自动测距

自动测距（精选七篇）

自动测距篇1

近年来,随着汽车产业的迅速发展和人们生活水平的不断提高,我国的汽车数量正逐年增加。同时汽车驾驶人员中非职业汽车驾驶人员的比例也逐年增加。在公路、街道、停车场、车库等拥挤狭窄的地方倒车时,驾驶员既要前瞻,又要后顾,稍微不小心就会发生追尾事故。据相关调查统15%的汽车碰撞事故是因倒车时汽车的后视能力不良造成的。因此,增加汽车的后视能力,研制汽车后部探测障碍物的倒车雷达便成为近些年来的研究热点。安全避免障碍物的前提是快速、准确地测量障碍物与汽车之间的距离。为此,本文设计了以单片机为核心,利用超声波实现无接触测距的倒车雷达系统[1],可有效的解决这一难题。

随着科学技术的快速发展,超声波技术在日常生活中的应用越来越广。超声波测距主要应用于倒车雷达、建筑施工工地以及一些工业现场,例如:液位、井深、管道长度等场合。但就目前技术水平来说,人们可以具体利用的测距技术还十分有限,因此,这是一个正在蓬勃发展而又有无限前景的技术及产业领域。展望未来,超声波测距仪作为一种新型的非常重要有用的工具在各方面都将有很大的发展空间,它将朝着更加高定位高精度的方向发展。本文设计的是基于超声波的自动测距仪[2],主要用于汽车倒车等场合,可检测到汽车在倒车过程中,车后障碍物与汽车的距离,通过数码管显示出距离障碍物距离,并根据障碍物与车尾距离远近实时发出不同等级的警示声音。无庸置疑,未来的超声波测距仪将与自动化智能化接轨,与其他的测距仪集成和融合,形成多测距仪。在新的世纪里,面貌一新的测距仪将发挥更大的作用。

2 系统总体设计

超声波指向性强,能量消耗缓慢,在介质中传播的距离较远,利用超声波检测距离,设计比较方便,计算处理也较简单,并且在测量精度方面也能达到工业实用的要求和农业生产等自动化的使用要求。超声波发射器发出的超声波以速度v在空气中传播,在到达被测物体时被反射返回,由超声波接收器接收,其往返时间为t,由s=vt/2即可算出被测物体的距离。由于超声波也是一种声波,其声速v与温度有关,下表列出了几种不同温度下的声速[3]。在使用时,如果温度变化不大,则可认为声速是基本不变的。如果测距精度要求很高,则应通过温度补偿的方法加以校正。

超声波测距的原理是利用超声波的发射和接受,根据超声波传播的时间来计算出传播距离[4]。如图1所示为反射时间法测距原理图,利用检测声波发出到接收到被测物反射回波的时间来测量距离,对于距离较短和要求不高的场合我们可认为空气中的声速为常数,我们通过测量回波时间T利用公式S=C×(T/2)其中,S为被测距离、V为空气中声速、T为回波时间(T=T2-T1),T1为超声波发出的时刻,T2为超声波返回的时刻,可以计算出路程,这种方法不受声波强度的影响。这样可以求出距离:S=C×(T2-T1)/2。

测距系统的分辨率取决于对超声波传感器的选择。超声波传感器是一种采用压电效应的传感器,常用的材料是压电陶瓷。由于超声波在空气中传播时会有衰减,衰减的程度与频率的高低成正比,而频率高分辨率也高,故短距离测量时应选择频率高的传感器,而长距离的测量时应用低频率的传感器。本文设计主要用于倒车雷达等方面的应用,故选择频率高的传感器。

本文设计的超声波自动测距系统原理框图如图1示,单片机发出40k HZ的信号,经放大后通过超声波发射器输出;与此同时单片机控制器内部T0计数器开始记数,当超声波接收器接收到超声波回波信号,经放大器放大,通过外部中断启动单片机中断程序,这时T0计数器停止记数,再由软件进行提取计数器的计数值换算成时间通过计算得出距离数并送LED显示,系统还会根据障碍物与车尾距离远近实时发出不同等级的警示声音[5]。

3 系统硬件设计

本测距系统硬件电路的设计主要包括单片机最小系统电路、显示电路、超声波信号发射电路、超声波信号接收电路、蜂鸣器电路五部分组成。单片机采用A T 8 9 C 5 1或其兼容系列[6]。单片机振荡电路使用12MHz晶振,5V Vcc电源电压。51单片机芯片、单片机振荡电路和单片机复位电路组成了单片机最小系统电路,四位数码管组成显示电路,非门74LS04芯片与超声波发射探头T-4 0-1 6组成了超声波信号发射电路;SONY公司的CX20106A芯片及外围电路和超声波接收探头R-40-16组成了超声波信号接收电路;通过单片机P1.1口通过三极管VT5驱动蜂鸣器鸣声发出超范围报警信号。本设计用AT89C51来实现对CX20106A红外接收芯片和T-40-16系列超声波转换模块的控制。单片机通过P1.0引脚经反相器来控制输出超声换能器所需的40KHz的方波信号,然后利用外中断0口监测超声波接收电路输出的返回信号,本设计将外部中断0设置为电平触发。当INT0引脚的电平由高电平变为低电平时就认为超声波已经返回并且受到回波。

3.1 超声波信号发射电路

由单片机AT89C51输出超声波换能器所需的40k Hz方波信号,然后经非门74LS04芯片反相后通过超声波信号发射探头[10]“T-40-l6”发出超声波信号。本文设计用单片机的P1.0口发出40k Hz方波信号,因为40k Hz方波的周期为1/40×10-3=25μs,本设计采用定时器T1定时12.5μs,每隔12.5μs改变一下P1.0的电平,这样即可得到40k Hz的方波信号[7]。超声波信号发射电路图如图3所示,单片机P1.0端口输出的40k Hz的方波信号一路经一级反向器后送到超声波换能器的一个电极,另一路经两级反向器后送到超声波换能器的另一个电极,用这种推拉形式将方波信号加到超声波换能器的两端,可以提高超声波的发射强度。输出端采两个反向器并联,用以提高驱动能力。上位电阻R1、R2一方面可以提高反向器74LS04输出高电平的驱动能力,另一方面可以增加超声波换能器的阻尼效果,缩短其自由振荡时间。

3.2 超声波信号接收电路

超声波的接收传感器采用与发射传感器配对的R-40-16,将由发射传感器发出的经反射后的超声波脉冲转变为微弱的交流信号,送红外检波接收集成模块CX20106A的1脚。CX20106A是日本索尼公司产品,单列直插封装、内置放大限幅、带通滤波、检波、积分、整形模块,具有选频功能,内部设计载波频率f=38k Hz,当其输入信号大于25m V时,输出端7脚由高电平跳变为低电平,将其与单片机INT0引脚相连作为单片机的扫描接收信号。单片机通过P1.0引脚经反相器来控制超声波的发送,然后单片机C P U在每个机器周期的S5P2时刻采样INT0中断源的中断请求信号,当INT0引脚的电平由高电平变为低电平时就认为超声波已经返回。计数器所计的数据就是超声波往返所用的时间,然后启动距离计算子程序。如图4所示,考虑到红外遥控常用的载波频率38k Hz与测距的超声波频率40k Hz较为接近,利用CX20106A制作超声波检测接收电路,实验证明用CX20106A接收超声波(无信号时输出高电平),具有很好的灵敏度和较强的抗干扰能力。

3.3 蜂鸣报警电路

单片机P1.1口通过三极管VT5驱动蜂鸣器鸣音,如我们在使用倒车测距应用时,根据汽车距离障碍物的位置,可以控制P1.1口产生不同频率的方波,从而通过三极管驱动蜂鸣器发出不同的声音来表示距离障碍物的远近,以提醒汽车驾驶员。此设计中当倒车时汽车距离障碍物小于5m时,P1.1口输出一定频率的方波从而驱动蜂鸣器报警提示驾驶员,当距离障碍物小于1m时,P1.1口输出更高频率的方波驱动蜂鸣器发出急促的报警信号再次提醒驾驶者。

