dsPIC

关键词： 分析

dsPIC（精选七篇）

dsPIC 篇1

关键词：数字信号控制器,空间矢量调制,规则采样,边沿对齐模式

0 引言

空间矢量调制 (SVPWM) 技术控制简单、易于数字化实现[1], 并且其电压利用率高、电流谐波小, 在线性调制区域, 电压利用率比正弦脉宽调制 (SP-WM) 高[2]15.47%, 在非线性调制区域, 通过采取过调制策略, 能进一步提高其电压利用率[3]。因此, SVPWM已有替代传统SPWM的趋势。

由于脉冲宽度调制 (PWM) 在电气传动和电源等方面有着广泛的应用, 因此许多芯片公司致力于开发具有PWM模块的微处理器, 其中, 美国微芯公司 (Microchip) 推出了以16位单片机为核心的dsPIC数字信号控制器, 其dsPIC30F/33F系列芯片中有多款芯片带有电机控制PWM模块, 通过设置寄存器可方便实现SVWPM。文章分析了dsPIC30F/33F系列芯片PWM模块实现SVPWM存在的问题, 提出了普通I/O口输出、PWM模块手动输出、PWM模块自动输出等3种解决方法。通过对比分析, PWM模块自动输出实现SVPWM的方法可产生边沿对齐模式的SVPWM波形, 简单有效, 且能充分利用dsPIC30F/33F电机控制系列芯片的死区设置功能和硬件故障中断功能。

1 SVPWM原理

SVPWM是以三相对称正弦波电压供电时交流电机的理想磁通圆为基准, 用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通, 并由他们比较的结果决定逆变器的开关状态, 形成PWM波形[4]。三相2电平PWM逆变器的每一相能够输出0, 1二种状态, 则三相2电平PWM逆变器能输出23=8种不同输出状态。空间矢量PWM技术的目的是通过电压等效原理将基本的空间矢量组合等效得到一个给定的定子参考电压矢量Uout。

以第1扇区为例, 参考电压矢量Uout位于基本空间矢量U0和U60所包围的扇区中, 因此Uout可以用U0和U602个矢量来表示, 如图1所示。

根据电压矢量等效原理, 即在载波周期T时间内适当选择3个基本电压矢量 (包括一个零矢量) 的部分或全部, 恰当分配执行各被选中的基本电压矢量的时间, 并以被选中的各矢量乘以执行该矢量的时间之总和, 使其等于参考电压矢量乘以载波周期。也就是满足式 (1, 2) , 就能在该区间内实现电压相量“等效”。其中, T为一个载波周期, T1表示U0 (100) 作用的时间, T2表示U60 (110) 作用的时间, T0表示零矢量 (000或者111) 作用的时间。

由式 (2) 容易得到式 (3) , 矢量合成图见图1。

2 dsPIC电机控制和电源变换系列芯片实现SVPWM存在的问题

dsPIC30F/33F系列芯片中有多款芯片带有电机控制PWM模块, 专为电机控制设计。主要有等芯片。该类芯片支持多种电机控制应用, 如无刷直流电机、单相和三相感应电动机以及开关磁阻电机等。

该类芯片的设计初衷是支持中心对齐输出模式输出, 即SVPWM算法的实现[5]。其实现方法为PWM时基工作于连续递增/递减计数模式, 在此模式下, PTMR寄存器将进行递增计数直到与PTPER寄存器中的值发生匹配。定时器将在接下来的输入时钟边沿开始递减计数。PDCx寄存器与PTMR寄存器中的值匹配时PWM输出电平翻转, 每路PWM输出在PTMR递增计数和递减计数时各翻转一次, 如图2所示。

PTMR SFR中的PTDIR位是只读位, 指示计数方向, 当定时器进行递减计数时, PTDIR位将被置1。但该类芯片PWM时基工作于连续递增/递减计数模式时存在BUG, 当PTDIR位置1后, PTMR将继续递增计数[6], 以致在后半个载波周期PWM输出电平无法翻转, 最终无法实现电压空间矢量调制。如图3所示。

3 dsPIC系列芯片SVPWM的实现方法

3.1 普通I/O口输出

在dsPIC电机控制和电源变换系列芯片的电机控制功能模块不能实现SVPWM时, 可以考虑使用I/O来实现SVPWM, 将引脚由原PWM输出改为I/O口输出, 在每个载波周期计算好T1和T2, 并用定时器定时输出脉冲波形。该方法完全不依赖芯片是否具有电机控制功能模块, 加置死区功能后定时器操作频繁, 由原来每个载波周期定时修改I/O口6次增加到12次, 且要多次比较后才能确定每个时刻定时器周期寄存器的值, 占用资源较多, 在多任务系统中不太适用。而且, 该方法无法利用硬件故障中断引脚直接关断PWM输出, 故障产生时易损坏功率器件。

