂。
从能效方面比较，开关电源的能效等级较高（60%～95%）,线性电源的典型能效值较低（40%～55%）。SMPS让设计人员开发出能达到强制性能效标准的新产品。从成本方面相比，SMPS更复杂，成本也更高。在某些拓扑中使用的更先进、容差更小而能效更高的组件往往要比一般性能的组件更贵。线性电源的设计较简单，但它要使用像铁芯变压器这样的组件，需要大量的铜质线圈也会增加成本。为了促进更节能的SMPS电源的应用，必须降低开关电源的成本使其接近或低于线性电源的成本。SMPS所增加的成本是有限的，低于线性电源的增量成本。从尺寸方面，线性电源通常比SMPS更大、更重。设计中如果要将电源整合到产品外壳中，线性电源不仅占用了宝贵的空间，而且其较低的能效往往会产生大量的热量，需要散热处理以确保设备更长寿和可靠。如果是便携式产品，首选开关电源，较重的线性电源也不可取。能效更高、体积更小而重量更轻的SMPS代表了未来的发展方向。
2 开关电源的电路设计
随着开关电源等各种电力电子设备在工业及家庭中的应用日益广泛，电网的电流谐波问题也日益严重，谐波污染给系统本身和周围的电磁环境带来了一系列的危害。因此功率因数校正（PFC）技术成为开关电源中必不可少的环节。同时，随着恒流稳压开关电源的功率等级不断增加,必须考虑系统的输入功率因数、效率和负载能力。
本设计中的SMPS AC/DC系统包含两大部分：前端是带功率因数调整的AC/DC转换器，后端是一个全桥DC/DC转换器。AC/DC系统采用交错型PFC升压控制结构，包括一个全桥整流器、2个平行交错升压PFC电路和2个辅助开关，用于实现主开关的过零切换（ZVS）。软开关技术和拓扑可以克服开关过程中的损耗。除了改善能效，半桥和全桥的拓扑还帮助提高电源转换器密度。采用ZVS算法可减小器件的压力，并提高效率，还可以在设计中取消反向恢复输出二极管。DC/DC转换器采用以软件实现的ZVS相移全桥控制结构，带有倍流整流器。这样不仅减小了滤波电感的尺寸，还提高了效率。
3 谐振软开关的频率
开关频率计算公式为fs=2.2/RT(kΩ）CT (1)
其中：RT为1kΩ，CT为10nF,fs=22kHz。
串联谐振的变压器漏感为折算到原边的变压器副边漏感与原边漏感之和，即
其中:Lpr为变压器原边漏感，n为变压器匝比，Lsr为变压器副边漏感。谐振电感与开关频率fs的关系为:，由式（1）和（2）计算得Cr为:Cr=1/（2πfs)[2]·Lr。
4基于56800/E的开关模式电源（SMPS）的电路框图
56800/E芯片提供了多种专用外设，如脉宽调制（PWM）模块（组）、数模转换器（ADC）、定时器、通讯外设（SCI、SPI和I2C）以及内置闪存和RAM。图1是基于56800/E的开关模式电源（SMPS）的电路框图。整个系统由2个56800/E芯片进行控制。前端芯片负责PFC系统的全面控制，包括2个主开关和2个ZVS开关。后端芯片负责DC/DC相移全桥转换器的全面控制，包括4个开关和2个同步整流器。软件中用于PFC和DC/DC转换器的功能包括：电源系统中的2个PI调整的功能、所有开关的控制、软启动、前端PFC正弦参考数字信号的发生、通讯、电源保护和监控功能。
图中左侧是带功率因数调整的AC/DC转换电路；中间是光隔；右侧是采用软开关技术的DC/DC转换电路。框图中采用的是开关频率固定、电流模式的PWM发生器，具有良好的电源调整率、增强的负载相应特性和简单的控制环设计，并具有逐脉冲限流功能、自动对称脉冲校正能力、并联均流功能、欠压保护和软启动功能。
DC-DC变换器的逆变器部分零电压开通工作原理如下：当变压器次级漏感折算到初级，与初级漏感相加，当一组开关Q由通态转为关断状态时，初级总漏感通过C、D释放能量，这时另一组开关由断态转为开通状态时，则为零电压开通（ZVS）。要求漏感储能足够大，略大于两只MOSFET交叉传输电容储存的能量。由于电容端电压由0V开始上升，则Q1为零电压关断。
在谐振软开关条件下，唯有在某负载范围才能获得理想软开关效果，即在流过开关的电流谐振过零时开关的开通脉冲正好结束或稍滞后结束，开关两端电压在零电流的情况下升到，实现ZCS。通常选择的谐振频率在额定负载附近时的效果最佳。
参考文献
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电路控制开关 篇4
随着科学技术的发展,电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切,而电子设备都离不开可靠的电源,因此直流开关电源开始发挥着越来越重要的作用,并相继进入各种电子、电器设备领域,程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了直流开关电源.同时随着许多高新技术,包括高频开关技术、软开关技术、功率因数校正技术、同步整流技术、智能化技术、表面安装技术等技术的发展,开关电源技术在不断地创新,这为直流开关电源提供了广泛的发展空间.但是由于开关电源中控制电路比较复杂,晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差,在使用过程中给用户带来很大不便.为了保护开关电源自身和负载的安全,根据了直流开关电源的原理和特点,设计了过热保护、过电流保护、过电压保护以及软启动保护电路.2 开关电源的原理及特点 2.1 工作原理