3.4 LED显示电路

为了解决静态显示占用I/O口资源较多的问题,本超声波测距系统显示采用动态显示,如图5所示。通过单片机的P2.0、P2.1、P2.2、P2.3四个管脚的与四个三极管的基级(B极)相连,利用三极管的开关特性,驱动位码,实现数码管的点亮,从而实现动态显示。本文设计距离显示小数点位置固定,精度为0.01m。采用LED动态显示,动态扫描的频率有一定的要求。频率太低,LED将出现闪烁现象;频率太高,由于每个LED点亮的时间短,LED的亮度低,肉眼无法看清,所以一般均取几个毫秒左右为宜,这就要求在编写程序时,选通某一位LED显示的时间间隔不超过20ms,并保持延时一段时间,数据经过单片机计算处理后传到L E D上。

4 系统软件设计

本文设计的超声波测距系统软件设计主要由主程序,超声波发射子程序,超声波接受中断程序,超范围报警,距离计算子程序及显示子程序组成[5,6]。汇编语言程序具有较高的效率且容易精细计算程序运行的时间,超声波测距的程序既有较复杂的计算(计算距离时),又要求精细计算程序运行时间(超声波测距时),所以本设计系统控制程序采用汇编语言编程。

4.1 超声波测距系统主程序

主程序首先对系统环境初始化,设置定时器T0工作模式为16位的定时计数器模式[16],置位总中断允许位EA并给显示端口P0和P2清0。然后调用超声波发生子程序送出一个超声波脉冲,为避免超声波从发射器直接传送到接收器引起的直接波触发,需延迟0.1ms(这也就是测距器会有一个最小可测距离的原因)后,才打开外中断0接收返回的超声波信号。由于采用12MHz的晶振,机器周期为1μs,当主程序检测到接收成功的标志位后,将计数器T0中的数(即超声波来回所用的时间)按下式计算即可测得被测物体与测距仪之间的距离,设计时取15℃时的声速为340m/s则有:d=(C*T0)/2=170*T0/10000cm(其中T0为计数器T0的计数值),测出距离后结果将以十进制BCD码方式LED显示,然后再发超声波脉冲重复测量过程[6,7]。主流程框图如图6所示。

4.2 超声波发生子程序和超声波接收中断程序

超声波发生子程序的作用是通过P1.0端口发送3个左右的超声波信号频率约40k Hz的方波,脉冲宽度为12μs左右,同时把计数器T0打开进行计时。超声波测距系统主程序利用外中断0检测返回超声波信号,一旦接收到返回超声波信号(INT0引脚出现低电平),立即进入中断程序。进入该中断后立即关闭计时器T0停止计时,并将测距成功标志字赋值1。如果当计时器溢出时还未检测到超声波返回信号,则定时器T 0溢出中断将外中断0关闭,以表示此次测距不成功,标志字赋值2。其定时中断服务子程序和外部中断服务子程序如图7和图8所示。根据实际情况可以修改超声波发生子程序每次发送的脉冲宽度和两次测量的间隔时间,以适应不同距离的测量需要。根据所设计的电路参数和程序,由于为避免超声波从发射器直接传送到接收器引起的直接波触发,需延迟0.1 m s这样测距器会产生(0.1×10-3×340/2=0.03m)的最小可测距离;由于T0计数器的最大记数长度为216=65536个外部脉冲,本设计单片机振荡电路使用1 2 M H z晶振,所以最大测量范围为65536×10-6×340/2=11.14m,本设计显示精度为厘米,理论测量范围为:0.03m~11.14m。由于温度的影响在室温为10℃~20℃条件下能够测试0.03m~11.00m,实验数据表明,本测距系统最大绝对误差不超过2cm,实现了一种理想的非接触距离检测,在5m内测量精度较高,可作为汽车倒车测距系统。

5 结束语

本文设计的超声波测距系统能够产生超声波,实现超声波的发送与接收,从而实现利用超声波方法测量物体间的距离,并以数字的形式显示测量距离。由于此设计主要用于汽车倒车,属于短距离测距,为了使设计的超声波测距系统能在诸多长距离测量方面应用,如:井深测量,管道长度测量和声纳方面,可将测量范围进行扩展,在现有的基础上不增加任何硬件,采用计数器循环计数,将单片机的P2.4~P2.7口扩展为动。

态显示位码,测距最大可扩展到99.99m。再者,由于本设计小数点位置固定,精度位0.01m,在精度要求不高的测量场合,我们可以降低精度,这样也可以增大测量范围。本设计系统结构简单,精度较高,由于使用了很多集成电路,外围元件不是很多,系统调试不太困难,对各电子元件也无特别要求。根据测量范围要求不同,可适当调整与接收换能器并接的滤波电容C 1的大小,以获得合适的接收灵敏度和抗干扰能力,若能将超声波接收电路用金属壳屏蔽起来,则可进一步提高系统抗干扰能力。

参考文献

[1]肖质红.超声波测距仪在汽车安全系统中的应用[J].浙江万里学院学报,2007,(5):43-46.

[2]牛余鹏,成曙.基于单片机的超声测距系统[J].传感器与仪器仪表,2006,22(1):129-131.

[3]苏伟,巩壁建.超声波测距误差分析.传感器技术,2004,23(6):8-11.

[4]毛建波.压电陶瓷换能器在超声波测距仪中的应用[J].合肥工业大学学报(自然科学版)2005,28(6):696-698.

[5]赵珂.时差法超声测距仪的研制[J].测控技术,2005,24(4):77-79.

[6]徐国华.超声波测距系统的设计与实现[J].电子技术应用,1994(12):6-7.

激光测距系统对测距精度的影响篇2

脉冲式激光测距仪是利用脉冲激光器向目标发射单个激光脉冲，计数器测量激光脉冲到达目标并由目标返回到接收机的往返时间，由所进入的钟频脉冲个数来计算距离，再经处理器在显示器上显示出来。

由于大气的不均匀和非稳态特性，在工程上常把光束路径上大气的折射率用平均值n来近似，则有：R=Cm/2nf

式中：R为目标距离，C为真空中的光速（2.998×108m/s），m是时标振荡器在光往返过程的脉冲个数，n值由大气实况决定， f为振荡频率（每秒产生f个电脉冲）。

一、下面将从两个方面对测距精度进行分析

（1）晶体振荡器频率稳定度的外界影响

激光在空气中传播时，由于受介质、气压、温度、湿度的影响，晶体振荡器频率会有一定的变化，若f=30×106Hz,在测距500m时，实验中用数字频率计可测得，晶体稳定度引

起计数误差为Δm=±0.15，由此项引起的测距误差为：

ΔS振=±cΔm/2f=3×108×Δm/2×30×106=±5Δm=±0.75(m)

（2）激光脉冲宽度的影响

激光光源及雪崩光电二极管一定，放大器的带宽也是一定的，但是由于大气衰减、目标反射等影响，激光回波的光脉冲的相位、幅度就会随距离、气候条件、目标反射特性的变化而变化，即脉冲宽度随之变化，因此测距精度也会随之变化[3]。

如图1所示，曲线1为取样电脉冲，曲线2为回波电脉冲，曲线3为大目标回波电脉冲，Vi为成形单稳态电路的阈值。由图可见曲线3中的tp1要增大3ns左右，由此引起的测距误差为：

ΔS脉=1（m）

对于大目标，由图可见曲线3中的tp2测距误差要比tp1大两倍。即相当于测距误差为：

所以要提高精度，就得从减小脉冲宽度入手，要减小脉宽，理论上有很多方法可以实现，比如增加电路的工作频率、采用光学调Q技术、电光调制技术等等，如果增加电路的工作频率，会使设计成本大幅增加，并且对电路的可靠性、元件的选择都很费时间，其余二者都是大成本投入项目。因此这些思路成本很高，但采用电容充放电及快速开关技术，在精度和成本方面是一个择中方案。