3.2 PWM模块手动输出

为了实现dsPIC30F/33F系列芯片本身期望实现的SVPWM中心对齐模式, 可以利用dsPIC电机控制系列芯片提供的PWM输出改写功能, 通过设置寄存器并及时改写其相应位可以得到SVPWM波形, 且能充分利用该系统芯片的死区设置功能和硬件故障中断功能。

该方法在计算得到每个载波周期电压矢量作用时间T0、T1和T2基础上, 从一个载波周期的零计数开始, 通过定时器定时依次在0, T0/4, T1/2, T2/2, T0/2, T2/2, T1/2时刻改写OVDCON寄存器的低6位。OVDCON寄存器低6位内容主要根据参考电压矢量所在扇区及定时器中断产生时的时刻点来决定。

以第1扇区为例, 电压矢量作用时间如图2所示, 在对应的时间点上OVDCON寄存器低6位依次改写为000, 100, 110, 111, 110, 100, 000矢量对应的状态。实验波形如图4, 5所示。

图4可以看出, 使用此方法真正实现了中心对齐, 图5中第三通道信号为1、3脚输出波形的相减所得, 该信号经过IGBT等功率器件放大后即为线电压。但该方法实现较复杂, 每个载波周期需要定时中断7次以改写OVDCON寄存器, 输出PWM波形本质上是一种对称规则采样PWM。

3.3 PWM模块自动输出

dsPIC30F/33F系列芯片PWM模块实现SVP-WM时, 由于在后半个载波周期PWM输出电平无法翻转, 如果按dsPIC操作手册的说明填写PDC寄存器的值, 即PDC1=T0/4, PDC2=T1/2, PDC3=T2/2, 图3中可以看出, U0 (100) 和U60 (110) 作用的时间仅为实际所需时间T1和T2的一半, 分别为T1/2和T2/2, 则合成的输出电压Uout仅为所需电压的一半。

根据SVPWM原理, 只要确定了1个载波周期的电压矢量及其作用时间, 不管各个电压矢量的作用顺序如何排列, 那么都可以等效合成所需的参考电压矢量Uout。因此将PDC寄存器的值分别装载PDC1=T0/2, PDC2=T1, PDC3=T2, 则可得到如图6所示的波形图。

此时U0 (100) 和U60 (110) 作用的时间分为T1和T2, 得到合成所需的参考电压矢量Uout。该方法以dsPIC30f3011为例得到了验证, 实验波形如图7, 8所示。

其中图7为PWM的1, 3脚输出波形图, 图8中第3通道信号为1, 3脚输出波形的相减所得, 该信号经过IGBT等功率器件放大后即为线电压, 但该方法得到的PWM本质上是1种不对称规则采样PWM。

4 结束语

本文简要介绍了电压空间矢量调制技术 (SVP-WM) 原理, 分析了dsPIC30F/33F电机控制系列芯片实现SVPWM的问题, 提出普通I/O口输出、PWM模块手动输出、PWM模块自动输出等3种解决方法, 通过理论分析和实验波形对比, PWM模块自动输出实现SVPWM的方法可产生边沿对齐模式的SVPWM波形, 简单有效, 且能充分利用dsPIC30F/33F电机控制系列芯片的死区设置功能和硬件故障中断功能。

参考文献

[1]周卫平, 吴正国, 唐劲松, 等.SVPWM的等效算法及SVPWM与SPWM的本质联系[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (2) :133-137.

[2]Lee D C, Lee G M.A novel overmodulation technique forspace vector PWM inverters[J].IEEE Transactions onpower electronics, 1998 (13) :1144-1151.

[3]Bolognani S.Novel digital continuous control of SVM in-verters in the overmodulation range[J].IEEE Transac-tions on industry applications, 1997, 33 (2) :525-530.

[4]刘凤君.正弦波逆变器[M].北京:科学出版社, 2002:196-205.

[5]The united states of America microchip technology com-pany.Microchip technology Inc.dsPIC30F3010/3011Datasheet (DS70141F) [S].The united states arizona:MICRO-CHIP, 2010:97-106.

dsPIC 篇2

无刷直流电机(BLDCM)由于没有电刷,具有可靠性高,容易维护等一系列优点,在实际中得到了广泛的应用[1]。而无位置传感器无刷直流电机更具有结构简单、可靠性高和可维护性强等优势,使得它在近些年得到了快速发展。

目前,国内已有许多专用控制芯片。dsPIC30F6010是微芯科技公司(microchip Technology)专门为高性能的电机控制与功率转换而设计的控制器。它拥有16位闪存单片机的高性能,又兼有数字信号处理器(DSP)的计算能力和数据吞吐能力[2]。