直流开关电源由输入部分、功率转换部分、输出部分、控制部分组成.功率转换部分是开关电源的核心,它对非稳定直流进行高频斩波并完成输出所需要的变换功能.它主要由开关三极管和高频变压器组成.图 1 画出了直流开关电源的原理图及等效原理框图,它是由全波整流器,开关管 V ,激励信号,续流二极管 Vp ,储能电感和滤波电容 C 组成.实际上,直流开关电源的核心部分是一个直流变压器.2.2 特点
为了适应用户的需求,国内外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件,特别是通过改善二次整流器件的损耗,并在功率铁氧体(Mn-Zn)材料上加大科技创新,以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能,同时 SMT 技术的应用使得开关电源取得了长足的进展,在电路板两面布置元器件,以确保开关电源的轻、小、薄.因此直流开关电源的发展趋势是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化.直流开关电源的缺点是存在较为严重的开关干扰,适应恶劣环境和突发故障的能力较弱.由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距,因此直流开关电源的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高, 直流开关电源的保护
基于直流开关电源的特点和实际的电气状况,为使直流开关电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作,本文根据不同的情况设计了多种保护电路.3.1 过电流保护电路
在直流开关电源电路中,为了保护调整管在电路短路、电流增大时不被烧毁.其基本方法是,当输出电流超过某一值时,调整管处于反向偏置状态,从而截止,自动切断电路电流.如图 2 所示,过电流保护电路由三极管 BG2 和分压电阻 R4、R5 组成.电路正常工作时,通过 R4 与 R5 的分压作用,使得 BG2 的基极电位比发射极电位低,发射结承受反向电压.于是 BG2 处于截止状态(相当于开路),对稳压电路没有影响.当电路短路时,输出电压为零, BG2 的发射极相当于接地,则 BG2 处于饱和导通状态(相当于短路),从而使调整管 BG1 基极和发射极近于短路,而处于截止状态,切断电路电流,从而达到保护目的.3.2 过电压保护电路
直流开关电源中开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护.如果开关稳压器所使用的未稳压直流电源(诸如蓄电池和整流器)的电压如果过高,将导致开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此开关电源中有必要使用输入过电压保护电路.图 3 为用晶体管和继电器所组成的保护电路,在该电路中,当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时,稳压管击穿,有电流流过电阻 R ,使晶体管 T 导通,继电器动作,常闭接点断开,切断输入.输入电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性保护鉴别与过电压保护电路.3.3 软启动保护电路
开关稳压电源的电路比较复杂,开关稳压器的输入端一般接有小电感、大电容的输入滤波器.在开机瞬间,滤波电容器会流过很大的浪涌电流,这个浪涌电流可以为正常输入电流的数倍.这样大的浪涌电流会使普通电源开关的触点或继电器的触点熔化,并使输入保险丝熔断.另外,浪涌电流也会损害电容器,使之寿命缩短,过早损坏.为此,开机时应该接入一个限流电阻,通过这个限流电阻来对电容器充电.为了不使该限流电阻消耗过多的功率,以致影响开关稳压器的正常工作,而在开机暂态过程结束后,用一个继电器自动短接它,使直流电源直接对开关稳压器供电,这种电路称之谓直流开关电源的 “ 软启动 ” 电路.如图 4(a)所示
在电源接通瞬间,输入电压经整流桥(D1 ~ D4)和限流电阻 R1 对电容器 C 充电,限制浪涌电流.当电容器 C 充电到约 80 %额定电压时,逆变器正常工作.经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号,使晶闸管导通并短路限流电阻 R1 ,开关电源处于正常运行状态.为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡,延迟电路可采用图 4(b)所示电路替代 RC 延迟电路.3.4 过热保护电路
直流开关电源中开关稳压器的高集成化和轻量小体积,使其单位体积内的功率密度大大提高,因此如果电源装置内部的元器件对其工作环境温度的要求没有相应提高,必然会使电路性能变坏,元器件过早失效.因此在大功率直流开关电源中应该设过热保护电路.本文采用温度继电器来检测电源装置内部的温度,当电源装置内部产生过热时,温度继电器就动作,使整机告警电路处于告警状态,实现对电源的过热保护.如图 5(a)所示,在保护电路中将 P 型控制栅热晶闸管放置在功率开关三极管附近,根据 TT102 的特性(由 Rr 值确定该器件的导通温度, Rr 越大,导通温度越低),当功率管的管壳温度或者装置内部的温度超过允许值时,热晶闸管就导通,使发光二极管发亮告警.倘若配合光电耦合器,就可使整机告警电路动作,保护开关电源.该电路还可以设计成如图 5(b)所示,用作功率晶体管的过热保护,晶体开关管的基极电流被 N 型控制栅热晶闸管 TT201 旁路,开关管截止,切断集电极电流,防止过热.4 小结
电路控制开关 篇5
1全桥移相ZVS高频开关电源概述