二、脉冲式激光测距仪的误差消除方法

由前面误差分析可见：仪器本身的系统误差是脉冲式激光测距仪的主要误差。因此，我们从发射和接收两个方面对脉宽进行控制。

（一）发射方面采用电容充放电技术和高速开关技术对LD驱动脉冲进行脉宽控制。

（1）在脉冲激光电源中，储能电容器十分重要，它必须是漏电很小的无极性耐高压电容器。在重复频率的每一个周期里，储能电容器两端电压UC是变化的,如图2所示：

其中，再t0-t1时间内给电容器充电，再t1-t2时间内要求电容器两端电压保持不变（等于UC），而在t2-t3时间内电容器的能量迅速向负载释放。能否在短时间内将电容器充到所希望的UC值，充到UC值后又能否保持住，这是由充电电路的性能决定的。激光器电源采用恒功率充电，以保证激光器稳定可靠地以一定重复频率工作如图3所示。

通过以上分析，恒功率充电：PPO=PC，从充电开始到充电结束，吸取相同的功率，至始至终等于电容器上获得的功率。可见，恒功率充电方式是最有利的。

对放电电路的要求是在存储在储能器中的电荷如何高效率的转换成电能。放电电路的负载是LD，而放电灯的电流i和电压U遵守下述关系：U=k0|i|1/2

式中 k0——LD的电阻系数。 LD的电阻可表示为：R=k0|i|-1/2 ，放电电路由储能电容器或储能电感器一级放电开关和成形电感组成。

（2）采用高速、大电流的FET开关管作为充电电容的充放电开关，用以控制充电电容的充放电控制。通过控制电容的充放电时间，和电容所含能量相配合，来控制电流脉冲的脉宽和幅值，从而减小测距误差，但是要充分降低成本，保持精度，这就对电子器件的高可靠性和高精度提出了严峻的要求[6]。故提出了以下解决方案：

1.采用高速、大电流、高可靠性的FET,2SK2141作为开关管。

2.采用高速MOS管驱动器作为驱动FET栅极的驱动转换器，它能将CPU输出的控制

信号迅速的转换成MOS管的大电压驱动信号，从而建立起CPU与MOS管的控制的桥梁。

VMOS管驱动电路如图4所示，

该电路设计使用MMH0026作为驱动电路，其工作原理是其供电电压为12到20V，但计算机给2、4脚控制信号，该驱动芯片将把较低电平的TTL逻辑信号转换成VMOS器件所需的高电平（这和所提供的供电电压和MOS管所需驱动电压相关），从而在7、5脚上输出频率相等，幅值为12-20V的驱动控制信号。其中VMOS管是多载流子器件，当VMOS管作为闭合的开关使用时，其漏源极间的压降与电流成正比，这时的VMOS管很像一个电阻元件。另外，VMOS管是它没有二次击穿。在一定的漏源电压范围内，器件的直流安全工作区仅仅由它们的额定功耗来确定。所以，VMOS管有极好的开关特性。

（二）接收方面的时间测量主要是采取计数的方法，这里对激光主波和回波利用的是它们的前沿，而实际激光脉冲在振幅和时间上存在着两种影响测时结果的误差因素。

一是由于回波幅度不同而引起的触发不稳，不同目标所反射的回波强弱不一样，回波脉冲又不是严格的方波，其前沿有一定的倾斜，即使后面有非常精确的测时电路也不能改善测时精度，减少这种误差影响的方法有恒比定时触发技术。

另一种因素是计数量化误差。要减小计时量化误差，最直接的办法就是提高计数脉冲频率，但它的提高也受到各种因素的限制，如，若需要计数量化误差所限制的测距精度是0.1米，就要求计数脉冲频率达1500兆赫兹。所以，通过一定的方法实时的测量出每一轮计数过程中的计数量化误差，再用它对计数结果进行修正即可得到比较精确的测时结果。

采用模数转换技术来减少计数量化误差是一种有效的方法。采用模数转换技术实现时间测量的原理框图5所示。

如图6所示为发射主波、接受主波和计数时钟的关系图，主波较第一个计数脉冲早到T1时间,为了实时地测量计数量化误差T1，必须将时间间隔T1变换为电信号。让主波前沿作为起始触发，启动一阶跃恒流源I给电容C充电，恒流源内阻为R，则电容C上的电压:

然后，由第一个有效计数脉冲的前沿控制停止对电容充电，电容充电就停止增加，假设此时的电压为VC，这一刻相对于VC=0时的时延是T1，在以下的分析中将以T代表T1或T2，则电压：

结论:在发射系统中采用电容充放电技术和高速开关技术对LD驱动脉冲进行脉宽控制，在接收系统中采用模数转换技术，能够大大提高测距精度。

参考文献：

[1]张以谨，应用光学，机械工业出版社，1983.

[2]王化祥等，传感器原理及应用，天津大学出版社，2002.

[3]戴炳明等，脉冲激光测距机的测距误差分析，激光技术，1999.2，

[4]胡以华，魏庆农，“采用模数转换技术提高脉冲激光测距的测时精度”，激光技术，Vol.21,No.3,pp.189-192,June,1997.

[5]王永仲，“现在军用光学技术”，科技出版社，2003年3月。

[6] 戴永江，“激光雷达原理”，国防工业出版社，2002年1月。

[7]黄德修，刘雪峰，“半导体激光器及其应用”，国防工业出版社，1999年5月。

（周晶，长春大学理学院，副教授，硕士研究生。主要从事物理教育学及激光工作。）

责编／张新兴

自动测距篇3

基于分布参数的双端数据不同步测距算法中,目前提出的测距算法主要有电压趋势法、拟牛顿迭代法等。这些算法除了计算量大,还存在伪根的判别问题。文献[2]和文献[3]采用搜索法求故障点,这种算法易于实现,但是测距精度受迭代步长的影响,要想得到较高精度必须进行大量的计算,而且可能搜索到伪根。文献[2]是在假定只有一个根的情况下进行搜索。文献[3]采用故障点电压最低的方法来去除伪根。文献[4]利用故障时线电压分布曲线最多由两条单调方向不同的曲线组成的特点采用二分法或弦截法确定故障点,但是必须先确定沿线电压的单调区间,再利用故障点电压比边界电压低的原理来去除伪根。文献[5]则是将求得的双根通过判断是否处于单调递减区间的方法来去除伪根。文献[6,7,8,9]提出的拟牛顿法、参数估计法等是基于求解非线性方程组的迭代算法,算法实现相对复杂,计算量大。文献[10]使用Powell法求解故障点,这种方法可用于求解一般无约束优化问题,但是需要证明全线路上只有一个点满足电压幅值相等的条件。

1 基本原理

双端电源输电线路的故障示意图如图1所示。根据输电线路分布参数模型,设线路单位长度的阻抗为z=r+jωL,并联导纳为y=g+jωC,则线路的传播系数为,特性阻抗为。

在图1所示的双端电源输电线路中,当线路上F点发生故障时,以线路两端的电压、电流作为边界条件,根据均匀传输线方程,且故障点的电压可以表示为:

式(1,2)中:分别为M端的电压和电流;为N端的电压和电流;是从M端电气量推算得到的故障点电压;是从N端电气量推算得到的故障点电压;l是线路全长;x是M端到故障点F的距离。显然有:

式(3)中:θ为两端数据采样的不同步角度。

理论上两端数据不同步只影响正弦信号的相位,而不影响其幅值,因此用两端数据测得的故障点F的电压幅值应该相等。即:

将式(1)和式(2)代入式(4),可得:

由于线路参数和电气量均可以得到,因此求解式(5)就可以得到故障点位置x。

必须指出,在实际电力系统中,输电线路为三相线路,相互之间存在互感,因而不能直接应用上面的算法。对于均匀换位的三相线路,用对称分量法可以直接解耦,因此以上参与计算的参数和变量均应为经过相应相模变换去耦后得到的参数和变量。

2 电压沿线分布曲线分析

对故障点F的电压幅值变化趋势进行分析由式(1)可以得到:

根据复数性质,令,则得到:

在高压输电线路中可近似认为:

将式(8)代入式(7),可以得到:

式(9)右边可以看成是2个向量的和,其矢量图如图2所示。

当向量绕着圆O顺时针方向旋转时,故障电压的轨迹绕着圆O'作顺时针旋转,它的最大值是,最小值是,显然沿线推导出的故障电压幅值变化趋势不是单调的。

如果令,将它们代入式(9),则得到:

对式(10)两边求模值的平方可以得到:

显然是个余弦函数,的电压分布情况如图3所示。

当时完成一个周期,因此,其周期为:

在高压输电线路中,L的数量级是m H,而C的数量级是n F,代入式(12)中可以得到:。

从式(12)可以看到,线电压幅值沿线变化周期可达数千公里,而实际交流高压输电线路的长度最大也就是几百公里,其长度不超过输电线路沿线电压变化周期的一半,基于这一推导可知,对于从一端推导出来的沿线线电压幅值,只有2种情况,要么是单调曲线;要么是包含两段曲线,一段单调下降,另一段单调上升。

3 新型测距算法

通过分析图3和结合实际的仿真情况可以知道,输电线路上发生故障时故障电压沿线分布可能存在4种情况:

(1)两侧电压分布都具有单调性,它们只有一个交点,如图4(a)所示;

(2)两侧电压一个具有单调性,另一个存在极值点,并且在全线范围内可能存在2个交点,如图4(b)所示;

(3)两侧电压各有1个极值点,且在全线范围内可能存在1个交点,如图4(c)所示;

(4)两侧电压各有1个极值点,且在全线范围内可能存在2个交点,如图4(d)所示。

根据故障点电压幅值最小的原理来识别伪根,从图4中可以看出,由于故障点电压最低,因此真根是分别从两端看过去电压幅值都是处于递减的方向,如图4(b)和图4(d)中的F1点。而伪根则是从一端看过去是电压幅值处于递增的方向,如图4(b)中的F2点,虽然从N端看过去是电压递减方向,但从M端看过去电压却处于递增方向;又如图4(d)中的F2点,从M端看过去电压处于递减方向,但从N端看过去却是处于递增方向,因此它们是伪根。

采用二分法搜索时,首先要保证搜索能进入真根存在的区域,即进入从两端看过去都是电压幅值递减的区域。观察伪根,则是其中一侧电压幅值曲线过了极值点后处于递增的趋势与另一侧电压幅值曲线的交点。考虑到沿线电压幅值变化趋势最多只有两段,提出新的二分搜索方法:

(1)如果M侧电压幅值处于递增趋势,而N侧电压幅值处于递减趋势,则向M侧搜索;

(2)如果N侧电压幅值处于递增趋势,而M侧电压幅值处于递减趋势,则向N侧搜索;

(3)两侧电压幅值曲线都处于递减区域后,通过比较两侧进行二分搜索,即如果,则向N侧搜索,反之若是,则向M侧搜索。

4 算法的实现

在判断故障电压沿线分布趋势时,可以采取对故障电压求导数的方法,将式(1)和式(2)对故障距离x求导得到:

对于实数函数,如果其导数为正,则表示函数是上升的,如果其导数为负,则表示函数是下降的。但是这里都是复数,无法简单利用导数的正负来判断其上升下降趋势。考虑到都是向量,并且有:

根据式(15),当的夹角小于90°时,

处于上升的趋势;当的夹角大于90°时,处于下降的趋势;当的夹角等于90°时,

处于极值点。算法流程图如图5所示。

设线路全长为l,搜索区间[a,b]的初始值a=0,b=l,取中点,求出coshγx,sinhγx,coshγ(l-x),sinhγ(l-x),代入式(1)、式(2)、式(13)和式(14),求出,然后求出其夹角,如果并且,则向M侧方向搜索,即令b=x;如果并且,则向N侧方向搜索,即令a=x;当并且时,如果有,则向N侧方向搜索,反之如果,则向M侧方向搜索。这样每次迭代搜索区间[a,b]都折半,再取进行下次迭代,当时或者迭代次数大于给定次数时,搜索过程结束,此时得到的x即为故障点的位置。

考虑到在高阻接地故障时,故障点电压变化不大,由于负荷电流和电容电流的影响,甚至可能出现故障点的正序电压比线路某一端的正序电压高的情况,因此对于高阻接地故障采用负序电压来进行二分搜索。因为故障点负序电压最高,利用负序电压搜索时,真根存在于从两侧看过去负序电压幅值都是递增的区域。

算法需要的数据为线路总长度、线路的波阻抗及传播系数、本侧及对侧故障后的电压电流向量。

本算法简明且容易实现,无需求解复杂的长线方程,通过二分搜索能很快得到故障点位置,迭代次数很少,计算量非常小,而且在搜索过程中利用两端电压趋势自动进行伪根识别,解决了计算量和伪根识别之间的矛盾,因此具有很高的实用价值。

5 仿真结果

采用PSCAD进行仿真试验,系统接线图如图6所示。

正序参数r1+jw L1=0.023 17+j0.287Ω/km,C1=0.014 04μF/km;零序参数r0+jw L0=0.208 9+j0.838Ω/km,C0=0.008 43μF/km,线路全长400 km,电压等级500 k V,采样频率1200 Hz。

故障点分别取线路始端、线路中点和线路末端,两侧不同步角度分别为0°,30°,60°,-30°和-60°,单相故障过渡电阻分别取100Ω和300Ω,仿真结果如表1所示。

表1给出了不同故障类型下各种不同步角度对测距结果的影响,从表1可知最大测距误差为0.98 km,最大相对误差<0.25%。

表2给出了单相经高阻接地时各种不同步角度对测距结果的影响,这里高阻取100Ω和300Ω2种情况,从表2可知最大测距误差为2.49 km,最大相对误差<0.62%。这里要注意单相高阻接地时采用负序电压进行二分搜索。

从表1和表2可知,该算法在两侧角度不同步时测距结果具有较高的精度,可以克服高阻接地的影响,而且迭代次数很少,完全可以满足工程的需要。

6 实例验证

为了验证算法的准确性和有效性,采用福建电网的一次实际故障录波数据进行验证,故障信息及系统相关参数:故障描述为东莆Ⅰ路B相故障,线路长度为97.480 km,电压等级为500 k V,故障巡线结果为距东台侧61.335 km,录波频率为1200 Hz。实际故障波形如图7所示。采用微机保护装置里面的录波波形,采样频率是1200 Hz,取两侧保护装置的启动时刻作为基准时刻,采用启动后1周波的数据进行计算,设置两侧采样点分别相差0个点、2个点和4个点,即两侧不同步角度分别为0°,30°,60°,-30°和-60°,得到测距结果,如表3所示。

各种不同步角度下的测距结果如表3所示。从表3可知,最大绝对误差是1.898 km,最大相对误差是1.95%,故障点电压模值比较的取值精度为0.001 V(二次值)。

由此可见,在实际应用过程中,两侧的数据只需以启动时刻作为基准对齐就可以了,计算得到的测距结果是令人满意的。但在实际应用时,其精度受到现场各种因数的影响。

(1)参数的准确性,即使采用输电线路分布参数模型,由于受到环境的影响,与实际线路当前参数相比也会存在一定的误差,这些误差包括线路阻抗的误差、线路容抗的误差以及线路不完全换位造成的误差等,从而给测距精度带来一定的影响。