本文设计了以dsPIC30F6010核心的控制系统,采用反电动势过零检测法实现无刷直流电机无位置传感器控制。

2 控制系统硬件设计

2.1 控制系统硬件框图

无刷直流电动机控制系统硬件结构如图1所示,以微芯科技公司生产的dsPIC30F6010作为微处理器。该芯片输出的6路PWM信号,经光耦隔离后,驱动IPM内部的6个IGBT功率管,IPM的三相输出接无刷直流电动机(BLDCM)。电压检测电路实时监测直流母线电压,当电网电压过低或过高时,关闭PWM输出,保护控制器。电流检测电路起过流保护作用,同时构成电流闭环负反馈。主功率电路为三相全桥星形连接。

2.2 转子位置检测

无位置传感器无刷直流电动机控制时,不使用转子位置传感器,但在电动机运转过程中,仍然需要转子位置信号,以控制电动机换相。电动机的反电动势与其转子位置存在一定的关系,通过检测电动机反电动势,并对其进行适当的处理,可以获得转子位置信号。本文采用“相电压法”检测电机的反电动势,检测原理如图2所示。

根据电路的对称性原理,uo≈uN(uN为电机三相绕组中性点对电源负极的电压),检测信号Uao、Ubo、Uco实际上反映了电机绕组相电压ua、ub、uc的大小。由于某相绕组断电时,该相绕组的相电压大小等于其反电动势,反电动势的检测方程组为[3]:

采用图示的电路检测反电动势时,直接检测的物理量是相电压,不需要计算电机的中性点电压uN。

控制系统中的反电动势检测、积分、比较电路如图3所示。ua、ub、uc是采用“相电压法”检测出的电机三相绕组反电动势。电阻R1与R2构成了分压电路,同时与电容C1一起构成了一阶低通滤波回路;同理可得电阻R9、R10与电容C4及电阻R19、R20、与电容C7的关系。以A相反电势信号为例,ua分压后经过R3、R4、R5、C2与运放构成的积分器,实现了相位角90°延迟功能。积分器输出的信号再与零电压进行比较,比较器输出的信号IN_a、IN_b、IN_c即代表了转子的位置换相信息。

为了增大检测波形与实际反电动势波形之间的相位α的取值范围,使相位修正简单化,采用“延迟90°-α电角度换相法”,即通过检测前一相反电动势的过零点后延迟90°-α电角度,再对本相进行换相[3]。

反电动势检测电路输出的信号IN_a、IN_b、IN_c与电机绕组导通相之间的关系如图4所示。由于三相电压的对称性,IN_a、IN_b、IN_c为高低电平各占180°电角度、彼此相位差120°电角度的方波,相当于位置传感器产生的位置信号,可以作为功率开关的驱动信号。

3 控制系统软件设计

系统硬件将反电动势检测电路输出的信号IN_a、IN_b、IN_c输入到微处理器dsPIC30F6010的三个捕获单元IC1、IC2、IC3。捕获单元不仅可以记录引脚上电平的跳变,还可以记录电平跳变发生的时刻。在软件中,将捕获单元的电平跳变时刻再延迟90°-α电角度对应的时间,即得换相时刻。无刷直流电机换相流程如图5所示。

4 实验结果

无刷直流电动机的参数如下:额定电压300V,额定转速8000r/min,极对数为2,绕组相电阻21.35Ω,绕组相电感0.56mH。系统采用相电压法检测电机绕组的反电动势信号,检测到的反电动势信号经分压、阻容滤波后,由积分器、比较器输入到微处理器dsPIC30F6010。在反电势信号过零点后,微处理器dsPIC30F6010进行相位补偿,得出实际的换相点,以控制无刷直流电机准确换相。

相电流及比较器、积分器输出的波形如图6所示。(1)、(2)分别为比较器和积分器输出的波形,波形(3)为测得的无刷直流电动机绕组相电流。比较器输出的方波信号在相位上基本能够与相应的绕组相电流对应。电机补偿后的换相波形、PWM驱动信号与绕组相电流之间的对应关系如图7所示。波形(1)、(2)和(3)是智能功率模块IPM上三桥臂的驱动信号,即PWM信号,由微处理器ds PIC30F6010产生并经过隔离、放大得到的。波形(4)为B相绕组的相电流。

5 结论

实验证明,本文所设计的无刷直流电机控制系统简单、可靠。补偿后的换相信号用于无位置传感器无刷直流电机的换相控制,功能实现正常,能够满足控制系统工作要求。

参考文献

[1]林明耀,王永,李海文,等.反电势法无位置传感器无刷直流电机最佳换相逻辑分析[J].中小型电机,2003(5):14-16.