零电压开关 (Zero Voltage Switch, 简写为ZVS) 也称软开关技术, 小功率的零电压开关电源可提高有效率至80%至85%。这一技术是指在开通开关管之前, 先将其电压降低到零值, 实现零电压开通。零电压关断是指在关断开关管时, 对电压上升速率加以限制, 使电压与电流之间的重叠区域大大减少, 有效降低PWM开关电源的按硬开关模式造成的开关损耗。零电压开关的工作原理是在全桥移相电路中, 采用相位控制, 利用谐振对换流时开关器件中零电压的开通加以实现, 使开通损耗有效消除, 促进开关频率的提高。在进行全桥移相ZVS高频开关电源设计时, 在实现ZVS的滞后臂范围中会受到电源电压与负载的影响, 轻载时ZVS往往难以实现, 有较大电感引入, 使功率损耗升高, 同时效率会大大降低。因此, 在对全桥移相ZVS高频开关电源主电路拓扑结构及控制电路进行设计时, 应将自适应延时控制技术在其中合理运用, 保证在全部工作条件下变换器都可实现ZVS。
2全桥移相ZVS高频开关电源主电路拓扑结构
全桥移相ZVS高频开关电源主电路拓扑结构设计图如图1所示。图中G1与G3是超前臂, G2与G4是滞后臂, 且超前臂相较于滞后臂超前一个移相角。Lf是滤波电感, Cf是滤波电容。
在这一拓扑结构设计中, 全桥移相ZVS变换电路包括谐振电感Lr、变压器T1、并联电容C1至C4、并联二极管VD1至VD4、IGBT管G1至G4共同组成, 通过并联电容C与谐振电感Lr直接产生谐振, 使IGBT管并联电容C中的电压渐降至零, 使这一IGBT管中的并联二极管联通, 为IGBT管中的ZVS提供条件。
3全桥移相零电压开关中由滞后臂引发ZVS难以实现问题的解决
零电压开关的工作原理是通过谐振过程对并联于开关管的电容充放电, 使相同桥臂, 也就是将要开通的开关管和二极管并接并实现导通, 保证管两端的电压处于零值, 为ZVS的实现创造条件。在超前臂发生谐振的过程中, 副边的两个整流二极管共同使用一个导通, 同时输出滤波产生的电感会向原边反射回去, 参与进串联谐振中。因此, 在超前臂谐振过程中, 整个充放电过程可迅速完成。滞后臂发生谐振出现在副边的两个整流二极管同时导通器件, 这就会将副边形成的电感反射途径直接切断, 造成滞后臂中谐振产生的电感量只有变压器在原边泄露出去的那部分, 因此, 在滞后臂中, ZVS往往难以实现。
为了对这一问题有效解决, 在本次设计中, 将自适应延时控制技术用在实现ZVS工作范围的扩大目的。这一技术建立的基础是直接传感技术, 是对控制对象状态进行实时检测, 利用控制器展开分析判断, 动态的对信号出发时间的长短进行调整控制。
4设计主电路中的元件参数
在ZVS高频开关电源主电路中, 相关元件参数技术要求为输入中的交流三项为50Hz±10%, 380V±15%。直流稳压的输出额定电压是100V, 输出额定电流值是25A。在对电源控制电路进行设计时, 需要从以下几方面展开工作: (1) EMI滤波部分可过滤电网进入电源的EMI信号, 避免开关电源中形成的EMI信号向电网中传播。 (2) 选择IGBT。三相交流电在整流滤波之后, 直流电母中的电压最高是590V。在开关电源工作时, IGBT额定电压相较于直流母线电压的两倍还要高, 因此, 要使用耐压等级为1200V的IGBT。 (3) 高频变压器设计。高频变压器的频率范围为10kHz至100kHz, 在制作过程中可选用的软磁材料有纳米晶材料、非晶材料和铁氧体材料。经过对比, 在本次设计中以铁氧体材料为佳。通过相关公式对变压器在原边与副边两侧绕组的匝数, 之后再进行制作。 (4) 设计谐振电感。在对谐振电感进行设计时, 谐振电感值应为满载负载的1/3。 (5) 对控制电路进行合理选择。全桥移相ZVS高频开关的控制电路选择是保证其使用功能正常发挥的关键。在本次设计中, 所用控制电路为凌特公司生产的全桥移相ZVS控制器LTC3722。在这一控制其中, 移相控制PWM芯片可提供给所有开关管相应的自适应ZVS电路延时导通信号。
参考文献
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电路控制开关 篇6
APFC (active power factor correction) 技术就是用有源开关器件取代整流电路中的无源器件或在整流器与负载之间增加一个功率变换器, 将整流输入电流补偿成与电网电压同相的正弦波, 消除谐波及无功电流, 提高了电网功率因数和电能利用率[1]。从解耦的理论来看, 三相PFC技术可以分成不解耦三相PFC、部分解耦三相PFC以及完全解耦三相PFC三类[2,3]。全解耦的三相PFC, 如6开关全桥电路, 具有优越的性能, 但是控制算法复杂, 成本高[4]。单开关的三相boost升压型PFC电路工作在DCM模式下, 属于不解耦三相 PFC, 由于它的成本低, 控制容易而得到广泛应用, 但是开关器件电压应力大, 电源容量难以提高, 只适用于小功率场合[5]。部分解耦的三相PFC电路具有低成本、高效的特点, 具有广阔的应用前景。三相双开关电路就是典型的部分解耦PFC电路[6]。本文针对该电路的工作原理和控制策略进行了仿真和实验。
1 三相双开关PFC电路CCM下的工作原理
1.1 主电路结构
电路将三相交流电的中性线与2个串联开关管S1, S2的中点以及2个串联电容C1, C2的中点相连接, 构成三电平 (正、负电压和零电压) 结构, 2个串联电容分别并联平衡电阻R1, R2, 使上、下半桥作用于电容C1, C2的输出电压相等。电路结构如图1所示。