(2)滤波的效果,本算法中比较的是电压幅值,但它只适用于正弦模型,如果不能很好地滤除非周期分量和高次谐波,将会影响测距精度。

(3)现场的TV,TA精度及装置硬件的影响。

7 结束语

本文提出的测距算法采用线路的分布参数模型,根据故障点电压相等的原理来确定故障点的位置,算法无需线路两端数据同步,不受过渡电阻的影响,需要的传输的数据量小,在迭代过程中根据故障点电压变化趋势自动进行伪根的识别,迭代次数少,计算量小,解决了迭代次数和伪根之间的矛盾。仿真结果表明有很高的精度,具有较强的实用性。按照本算法编制的功能模块目前已应用在南瑞继保开发的福建省调综合故障分析诊断系统中,取得了良好的效果。

参考文献

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高压输电线路故障测距方法对比篇4

【关键词】高压输电线路；故障测距；行波法；故障分析法

0.引言

高压输电线路的准确故障测距是从技术上保证电网安全、稳定和经济运行的重要措施之一，具有巨大的社会经济效益。输电线路故障测距按采用的线路模型、测距原理、被测量与测量设备等的不同有多种分类方法。根据测距原理分为阻抗法、故障分析法、行波法、双端行波故障测距法。

1.对输电线路故障测距的基本要求

1.1准确性

是对故障测距最重要的要求，没有足够的准确性就意味着测距失效。提高测距精度，应考虑故障点的过渡电阻、线路两侧的系统阻抗、线路的分布电容、线路不对称以及线路参数不准确等因素的影响。其中，过渡电阻的存在对采用单端电气量实现测距的装置会带来很大误差，因此，消除过渡电阻对测距的影响一直是值得注意的问题；电力系统所给定的系统阻抗很难与发生故障时的实际情况相一致，也会引起误差；而忽略线路的分布电容，采用集中参数模型来代替分布参数模型时，对长线路而言会产生较大误差；输电线路的参数由其结构决定，各相的自感、互感各不相同，对不换位线路而言会出现误差，应寻求更准确的计算方法；当线路参数的实际测量值不准确时，也会导致测距出现误差。

1.2可靠性

主要是指测距系统的不误动和不拒动。其中，不误动是指在输电线路发生故障或系统遇到各种干扰时，测距系统不会错误地发出测距指示信号；不拒动是当输电线路发生各种可能的永久性或瞬时性故障时，测距系统应能正确地动作，并给出正确的测距结果。

1.3经济性

测距系统应有较高的性价比，力求功能越来越完善，但成本越来越低。

1.4方便性

测距系统应便于调试和使用，并能在输电线路发生故障时自动给出测距结果。

2.高压输电线路故障精确测距原理应用

高压输电线路故障精确测距原理按采用的线路模型、测距原理、被测量与测量设备的不同，故障测距可以有多种分类方法，迄今为止，高压输电线故障测距按原理主要分为两大类，一是行波法，二是故障分析法（又称阻抗法）。

行波故障测距法是根据行波传输理论来实现输电线路故障测距的方法，建立在下述基础之上，即行波在输电线路上有固定的传播速度（约等于光速）。根据这一特点，测量和记录线路故障时由故障点产生的行波到达母线的时间实现精确故障测距。行波法的特点是利用故障暂态行波的传送性质进行测距，较好地反映了故障发生时输电线路的实际情况，在原理上无疑是正确的。在系统运行方式确定，线路参数已知的条件下，当线路某处发生故障时线路两端的电压和电流均为故障距离的函数。故障分析法主要是利用线路故障时测量的工频电压、电流信号，通过分析和计算求出故障点的距离。

随着电力系统自动化水平的提高和通信技术的发展，相继提出了双端或多端测距方法。双端法利用了线路两端的电气量来进行故障測距，因此这类方法利用的信息比单端法多了一倍，其测距方程是确定性的、冗余的，在原理上可以实现精确故障测距，只是需要双端信息传递。

3.不同故障测距方法对比

3.1阻抗法

阻抗法是根据故障时测量到的电压、电流量而计算出故障回路的阻抗，其前提是忽略线路的分布电容和漏电导。由于线路长度和阻抗成正比，因此可以求出由测距点到故障点的距离。

若从数据来源的角度划分，故障测距的方法可分为两大类：双端测距法和单端测距法。双端故障测距法是利用输电线路两端的电压和电流数据确定输电线路故障位置的方法。目前，许多故障测距装置采用双端数据的故障测距方法，由于需要将输电线路两端的数据放在一起，因此，此种方法需要较多的设备来传送数据，就我国目前的经济和技术水平而言，在许多地方还很难采用该方法。单端测距法是仅利用输电线路一端的电压、电流数据确定输电线路故障位置的一种方法。该方法仅需要一端数据，所以设备的费用可大大降低。单端测距法的数据量比双端测距法少且不需远距离传送，除了保证测距精度外，测距的可靠性增加。引起单端测距误差的主要因素是故障过渡电阻。当对端系统参数给定时，可以完全消除故障过渡电阻的影响；当对端参数变化时，一般故障过渡电阻越大，测距误差也越大。

3.2行波法

行波故障测距法可分为：（1）A型，由行波波速与故障点产生的行波在故障点至测量端间往返的时间乘积来测距定位；（2）B型，利用通信通道获得故障点行波到达两端的时间差与波速乘积来测距定位；（3）C型，通过在发生故障的输电线路的某一边发出直流或高频脉冲，计算脉冲在故障点与发出端来回的时间来测距定位；（4）D型，利用故障产生的暂态初始行波浪涌到达线路两端测量点的时间之差计算故障点到两端测量点之间的距离[2]。简单来说，行波法就是根据行波初始波头到达两侧母线的时间差，或行波到达母线后反射到故障点，再从故障点反射到达母线的时间差来进行测距的一种算法。行波法的优点在于不受系统运行方式变化和过渡电阻的影响，但如果线路故障时刻只有很小的电压初相角（在0左右），产生的故障行波将会很不明显乃至于检测不到，最终无法测距定位故障点。

3.3故障分析法

根据系统在运行方式确定和线路参数己知的条件下，输电线路故障时测量装置处的电压和电流是故障距离的函数，利用故障录波记录的故障数据建立电压、电流回路方程，通过分析计算得出故障距离。

利用单端数据的故障分析法包括阻抗法、电压法和解方程法。阻抗法，是利用故障时在线路一端测到的电压、电流计算出故障回路的阻抗，其与测量点到故障点的距离成正比从而求出故障距离。解方程法是根据输电线路参数和系统模型，利用测距点的电压、电流，用解方程的方法直接求出故障点的距离。

3.4双端行波故障测距法

目前在电力输电线路上使用的测距方法有阻抗法、故障分析法和行波测距法。由于阻抗法易受过渡电阻等因素的影响，测距误差较大；故障分析法虽然精度高，但需要通讯联系，同时两侧要同步采样才能实现。利用行波理论实现测距，具有测距准确可靠且经济方便，己被应用在电力系统输电线路故障测距中。行波测距分为单端测距和双端测距。单端测距是利用故障点传向母线第一行波与故障点的反射行波之间的时间差计算故障位置。

由于，行波在各个一次设备、各条线路的连接处的反射、折射和衰减，使得故障点反射行波波头的辨识变得复杂。双端测距是利用故障产生的初始行波第一波头到达线路两端的时刻进行计算，只须捕捉行波第一波头，不用考虑行波的反射和折射，行波波头的幅值点也就是信号的奇异点，易于通过小波变换获取该点对应的时刻，因此双端测距比单端测距精度高。

4.结语

自动测距篇5

随着通信技术、嵌入式计算技术和传感器技术的发展, 具有感知能力、计算能力和通信能力的微型传感器开始在世界范围内出现。作为一种全新的技术, 无线传感器网络向科技工作者提出了许多具有挑战性的研究课题, 而定位就是其中之一[1], 定位是大多数应用 (特别是军事应用) 的基础。