由于中性线的存在, 上下半桥相互独立, 形成部分解耦的基础, 并且开关器件承受的电压只有输出电压的1/2, 降低了对开关管的选型要求。在此基础上提出一些新的双开关拓扑结构, 但结构复杂, 难以控制[7]。
1.2 过程分析
由上述分析, 上、下半桥可作为独立结构分析。以上半桥为例, 等效电路图如图2所示。
由三相电压的对称特性, 每2π/3的区间里, 只有一相正相电压最大, 如果能使每相的瞬时电流在2π/3的区间里跟踪其最大相电压, 即可实现最大程度的电流校正。根据这样的思路, 现分析[π/6～5π/6]中a相电流的变化, 因为这段区间Ua最大, 可分3个阶段分析。
第1阶段[π/6～π/3], Ua>Uc>0, 在t0时刻开通S1, a相和c相电感同时充电, 导通时间ton, 这段时间的等效电路如图3所示。由于开关器件载波频率远大于工频, 因此对于S1开关周期电路分析可将三相电源等效为对应的直流电压源。基于此假设可知, 载波频率越高, 电流波形越接近推理结果。此时的a相电流参见式 (1) :
式中:ILa (t0) 为a相电流初值。
同理, c相电流参见式 (2) :
式中:ILc (t0) 为c相电流初值。
在t1时刻关断S1, 电压源和储能电感共同向负载提供能量, 电感电流下降, 由于Uc较小, iLc的下降率更大。该段时间的等效电路如图4所示。此时a相的电感电流参见式 (3) :
式中:ILa (t1) 为a相电流初值, Uo1为上半桥输出电压。
同理, c相电流参见式 (4) :
式中:ILc (t1) 为c相电流初值。
由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如图5所示。由于电流的连续模式, a相电感放电阶段不会回零, 且变化斜率由相电压幅值决定, 如式 (1) 、式 (3) 所示。由于单相电路等效为Boost电路, 当电路运行在CCM模式, 占空比计算如式 (5) 所示:
式中:Uo1是上半桥的输出电压。
第2阶段[π/3～2π/3], 正相电流只有a相, 所以开关的通断只会引起iLa的变化。
第3阶段[2π/3～5π/6], a相和b相电压为正, 开关的通断会引起iLa, iLb的变化。电路分析过程均和第一阶段类似。 通过上面的分析可知, 在[π/6～5π/6]控制a相的电流跟随其最大相电压, 既可以使a相的电流得到最大的补偿, 又可以使相邻相的电流得到一定补偿。这种控制方法简单, 可行性高, 但由于电路处于部分解耦状态, 在第1 (或3) 阶段无法对c (或b) 相进行独立控制, 补偿效果并不理想, 如何优化控制以减小c (或b) 电流谐波仍有待解决。
2 CCM模式下的控制和仿真
2.1 控制分析
按电感电流是否连续, APFC电路的工作模式可以分为连续导电模式 (CCM) 、断续导电模式 (DCM) 和介于两者之间的临界断续导电模式 (DCM boundary) 。该电路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下, THD仍然较大[8]。本文使用平均电流控制技术, 由于平均电流控制电路具有体积小, 重量轻, 系统噪声小, 稳定性高等优点, 因而得到了广泛的应用。总控制框图如图6所示。
结合第1节的分析, 它的基本控制原理是:采用双闭环控制策略, 即电压外环和电流内环相结合。电压外环的任务是采样输出电压和给定比较, 差值经过PI调节和三相交流电压的最大 (最小) 值相乘作为相位给定, 再取样实际输入的三相电流的最大 (最小) 值, 两者的差值和三角载波比较产生驱动信号, 驱动MOS管。上、下桥臂的MOS管完全独立, 互不影响。这样控制的好处是:在最大程度上 (2π/3的区间里) 对每相进行最优控制, 控制算法简单, 采用数字化的控制方法, 成本低, 性价比高。实际的校正过程是 (以正半桥为例) :当输出大于400 V, 误差为正, 经过 PI调节, 误差被正向放大, 经乘法器得到与输入电压同相位的单位正弦电流也相应增大, 与实际电流的差值增加, 使PWM的占空比增大, 输出电压减小。
2.2 仿真分析
本文的仿真是基于Matlab/Simulink平台, 应用其中SimPowerSystems模块中的元件搭建而成。应用Matlab/Simulink不需要再建立各种模块的模型, 可以快速验证系统的可行性和控制算法的有效性。电路的仿真参数为:输入电压:三相交流380 V;输出电压:800 V;开关频率为:10 kHz;Boost电感值:300 μH;输出滤波电容:470 μF;平衡电阻:100 kΩ;负载电阻:100 Ω;输出功率:6.4 kW。上桥臂的控制模块的仿真电路需要注意:采样三相电压的瞬时值作为给定一般在整流后, 但由于电感、电容的存在, 使整流后的波形并不是标准的馒头波, 所以采整流前端的三相电压作为给定;三角载波模块取自plecs工具箱, 设置较为容易, 载波频率为10 kHz;使用加减模块和滞环模块组合, 通过设置环宽为0, 可以实现电压 (电流) 比较器的功能;下桥臂的电压给定取自负半桥最小电压的绝对值 (不是最大电压) 。在此基础上, 仿真得到的波形如图7所示。
观察a相和c相电流波形可知, 电路工作在CCM模式下, 在[π/6～5π/6], a相电流得到了最大补偿;而在[0～π/6], a相的电流补偿效果是比较差的, 因为此时的控制量是c相电流, c相电流得到最大补偿;同理在[5π/6～π], b相电流得到最大补偿, 就是说补偿了c相电流, 却破坏了a相的电流波形。其中a相电流THD=13.76%, 其中3次和5次谐波的幅值较大, 可以考虑用谐波注入法来消除3次与5次谐波[9]。半桥电压的平均值为400.2 V, 负载电压平均值为800 V, 从仿真结果看, 控制的基本思路是正确的。
3 实验分析
该实验的控制芯片使用DSP2407, 其内部的事件管理器EV和A/D模块, 资源丰富。 驱动芯片使用M57962L, 它集成过流保护电路和过流保护输出端子。本文实验的硬件控制框图如图8所示。
实现CCM控制的算法都是在DSP中完成的, 外部硬件只需检测控制所需的8个信号, 可见采用DSP所需的硬件电路较少, 这使得控制系统的修改和维护变得相当容易和方便[10]。实际波形和仿真结论基本吻合, 如图9、图10所示。图中, 在[0～π/6], a相电流的补偿效果最好;在[π/6～5π/6]和[5π/6～π], 电流比较平, 补偿的效果比较差, 这是由部分解耦的特点决定的。
4 结 语
本文提出了三相双开关PFC电路在CCM模式下的控制策略, 分析了电路的工作原理, 给出了该电路在开关周期内的波形和工作方程表达式, 并且通过仿真和试验结果验证了电路分析的正确性。该电路结构简单, 控制容易, 成本低并且输入电流谐波低、功率因数高, 适用于中、大功率应用场合。
摘要：三相双开关四线制PFC电路由于其电路结构简单、部分解耦的特点, 逐渐受到更多的关注。常规的控制方法是电路工作在DCM模式下, 控制虽然简单, 但THD较大。在此提出了一种在CCM模式下的控制方法。该控制方法的优势在于前端储能电感和电容的容量小, 成本低, 功率因数高, 适用于中、大功率应用场合。
关键词：三相双开关,PFC,CCM,控制方法
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声控开关电路的设计与实现 篇7
关键词：声控开关,计数器,仿真
0 引言
声控开关, 全称是声控延时开关, 是一种内无接触点, 在特定环境光线下采用声响效果激发拾音器进行声电转换来控制用电器的开启, 并经过延时后能自动断开电源的节能电子开关。生活中, 好多地方都使用声控灯照明, 声光双控延时照明灯白天自动关闭, 夜间有人走动时, 其脚步声或谈话声可使电灯自动点亮, 声音过后30s电灯又会自动熄灭。这种延时照明控制开关能有效地消除长明灯、节约电能, 该装置适合广泛用于楼梯、走廊、路灯和厕所等场所的照明, 起到控制作用, 以节约用电。
本设计主要是利用三极管基本放大电路、单稳态触发器、多谢振荡器等基本电路, 利用74LS90、74LS47、74LS00、555等芯片实现电路声控的功能, 做到声音信号发出时, 二极管可以指示发光, 计数器可以同步计数, 声音信号消失时, 二极管熄灭, 计数停止进行清零。有数码管计数显示结果, 计数范围是0~99, 它具有快捷、方便、直观和准确的优点, 可用于自动控制、统计等场合。
1 系统功能及原理图
系统为一个个声控开关系统, 控制对象为发光二极管。当接收到一定强度的声音后, 声控开关点亮发光二极管 (电流5m A~10m A) , 延时时间在1s~15s之间可调。延时时间用数字显示 (采用共阳极数码管) , 时间单位可调, 显示范围为1s~15s。
采用74LS90计数器, 74ls47译码器, 晶体管放大电路, 555构成的整形电路, 555构成的单稳态触发器和多谐振荡器, 还有74ls00等门电路。驻极体话筒接收到一定强度的声音信号后, 声音信号转换为电压信号, 幅度很小, 经放大、整形后, 触发单稳态延时电路, 产生一个宽度可调的脉冲信号, 驱动发光二极管显示。同时, 这个脉冲信号作为选通信号, 使计数器计数, 并用数码管显示延时时间。原理图如图1所示。
2 系统电路设计
由图1的原理框图可知系统包含共射极基本放大电路, 整形电路, 单稳延时, 多谢振荡器电路, 计数器以及译码显示。
2.1 共射极基本放大电路
如图2所示, 共射级基本放大电路输出电压与输入电压反相[1], 且具有电压放大的能力, 通过调节电阻可以调节电压放大倍数。经两级放大, 可以输出放大后的正脉冲。
2.2 整形电路
声音信号转化成的电信号经过放大后持续时间还是较短, 仍为一瞬间出现的脉冲信号, 为了使二极管可以稳定发光, 因此使用整形电路将较大的正脉冲整形成为一个标准的负的方波信号, 这要使用555芯片构成整形电路, 即为施密特触发器电路, 电路如图3所示。
2.3 单稳态电路
输入的脉冲信号经过电路整形, 变为标准的负的方波脉冲信号, 接下来还要进一步将信号时间延长, 这就要使用单稳态电路, 将负的方波脉冲转化为正的方波脉冲, 同时延长稳态时间, 来使二极管稳定发光。
最后再使用一级三极管共射基本放大电路, 将高电平转换成低电平, 此时, 二极管两端电压满足导通要求, 导通发光, 发光时间由单稳态电路的高电平时间决定, 可以调节电位器来进行调节。二极管发光部分基本单元电路的选用就基本完成了。
2.4 555定时器构成的多谐振荡器
555定时器是一种多用途的模拟、数字混合集成电路, 在波形的产生与变换、控制与检测、家用电器以及电子玩具等许多领域中得到了应用[2]。555定时器功能多样, 应用广泛, 只要外部配上几个阻容元器件即可构成单稳态触发器、施密特触发器、多谐振荡器等电路[3]。它除了作定时延时控制外, 还可用于调光、调温、调压、调速等多种控制及计量检测。
由555定时器构成的多谐振荡器首先产生需要的时钟信号, 通过调节R, C可以调节时钟周期, 这里选用滑动变阻器代替RB来对始终周期进行调节, 从而可以调节计数器计数的速度, 从而可以调节显示的数字大小。
2.5 计数器以及译码器