在对现有无线传感器自定位算法进行分析研究的基础上, 针对众多的定位算法对锚节点依赖性强的缺点, 本研究提出一种基于低成本的混合定位算法, 由传感器节点通过少量基站获取位置信息的方案, 包括基于测距和基于非测距[2]两种方法。通过仿真实验及性能分析, 有效地提高节点的定位精度, 降低成本, 以进一步提高网络的覆盖率。

1 混合定位算法描述

在本研究提出的定位算法中的基于测距的定位过程中, 未知节点通过信号强度测距法 (RSSI) 估计其和基站间的距离, 然后利用加权质心算法计算出自己的位置。对于处于测距范围之外的节点, 则采用多跳测距的定位法, 通过计算跳数来确定节点位置。混合定位法的一个关键问题是如何确定哪些节点是通过测距法来定位, 哪些节点又是通过非测距的方法定位, 如果控制不当, 网络节点不能选择合适的定位方法, 会造成节点定位和组网失败。混合定位法流程如图1所示。

在采用混合定位机制的传感器网络中, 各节点均可选择采取两种定位方式中的哪一种, 选择何种定位方式取决于节点被抛撒到目的地后的地理位置。节点首先启动延时触发器, 在第一个触发时间到来时, 所有节点启动基于测距的定位程序, 此时节点保持对基站测距信号的侦听状态, 如果收到基站测距信号则启动基于测距的定位程序。如果在约定的时间段内由于地理环境因素的影响不能收到基站测距信号, 则需要进行二次定位, 即启动基于非测距的定位程序。二次定位的一个限定条件是:在发动第二次定位之前必须要有足够的时间延迟, 以确保处于基于测距定位边缘的节点 (与基于非测距的定位节点相邻的节点) 位置已经确定, 否则, 基于非测距定位过程将会因为找不到已定位节点而失败。

1.1 基于测距的定位实现

算法测距定位部分的实现主要基于RSSI测距方法[3,4,5], 传感器节点通过获得基站发射的信号强度来测得未知节点与基站之间的距离, 当节点获得基站的距离数据后, 就可采用加权质心定位算法计算出节点的估计位置。不同之处在于基站的选择方式上, 一个未知节点可能收到n个基站的信号, 应当采用RSSI值大的前几个基站进行定位计算。在保证参与定位计算的基站数大于4个的情况下, 可以将距离大于一定距离的基站去除, 以免造成定位误差扩大。算法流程如图2所示。

1.2 基于非测距的定位实现

DV-Hop算法[6]虽然不需要进行节点之间的距离测量, 节点本身也不需任何附加硬件支持, 但是该算法存在一些不足之处。文献[7]中给出了一个示例。DV-Hop算法平均每跳距离的获得直接影响到最后节点定位误差的大小, 同时DV-Hop算法中节点的通信量也很大。

本研究对其进行了改进, 在基于非测距的定位实现中采取改进的DV-Hop算法。不同于DV-Hop算法的是, 节点定位不是从已定位节点开始, 而是由未定位节点向网络广播查找已定位节点的信标, 收到信标的非定位节点记录此广播的发布节点, 继续转发此信标, 直至找到已定位节点。为了减少网络的通信量和降低节点的能源损耗, 本研究采取了可控洪泛方式向网络广播信标, 收到信标的节点先查询是否已接收过此节点信息, 如已有此节点记录, 则丢弃此信标信息, 不再转发;反之, 非定位节点记录下此广播信息的发布节点, 继续转发, 已定位节点则返回应答信息。经过一段时间的信标转发过程, 所有与边缘区域相邻的已定位节点均会收到一个或多个查找已定位节点的信标。已定位节点对定位请求作出应答, 应答信号中包含已定位节点位置和网络平均每跳距离, 每个未定位节点在收到3个以上已定位节点的应答信号后就可对自身定位, 确定自身位置后, 标记自己为已定位节点, 然后再对未定位节点作出应答。

基于不测距定位示意图如图3所示, 在图中处于阴影区域的节点 (F、G、H) 是已经通过测距定位过程获知自身位置的节点, 在阴影区域外的节点A、B、C、D、E是需进行非测距定位的节点。节点F、G、H收到节点D、E的定位请求后, 向D、E发送携带自身位置和平均每跳距离的应答信号, 节点D、E接收到F、G、H的信息后, 即可计算自身到每个已定位节点的距离, 通过三边测量法计算自己的估计位置。以此类推, 在D与E的位置确定之后, 可继续对D、E外围节点进行定位[8]。

2 仿真实验及性能分析

为了检验和比较本算法的性能, 本研究选用Matlab为仿真软件, 对所提出的定位算法进行仿真实验, 主要考察定位精度, 即定位精度、测距误差和基站比例的关系。

2.1 仿真模型

为了使仿真结果更加接近真实, 仿真分析的网络模型设计如下:

(1) 传感器节点分布图如图4所示, 所有的传感器节点及基站都随机分布 100×100的正方形区域内, 网络规模为100个节点, 通信半径为10及网络平均连通度为10。

(2) 每次仿真前, 根据参数 (基站数目、测距噪声和网络平均连通度等) 随机生成一个网络拓扑, 节点的位置随机生成, 服从均匀分布。

(3) 基站生成使用平均分布并在所有节点中随机选择, 基站的数目不少于4, 每个基站均含有自身的ID号和位置信息, 所有节点均具有计算能力和测距能力, RSSI测距误差服从正态分布。

(4) 每次仿真都选择不同的随机数种子。

(5) 在每种不同的条件下各仿真100次, 每次仿真结束后都输出一些数据, 如平均定位误差 (不包括未实现定位的节点) , 最后分别对不同条件下的结果进行平均。

2.2 仿真结果

在仿真研究中, 将Error作为定位误差大小的评价标准, Error计算公式定义如下:

$E r r o r = \frac{\sum_{i = 1}^{Ν} \sqrt{(X_{i} - X_{r_{i}})^{2} + (Y_{i} - Y_{r_{i}})^{2}}}{Ν}$ (1)

式中 (Xi, Yi) , (Xri, Yri) —未知节点的估计位置、实际位置。

为便于比较, 所有的定位误差均转换为以节点的信号传播半径R为单位的值。

在100个传感器节点、10个基站、20%R测距误差条件下三边测量法和混合定位法计算结果, 如图5、图6所示。

在仿真中, 笔者主要研究了测距误差、基站数对节点定位误差的影响。

2.2.1 测距误差对定位算法性能的影响比较

在测距误差为5%R、10%R、20%R、30%R、40%R、50%R和60%R、网络平均连通度为10以及10个基站的条件下, 分别对三边测量法和混合定位算法进行100次仿真, 共2×6×100=1 200次, 比较测距误差对两种算法定位精度的影响情况, 仿真结果如图7所示。

从图7和表1中可以看出当基站为10个和测距误差为5%R时, 混合定位算法定位估计平均误差为4%R, 而三边测量法平均定位误差为10%R, 上述仿真数据表明与三边测量法相比较, 混合定位算法节点位置估计精确度明显提高, 估计误差的传播和累积得到了有效的抑制和控制, 而且得到了相对比较理想的定位效果。

2.2.2 基站数变化对定位误差的影响

该仿真分析了基站数变化对定位误差的影响, 在测距误差为30%和网络平均连通度为10的前提下, 基站密度分别设定为3%、4%、6%、8%、10%、12%、14%、16%, 分别再对三边测量法和混合定位算法进行100次仿真, 共2×8×100=1 600次, 比较不同基站密度对两种算法定位精度的影响情况, 仿真结果如图8所示。