计数器是一个用以实现计数功能的时序部件, 它不仅可用来计脉冲数, 而且常用作数字系统的定时、分频和执行数字运算以及其它特定的逻辑功能, 在电路设计中应用相当广泛[4]。该电路将根据单稳延时电路和时基电路决定的主脉冲给计数器。计数器由十进制计数器74ls90构成, 74LS90是二—五—十进制异步串行计数器[5], 译码器由74ls47构成。
时钟信号产生后, 应接入计数器, 由于一般采用的芯片74LS90为十进制计数器, 这时要进行计数进制的转换, 由十进制转换成为百进制, 要对芯片进行级联。由于百进制计数器, 个位与十位均要计满0~9十个数, 因此可以直接将第一个芯片的高位端接入下一片芯片的CPA端, 作为高位计数芯片的时钟输入信号, 这样百进制计数器就完成了。
完成计数功能后, 要进行显示, 这里使用显示译码器74LS47以及共阳极数码管组合进行数字的显示, 两片74LS47芯片分别接74LS90芯片的高位以及低位芯片, 再接入相应的共阳极数码管, 同时接入保护电阻即可完成数字部分的功能实现。
数字部分与二极管控制部分要实现对接, 以实现声音信号对于计数器装置的控制, 这时, 可以将单稳态触发器输出的正的方波脉冲信号作为清零端的控制信号, 来实现计数与清零的控制, 结束一次的声音显示。由于74LS90是高电平信号清零, 低电平信号计数, 因此, 要实现声音信号出现时计数, 就要使高电平的信号转换成为低电平信号, 这里使用与非门芯片74LS00实现, 将74LS90芯片的置九端直接接地, 将与非门输出信号接入清零端, 这样, 在控制信号来临时, 清零端输入低电平, 芯片进入计数状态, 当控制信号消失时, 计数器的清零端悬空, 相当于接入高电平, 计数器清零, 这样就完成了预期的数字部分的功能。
3 系统测试结果
(1) 话筒输出波形:为一个幅值较小的正脉冲, 如图4所示。
(2) 第一级放大电路输出波形:为一个幅值较大的负脉冲, 如图5所示。
(3) 第二级放大电路输出波形:为一个幅值更大的正脉冲, 如图6所示。
(4) 多谐振荡器部分的输出时钟信号, 如图7所示。
4 结束语
本文设计与调试声控计数器电路并对电路进行仿真分析。电路系统实现电路声控的功能, 做到声音信号发出时, 二极管可以指示发光, 计数器可以同步计数, 数码管显示计数结果, 声音信号消失时, 二极管熄灭, 计数停止进行清零。计数范围是0~99, 它具有快捷、方便、直观和准确的优点, 可用于楼梯、走廊、路灯和厕所等场所的照明, 起到控制作用, 以节约用电。
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频分制红外遥控开关电路的设计 篇8
1 设计方案
1.1 红外遥控系统的基本组成
常用的红外遥控系统一般由发射和接收2部分组成,如图1所示[1]。
图1(a)为红外发射框图。编码波形发生器产生一定占空比的脉冲信号,经调制放大后驱动红外发光二极管,发射红外脉冲信号。图1(b)为红外接收框图。光电探测将红外信号转换为电信号,经过放大与解码,输出控制信号,驱动执行机件动作。发射与接收系统可以采用码分制和频分制,该设计采用频分制。
1.2 频分制多路红外遥控开关电路设计方案
频分制是按照发射载频的不同来区分不同的开关信号。图2(a)为频分制发射系统组成。采用频道编码开关,来改变振荡电路的参数,从而改变振荡频率。当按下不同的编码键时,振荡器输出不同振荡频率的指令信号,经放大后驱动红外发光管发出红外开关信号。
图2(b)为红外接收控制电路组成框图。当红外接收器接收到红外编码指令后,先转换为相应的电信号,经放大器放大,加至频率译码电路,再经选频电路,选出不同指令的频率信号,最后驱动相应的执行机件[2]。
根据发射编码信号的数量,即频率个数,在接收端应有相应个数的选频、驱动机构。
频分制控制指令频率一般取几百赫兹至几十千赫兹。频分制红外遥控开关系统结构简单,易于组装,适用于通道数不太多的场合,当通道数较多时,电路复杂,且易产生频道间串扰,影响系统的稳定性。
2 三通道频分制红外遥控开关电路的设计
三通道红外遥控开关系统可在图2的基础上,发射端用3个开关控制振荡频率,接收端则用3个选频和执行电路即可[3]。
2.1 红外发射电路设计
2.1.1 电路结构
红外发射电路采用NE555接成振荡电路,如图3所示。振荡频率由SA1～SA3开关控制,改变开关位置,即改变接入振荡电路的电阻RP1～RP3,调节RP1～RP3,可以调节每一通道的具体频率。振荡脉冲由3号引脚输出,驱动红外发光二极管发射红外光,即实现了用振荡脉冲对红外光的调制[4]。
2.1.2 参数设计
根据有关知识,555定时器构成振荡器的振荡频率可按下式估算:
选3个通道的频率分别为20 kHz,30 kHz,40 kHz,由上式可求得:
可选用6.8 kΩ,5.1 kΩ,3.3 kΩ电位器[5]。
2.2 红外接收电路设计
2.2.1 电路结构
红外接收电路主要由光敏二极管、集成运算放大器(OP07)、音频锁相环(LM567)、双稳态触发器(CD4013)、继电器驱动电路等组成。其电路见图4。
基本原理是:光敏二极管接收到光信号并转换为电信号,运算放大器将微弱的电信号加以放大,与发射频率相对应的通道进入工作状态。LM567为通用音频译码器,内含鉴相器(PD)、放大器(AMP)、压控振荡器(VCO)等单元,当输入信号频率与VCO频率(一致时,环路进入锁定,LM567的8号引脚输出由高电平变为低电平,使三极管导通,其集电极由低电平转为高电平,D触发器翻转,输出Q为高电平,继电器吸合,执行设备工作[5]。
当发射频率改变时,则另一路转入工作。
2.2.2 参数选择
IC1的闭环增益选Au=R5/R2=1 000,同相端基准电压取1/2VDD。
LM567的压控振荡器中心频率按下式确定:
根据发射频率可求得RP11～RP13的值。如第一通道,发射频率为20 kHz,则:
依次类推可得RP12=3.03 kΩ,RP13=2.27 kΩ,选标称电位器5.1 kΩ,4.7 kΩ,3.3 kΩ。
调节参数时,接通发射和接收电路,如选择第一通道,用示波器测试输出波形,调节图3中的RP1,使发射频率为20 kHz,再测试图4电路LM567的8脚电平,仔细调节图4中的RP11使8脚为低电平[7]。采用同样方法调节其他各路。
3 参数测试数据
3.1 发射电路测试数据
主要测试静态数据和不同发射状态下的NE555引脚数据,以验证设计的正确性。发射电路测试数据见表1。
从表1可看出,随着发射频率的提高,NE555的3脚输出电压不断下降。
当将三个通道分别调整到20 kHz,30 kHz,40 kHz时,测得三个电位器的数值分别为5.091 kΩ,2.841 kΩ,1.572 kΩ,其与理论计算值比较接近。
3.2 接收电路测试数据
主要测试接收电路与发射电路对应通道的数据,以验证接收电路与发射电路工作配合的一致性。当电路工作在第一通道时,LM567各脚电压如表2所示。
从表2可看出,工作于第一通道时,LM567的8引脚输出电压为5.093 V,而第二、第三通道8引脚均接近电源电压。表明通道工作时,输出电平较低,可确保相应通道继电器吸合,而不工作的通道输出为高电平,相应的继电器不动作[8]。
当分别接收第一,二,三通道时,调整各通道电位器的数值使之与发射频率同步,测试RP11～RP13数值分别为5.831 kΩ,3.472 kΩ,2.754 kΩ,与理论计算基本相符。
4 结语
该系统经调试较好地实现了各项功能。频分制遥控开关电路主要通过硬件电路设计与调试来实现开关控制功能,具有实现容易,使用方便,尤其适用于家庭与公共场所的多功能红外遥控。
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PWM高速开关阀驱动电路仿真设计 篇9
高速开关阀作为一种新型的数字式电液转换元件,具有结构简单、控制方便、响应速度快、抗污染能力强等优点,已广泛应用于车辆电子控制系统(EFI、ABS、AMT、CVT、DCT、主动悬架等)[1,2]。在车辆换挡离合器油压缓冲控制中高速开关阀作为先导阀使用[3,4],由于车辆换挡时摩擦元件的滑摩时间应该在0.4~1.0s左右较为适宜[5],因此要求高速开关阀必须具有很好的高频性能。研究表明[6,7]:通过减小高速开关阀的开关时间可以提高其调制频率,并且在一定的频段内,可以增大其线性控制区,有利于改善PWM的控制特性。本文将对高速开关阀的开关过程及其功率驱动电路进行分析研究,并完成驱动电路的仿真设计。
1 高速开关阀及其开关过程
1.1 高速开关阀结构
本文研究中,采用贵州红林机械厂生产的HSV系列二位二通常闭型高速开关阀[8],结构简图如图1所示。
当线圈通电时,衔铁1受到电磁力作用,克服弹簧力、摩擦力和液动力,并通过顶杆6使供油球阀7向右运动,阀口打开;当线圈断电时,供油球阀7在液动力和弹簧力作用下向左运动,最终紧靠在供油球阀的密封座面上,阀口关闭。
该阀结构紧凑、阀芯质量小,响应速度快,最高频率可达200Hz。
1.2 高速开关阀开关性能
高速开关阀在PWM信号激励下的开关动态过程[6,9]如图2所示。下面以时间为主线,分析高速开关阀在一个PWM周期内的工作过程。
1.衔铁2.衔铁管3.线圈4.极靴5.阀体6.顶杆7.球阀
1.2.1 电气延迟时间t1
电气延迟时间,即衔铁吸合触动时间。始于PWM信号开始激励线圈,止于线圈电流增长到开启电流Ion为止。此过程,线圈电流以指数形式增长,电磁吸力不足以克服运动反力(弹簧力、摩擦力和液动力),衔铁尚未运动。因此,气隙不变,高速开关阀磁环路总磁阻Rm亦保持不变。由磁路欧姆定律:
可知,φ/i亦保持不变,而线圈电感L为:
式中,φ为线圈磁路磁通量;N为线圈匝数;i为线圈电流。
由式(2)可知,在高速开关阀吸合触动阶段,线圈电感L为常量,用Li表示,则线圈等效电路如图3所示。
线圈电压平衡方程为:
式中,U为线圈电压;i为线圈电流;R为线圈内阻;t为通电时间。
解得线圈电流暂态过程为:
式中,Iw=U/R,为线圈稳态电流;τ1=L1/R,为线圈时间常数。
由式(3)可知,对于一定的L1、R,U越大则di/dt越大,即线圈电流上升时间越短。设线圈电流增长到开启电流Ion所需时间为t1,则
式中,α为涡流影响系数。
1.2.2 阀芯开始运动时间t2
此阶段始于衔铁从最远端开始运动,止于衔铁到达与极靴最近端。当电流增大到Ion后,电磁力足以克服运动反力,衔铁开始运动,主气隙(工作气隙)减小,磁阻减小,磁通变大[10]。磁通的变化将使线圈中感应而产生反电动势,该反电动势和线圈的自感电动势共同阻止线圈电流的增长,电压平衡方程为:
等式右边第二项为自感电动势,而第三项即为电感变化引起的反电动势。由于di/dt>0,故i减小,如图2所示线圈电流曲线出现拐点。t2的计算要考虑电磁力的变化和阀芯的运动,建立阀芯动力学方程:
式中,mv为衔铁及其他运动部件质量,Bv为粘性阻尼系数,xv为阀芯位移,xv0为弹簧预压缩量,Fe为电磁吸力,Fd力阀芯轴向液动力,f为库伦摩擦力。
由于方程(6)、(7)是非线性的,无解析解。为了便于定性分析,忽略粘性阻尼力,将Fe、弹簧力k(xv+xv0)、Fd及f均近似为恒量,并用运动反力Ff代替,则阀芯动力学方程可写为:
解得,
式中,xvm为阀芯最大位移。
电磁吸力Fe可按下式近似计算:
式中,u0为空气磁导率;r为衔铁半径;δ为气隙长度。