从图8和表2可知, 随着基站数增加, 平均定位误差Error均减小, 当到达某一值时, 平均定位误差趋于稳定。但是不同的算法具有不同的临界点, 对于三边测量法, 当基站数小于13时, 其误差缓慢减小, 当基站数大于等于13时, 其误差依然有波动。而本算法的转变点是9, 而且, 当基站数大于8时, 其误差值小且相当稳定。这意味着本算法可明显降低网络对基站数目要求, 降低成本, 而且, 该算法可明显提高节点定位精度。当基站不规则布置时, 仿真也能得到类似的结论。显然, 节点定位精度的提高归因于混合定位算法。

3 结束语

为提高定位系统的适应能力, 笔者提出了基于低成本的混合定位算法, 此算法可以在保证节点定位精度的前提下, 根据需要动态地调整定位算法。在基于测距过程中, 采用了基于RSSI的加权质心定位算法, 保证了定位精度。在基于非测距过程中, 通过对DV-HOP算法的改进, 进一步提高了无线传感器网络的覆盖率。仿真结论表明:与三边测量法相比, 此算法能明显改善定位精度, 而且该算法对于基站不规则布置也同样具有较高的定位精度。由于定位时未知节点只需被动地获得基站的位置信息, 具有较低的通信开销, 有利于节点能量的高效利用。

摘要：在对现有无线传感器自定位算法进行分析研究的基础上, 针对众多的定位算法对锚节点依赖性强的缺点, 提出了一种基于低成本的混合定位算法, 传感器节点通过少量基站获取位置信息, 结合基于测距和基于不测距的两种方法来对节点进行定位。仿真实验及性能分析结果表明, 该算法能有效提高节点的定位精度, 降低了成本, 进一步提高了网络的覆盖率。

关键词：混合定位,无线传感网络,测距,非测距

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自动测距篇6

我国是世界上盲人最多的国家, 约有900万视力残疾者, 占全世界的盲人总数的1 5左右, 每年会新增盲人45万, 即约每分钟增加一人[1,2,3,4]。完全失明的盲人, 在行动引导方面遇到了很大的困难。传统的手杖无法及时地告知盲人前方障碍物的具体位置。因此, 一种廉价实用的智能导盲器的意义重大。

本文设计了一种以超声波测距和PSD红外测距为核心的智能语音导盲器。利用STC12C5A60S2单片机循环采样, ISD1700语音芯片作语音提示, 实现导盲提示的功能。本设计着重于解决使用者对前方障碍物的感知, 因此本设计的超声波探测器探测方向, 随使用者头部指向变化而变化, 与使用者头部指向完全一致, 且探测距离为5 m。通过耳机向使用者报数, 精确到百分位, 实现方向与距离的精确指示。

1 系统结构

如图1所示本设计由探测, 处理, 提示3大部分组成。其中探测模块由中央探测和侧翼探测2个部分组成, 探测模块所输出的信号发送给STC12C5A60S2单片机, 通过A/D转换、判别并通过语音芯片和震动器作距离提示。

2 探测模块

本设计中央探测模块使用超声波探测, 其测距原理为超声波装置发射超声波并接受反射回波, 通过两者时间差t, 利用公式d=v0t 2计算距离, d为超声波发射装置与障碍物的距离;v0为声波在介质中传播的速率 (v0=331.45×1+T 273.15m/s, T为摄氏温度) [2]。探测范围可达4~500 cm, 探测角约为30° (见图3) , 分辨率达1 cm, 误差少于1%, 探测距离以数字量的形式通过TTL模式和单片机通信, 因此完全可以满足探测精度。探测范围如图2所示。

本设计侧翼探测模块使用红外测距传感器探测。该探测器采用三角测量原理 (如图2所示) , 可以测得装置到障碍物的距离 (20~150 cm) , 探测角15° (见图3) , 距离以模拟量输出, 经单片机A/D转换后, 根据需要设置多重范围报警。本设计的3个探测器将分别负责3个方向的探测, 角度设置如图3所示。

中间的探测器指向正前方, 左右两边的探测器中线各与中线成90°角, 这样就可以组成一个可以探测前半球180°的模组。

红外测距传感器三角测量原理[5,6]:激光三角法测距的基本原理是基于平面三角几何[8,9]。其方法是让一束激光经发射透镜准直后照射到被测物体表面上, 由物体表面散射的光线通过接收透镜会聚到高分辨率的光电检测器件上, 形成一个散射光斑, 该散射光斑的中心位置由传感器与被测物体表面之间的距离决定。而光电检测器件输出的电信号与光斑的中心位置有关。因此, 通过对光电检测器件输出的电信号进行运算处理就可获得传感器与被测物体表面之间的距离信息。为了达到精确的聚焦, 发射光束和光电检测器件受光面以及接收透镜平面必须相交于一点。

红外发射器按照一定的角度发射红外光束, 当遇到物体以后, 光束会反射回来, 测量示意图如图4所示。反射回来的红外光线被光感应板检测到以后, 会获得一个偏移值L, 利用三角关系, 在知道了发射角度α, 偏移距L, 中心矩X, 以及滤镜的焦距f以后, 传感器到物体的距离D就可以通过几何关系D=f X L计算出来了。当距离D足够小时, L值会相当的大, 超过光感应板的探测范围, 这时, 虽然物体很近, 但是传感器反而看不到了。当物体的距离D很大时, L值就会很小, 这时光感应板能否分辨出这个很小的L成为关键, 也就是说光感应板的分辨率决定能不能获得足够精确的L值。要检测越是远的物体, 光感应板的分辨率要求就越高。

3 信号处理模块

本设计选用了自带A/D转换的STC12C5A60S2单片机作为主控模块, 与ISD1700语音芯片通过SPI数据总线连接和通信[7], 如图5所示, 振动电路如图6所示。单片机通过SPI总线直接控制ISD1700语音芯片, 输出预先录制好的语音片段。

本设计单片机的处理流程图如图7所示。

如图7探测模式如下, 探测器模组将以中左右依次探测及报警。由于超声波所测距离很短, 红外探测器发射和接收信号时间极短, 单片机时钟频率也有12 MHz, 其探测延时极短, 因此, 这种执行方式对人判别障碍物没有影响。

4 声音报警模块

本设计的报警提示将以一定时间间隔以振动频率/语音连续提示。超声波测距器所探测到的距离将以语音的方式提示使用者, 形式为X.XX m, 精确到百分位。红外探头则将20~150 cm分为两段, 即20~70 cm和70~150 cm。第1个区间震动器将在1 s内振3次, 第2个区间在1 s内振1次以分清距离, 如图8所示。

5 系统工作过程简述

系统的简略图如图9所示。如图5所示, IR、US分别为红外探测器和超声波探测器。分别负责左、中、右的探测。IR根据所探测的距离输出相应模拟量, 距离与信号大小对应关系如图10所示。

如图5所示, 负责正中间探测的超声波探测器探测距离为4~500 cm, 单片机的P10 (RXD) , P11 (TXD) 与超声波探测器的TXD, RXD相接并通过这两个端口通信。超声波探测器 (Ultrasonic) 将数据输入单片机, 单片机进行判别后, 通过P2.4~P2.8的SPI总线接口发送指令给语音芯片, 语音芯片根据接收到的指令将预先录制好的语音 (一、……九、零、米、前方距离) 按照一定排序输出到耳机 (以X.XX m的方式, 精确到百分位) , 提示使用者。另外, 还可以通过自定义键, 令语音芯片播放当前温度的语音。

负责左右两边的红外探头 (IR Sensor) 探测范围20~150 cm, 其信号线与单片机的P1.0, P1.1相连, 红外探头所探测到的距离以模拟量输出, 经单片机内部A/D转换后判别, 并输出相应脉冲给P0.0, P0.1口, 使三极管导通, 从而使振动器振动 (图6) 。