Fe较精确计算可参考文献[10]。
由式(9)可知,对既定的高速开关阀,t2是确定的。
1.2.3 维持时间tωc
始于衔铁刚运动到位,止于PWM驱动信号结束。此过程中阀芯处于最大开启位置xvm,控制油压最低。维持时间内,气隙不再变化,线圈电流又按指数规律增长,但线圈电感变大,其时间常数τ2=L2/R,L2为吸合后的线圈电感。因此,高速开关阀开启后,线圈在同样电流下,将产生更大的电磁吸力Fe,即维持原来的电磁作用力不再需要如此大的电流。故需对高速开关阀采取适当的控制方式以减小线圈电流,减小能量损耗和线圈发热。
1.2.4 断电延迟时间t3
断电延迟时间,即衔铁释放触动时间。始于PWM信号结束,止于衔铁自最近端开始运动。PWM信号结束,高速开关阀线圈断电,线圈电压U为零,但线圈电感的存在使电流不能突变。该过程和电气延迟阶段高速开关阀的电气特性类似,电感也可以视为常量。建立电压平衡方程及阀芯受力方程:
式中,Fx为复位弹簧力。
式中,Ioff为开始运动的剩余电流,主要由复位弹簧力Fx决定[6];β为涡流影响系数。
1.2.5 阀芯关闭运动时间t4
阀芯关闭运动时间,即衔铁释放运动时间。始于衔铁从最近端开始运动,止于衔铁到达最远端。衔铁开始运动后,线圈电流(或涡流)变化规律比较复杂,假设阀芯复位运动时不计电磁吸力,则阀芯只在复位弹簧力Fx作用下复位;由于阀芯位移很小,假设不变,则阀芯动力学方程为:
解得,
由式(14)可知,对既定的高速开关阀,t4基本是确定的。
通过上述分析,对既定的高速开关阀,要减小其开启时间(tom=t1+t2)和关闭时间(toff=t3+t4),应从减小t1和t3考虑。从式(5)可知,对t1,由于Iom取决于高速开关阀自身特性,故只能增大Iw,即提高线圈电压U;从式(12)可知,对t3,只能减小Iw,即降低线圈电压U。因此,本文将通过控制高速开关阀线圈电流以减小其开关时间。
2 高速开关阀驱动方案
2.1 仿真分析
为了定量分析驱动电压对高速开关阀时间响应的影响,采用PSPICE电路仿真软件建立高速开关阀PSPICE模型进行仿真研究。本文研究所用高速开关阀线圈内阻R=1.6Ω、电感L1=6m H,不同驱动电压下线圈电流曲线如图4所示。可见,线圈两端驱动电压越高,电流上升速度越快;线圈稳态电流越小,线圈断电延迟时间t3越短。采用额定电压12V驱动时,电流上升到稳态值Iw'大约需10ms,而采用60V驱动时,上升到相应电流Iw'大约需0.75ms;12V驱动断电延迟时间大约为1ms,而60V驱动时大约需3ms。
虽然,在仿真时由于没有考虑高速开关阀气隙的变化、磁饱和性和磁滞性,存在一定的误差。但足以定量说明,通过控制线圈电流可以减小高速开关阀的开关时间。
2.2 高速开关阀驱动控制方法
基于上述理论和仿真分析,本文对高速开关阀采用高、低电压驱动以减小其开关时间。如图5所示,PWM1控制高电压,在线圈通电初期,对线圈加高电压,使线圈电流快速达到稳态电流Iw,提高阀的开启响应速度;当阀开启后,通过PWM2迅速将线圈电流下调到维持电流Iwc,维持阀芯开启,以避免线圈发热,减小衔铁释放触动时间。
3 高速开关阀功率驱动电路
功率驱动电路的作用是将PWM信号发生源(CPU)输出的PWM信号进行功率放大,以驱动高速开关阀动作。放大过程中应尽量减小PWM波形失真,并保护功率开关管的栅极[11]。本文设计的高速开关阀高、低电压驱动电路如图6所示。电路采用单电源高压(60V)供电,低端MOSFET驱动的方式。其中,M1为高压控制MOSFET管,M2为低压控制MOSFET管。高速开关阀简化为理想电感L1和电阻R1。通过控制信号PWM1和PWM2来实现M1和M2的开、关。为了减小MOSFET的通态阻抗,栅极采用15V驱动。
在高速开关阀开启阶段,PWM1控制M1打开,高电压实现线圈电流快速达到稳态电流Iw;当高速开关阀开启后,M1关闭,PWM2控制M2打开,大功率电阻R6起限流作用,线圈电流迅速下调到维持电流Iwc;当高速开关阀关闭时,PWM2控制M2关闭。
由于线圈关断时会产生反电动势,冲击功率开关管。因此,M1、M2两端分别并联电阻R2、R5和电容C1、C2组成RC吸收回路;另外,线圈两端也需要并联续流回路。本电路续流回路采用瞬变拟制二极管D1和二极管D2串联的方式。线圈断电时,其反电动势大于瞬变拟制二极管D1临界反向击穿电压,D1两端阻抗以极高的速度由高变低,使线圈电流瞬间下降,线圈反电动势箝位于预定值。通过选择不同最大箝位电压的瞬变拟制二极管,可实现不同的释放时间。
本文建立了驱动电路各元件及高速开关阀的PSPICE模型,在仿真中用固定输出的脉冲方波代替CPU输出的PWM控制信号,仿真结果如图7所示。高速开关阀线圈电流上升时间为1s,下降时间为0.4s。可见,本电路可显著地减小高速开关阀的开关时间,提高其响应频率。
4 结束语
本文基于对高速开关阀开关过程的分析研究,设计了低端MOSFET管控制的高、低压驱动电路。该驱动电路可显著缩短高速开关阀开关时间,提高其响应频率。线圈维持电流可通过限流电阻调节,合理选择续流回路瞬变拟制二极管,可实现更短的开关时间。
摘要：本文分析了高速开关阀的开关过程中不同阶段线圈电流对其开关时间的影响。在仿真分析的基础上,设计了低端MOSFET管控制的高、低电压驱动电路,建立了驱动电路的PSPICE模型。仿真结果表明,该电路可减小高速开关阀的开关时间,提高其响应频率。
关键词：高速开关阀,PWM,MOSFET,PSPICE,仿真
参考文献
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