如图5所示, 语音芯片的P4~P7口接收到单片机指令后, 将相应语音按一定排序, 通过P17 AUX端口输出到耳机, 实现语音提示。

6 系统测试

首先, 对硬件电路进行电气检查, 排除电路出现短路等故障发生的可能性;其次, 首先进行仿真测试, 超声波探测器通过RS 232接口连接到电脑 (见图11) , 利用专用软件, 进行软件测试, 如图12, 图13所示。;最后进行实际测试。

(1) 测试报警系统能否实现预期功能

测试环境:白天实验室内, 温度约30℃。首先, 烧入以5 s为一个循环的单片机程序。经测试, 系统首先以语音报出“前方距离X.XX m”, 而后左右振动器依次按所测距离震动, 以5 s为一个循环, 不断间断地报数/振动作提示。

其次, 烧入另一组程序, 通过两个不同的自定义键, 实现语音报数, 例如:“前方距离3.74 m”, “29.74℃”, 实现预期功能。

(2) 报警系统工作的稳定性

系统连续开机2 h, 每隔15 min, 检查系统一次, 系统长时间开机后仍能正常工作。

7 结论与展望

本设计实现了多重距离探测, 多向距离探测和多重报警语音提示的功能。在设计过程中, 坚持小型、快速、实用、智能的思想, 尽可能地实现更多的功能。为此, 选定探测距离为4~500 cm的超声波探头和20~150 cm的红外探头做多重距离提示。

目前国内外的导盲器都是采用比较成熟的超声波测障, 而更人性化的导盲器会具有图像处理系统或者GPS定位系统。本设计在正面探测仍采用成熟的超声波, 并以一定向下的倾角, 探测地上障碍物, 作为取代导盲杖的一种尝试。用红外探头作左右两边的探测, 使装置成本大幅下降, 且体积小功耗低。本装置成本合理, 而具有图像处理系统或者GPS定位系统的导盲器价格很高。因此本设计有一定实用价值。

参考文献

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[8]朱尚明, 葛运建.激光三角法测距传感器的设计与实现[J].自动化仪表, 1998 (12) :10-12.

基于相关计算的声波测距实验设计* 篇7

关键词声波;测距;实验设计

中图分类号：G642.423 文献标识码：B

文章编号：1671-489X（2014）24-0151-02

Design of Acoustic Distance Measurement based on Correlation Method//Umut Yunus， Mijit Ablimit， Kurban Ubul

Abstract Experimental teaching is important for electronic and information majors. Through the theory combined with the application， we can greatly improve the student’s interest in learning， and to deepen the understanding of theoretical knowledge. Here， we design an acoustic distance measurement experiment based on correlation method by using computer， amplifier and microphone. Also， introduce the experimental design and commissioning process. This experiment not only can meet the need of teaching but also can be used in simple exploit.

Key words acoustic; distance measurement; experimental design

在电子信息专业的教学过程中，经常遇到互相关计算的概念。互相关函数在工程中具有重要的应用价值，主要应用在定位、测速、同步等领域[1-3]。在讲到相关计算时，经常举例说明相关计算在雷达监测[1]、GPS定位系统中的应用[4]，发现学生对这些应用很感兴趣。但是，因为没有实验，教学只限于书本和黑板。在教学过程中提高学生对特定问题的兴趣是非常重要的。如果学生能通过一些生动的实验接触到实际应用，他们就不会觉得书本上学到的那些理论知识是没有用的，还可以让他们更加积极地思考，提高他们的创新能力。本文提出通过相关计算设计的声波测距实验，让学生动手操作，理解相关计算及测距原理。

1 系统结构

测距系统结构如图1所示。先利用计算机产生chirp信号，再通过声卡将信号送到扬声器。扬声器设在需要检测距离的目标物体的正前方，负责将声波信号发射到空间中。同时，在此位置设置麦克风来接收反射信号。任何一种波都具有反射、折射、衍射等特性。波在两种介质的分界面上发生反射的同时，另一部分入射波从一种介质透入另一种介质。基于对波的基本认识，当声波在空间传播中遇到障碍物时，会产生反射信号。在此实验中，试图利用声波在目标物体的反射信号来计算距离。

2 测距原理

首先，利用计算机Matlab编程环境，产生如下的线性调频信号（chirp信号）：

s（t）=Asin（2πf0t+πkt2）（1）

选择线性调频波是因为它具有非常好的相关特性。式（1）中，A是信号振幅，f0是最低频率，k是频率增加率，t是时间。为了更好地理解，给出chirp信号的波形，如图2所示。从图2（a）可以看到chirp信号的瞬时频率随时间进行线性变化。图2（b）所示的是chirp信号的波形。下一步，通过计算机的声卡将此chirp信号送入扬声器，并用扬声器发射到空间。然后，在同样位置，利用麦克风接收来自目标物体的反射信号，并将数据送入计算机。最终，通过计算机对接收信号和发射信号进行相关运算，可得到很窄又很尖的压缩脉冲波。压缩波的脉冲最大值出现的时间点代表的是反射信号相对于发射信号的延迟时间。互相关计算可以通过如下计算实现：

（2）

式（2）中，R（τ）代表的是互相关计算结果，s（t）代表发射信号，s′（t-τ）代表延时为τ的反射信号。如前所述，通过相关计算可以估计延迟时间。然后利用延迟时间、声波的速度，可计算出反射部位离声源的距离。

（3）

式（3）中，S是距离，v是声波在空气中的传播速度，τ是往返时间，也是声波的延迟时间。

声波在不同媒介中的传播速度不同，随着温度的变化，速度也会变化。在空气中声速为：v=331.45+0.61θ。其中，θ是空气的摄氏度。可见，声速v随温度会有一些变化，但是一般情况下，这个变化不大，实际计算时常取v为340米/秒。

在实验中所使用的硬件设备如表1所示。

3 实验结果

将墙壁作为测试距离的目标物体进行实验。下面分别介绍墙壁距离为1.56 m和2.6 m时的实验结果。

图3是测试距离为1.56 m时的相关计算的结果图。图3中，水平轴是时间轴，单位是秒，垂直轴代表相关计算的幅度。波形中第一个尖脉冲是由扬声器发射的信号直接进入麦克风所产生的，称它为直接波;而第二个尖脉冲才是从墙壁表面反射过来的信号产生的。很显然只要计算出两个邻近的尖脉冲之间的时间间隔，便可知道从麦克风到反射物体（墙壁）之间来回的声波所需要的时间。然后，通过声波的速度和反射信号的往返时间，可简单计算出目标距离。图3中两个尖脉冲的水平轴（X轴）值相减后得时间延迟Δt：

Δt=0.077 47-0.068 49=0.008 98（sec）

再通过式（3）计算出距离为：

S=vΔt/2=346*0.008 98/2=1.550 5 m

对实际距离为1.56 m的墙壁进行实验后，测试距离为1.550 5 m，误差仅为0.005 m左右。笔者认为，这个误差是由计算时引用的声波速度的误差导致的。如前所述，声波速度是随温度而变化的，因此可以通过使用精确的声波速度来提高测试精度。

利用相同的方法可以对图4进行计算。对2.6 m的测试结果中，可以计算出距离为2.61 m，测试误差仅为0.01 m。从实验结果可以知道此测距系统是可行的。

4 结语

本文通过计算机、扬声器、麦克风等简单设备，利用相关计算方法设计出一种声波测距实验，并详细介绍了实验设计方法和调试过程。学生可以通过动手实验理解相关计算和测距原理。本文设计的测距系统既可以满足教学要求，又可用于简单的工程研究，具有一定的实用价值。

参考文献

[1]承德宝.雷达原理[M].北京：国防工业出版社，2008.

[2]姜义成.无线电定位原理与应用[M].北京：电子工业出版社，2008.

[3]王雪松.雷达技术原理和应用[M].北京：电子工业出版社，2009.

[4]张凤举，王宝山.“GPS”定位技术[M].北京：煤炭工业出版社，1997.