[2]Microchip Technology Inc.dsPIC30F6010Data Sheet[Z].2004.

dsPIC 篇3

无刷直流电动机 (BLDCM) 实际上是以电子换向代替机械换向的直流电动机, 既具有交流电动机结构简单、运行可靠、维护方便等一系列优点, 又保持了直流电动机的优良特性, 具有较好的起动和调速性能, 无刷直流电机可以从根本上克服一般有刷直流电动机易于产生换向火花的弊病, 故在当今国防和国民经济的各个领域, 如医疗器械、仪器仪表、化工、轻纺、家电和航空航天等方面的应用日益普及。Microchip公司的16位dsPIC DSC兼容了单片机和DSP芯片这两类产品的优点, 本设计中以dsPIC30F4011为主控芯片, 以无刷直流电机为被控对象, 对无刷直流电机的控制与应用进行了研究。

1 dsPIC30F4011功能简介

Microchip公司推出的DSC系列, 为嵌入式系统设计提供了合适的单芯片、单指令的解决方案。其中16位dsPIC30F4011芯片是专为电动机控制应用而优化的单片机控制器, 不仅具备强大高速的运算处理能力, 而且在片内集成了丰富的电动机控制外围部件, 这就使得整个数字控制系统的硬件设计比较简洁。dsPIC30F4011有以下特点:dsPIC30F4011有40管脚, 具有脉宽调制 (PWM) 模块和一个500 KSPS的10位模数转换器, 优化的C编译器指令系统, 灵活的寻址方式, 48K字节片上FLASH程序存储器 (16K指令字) , 16位输入捕捉功能, 16位比较/PWM输出功能, 3线SPI模块 (支持4个帧模式) , 两个UART模块带有FIF0缓冲, 一个CAN2.0模块, 是控制无刷直流电机的理想之选。

2 无刷直流电动机控制系统硬件设计

2.1 系统总体方案设计

从控制系统的硬件结构图可以看出, 主控芯片dsPIC30F4011的外围电路部分是整个硬件设计的主要部分, 其次是功率驱动和逆变单元。

图中, 逆变电路由6片功率MOSFET管组成;电流、电压检测电路主要用来实现对电动机的相电压、母线电流等参量进行检测并反馈到主控电路, 为电动机的起动、运行提供重要信息;IR2130芯片内部己经集成了过压过流的保护电路, 故可省去保护电路以进一步简化硬件电路设计。

系统采用两两导通三相六状态的PWM调制方式, 由程序控制输出正确的PWM脉冲方波, 经驱动电路控制相应功率管的通断, 实现对电动机的正确供电, 控制电动机正常运行。在电流检测电路经ADC转换所反馈的电流信号的基础上, 由程序控制实时调节定子绕组的电流并判断是否实施过流保护。这样, 整个数字控制系统在硬、软件的协同配合下实现对无刷直流电动机的闭环控制。

2.2 用dsPIc30F40ll控制BLDC的过程

图2给出了电机控制的简化硬件结构。dsPIC30F4011控制器 (DSC) 通过捕获单元捕捉电动机转子位置传感器上的脉冲信号, 判断转子位置, 输出合适的驱动逻辑电平给MOSFET驱动器, 再由MOSFET功率驱动电路驱动电机旋转;DSC根据捕获的位置传感器脉冲信号的宽度, 计算出电机的当前转速, 与电机的设定速度比较后, 利用PI模糊控制算法产生合适的脉宽凋制信号 (PWM) 控制电机的转速;DSC经A/D及I/0口采集电机转速的设定值和电机的起停、正反转、制动命令, 控制电机的运转状态;驱动保护电路可完成电机的过流、低电压、驱动时序异常等故障保护。

2.3 驱动电路及逆变单元分析

功率驱动板上包含功率逆变器电路、MOSFET管前级驱动电路、端电压及电流A/D采样电路。无刷直流电动机的驱动电路采用三相桥式电路, BLDCM的定子绕组为Y型连接, 电动机的极对数为5。逆变器采用由6片MOSFET管——IRF3710构成的上下桥式驱动电路, 6个开关管中Q1、Q3、Q5构成A、B、C三相的上桥臂, Q4、Q6、Q2 为对应的下桥臂。如图3所示。

IR2130是美国国际整流器公司于1991年推出并至今独家生产的三项逆变器专用驱动集成电路, 一片IR2130可以驱动三相桥式逆变器中的6个MOSFET和IGBT, 而且仅需一个输入级电源。它的内部设计有过电流、过电压及欠压保护、封锁和指示电路, 使用户可方便地用来保护被驱动的功率开关管。当IR2130正常工作时, 从单片机输出的6路脉冲信号经过信号处理器按真值表处理之后, 变为6路输出脉冲, 其中三路脉冲对应低端驱动信号;而另外三路脉冲对应高端驱动信号。

IRF3710是IR公司推出的第5代HEXFET功率MOS管器件。利用其先进的制造工艺, 可以得到很低的导通阻抗和很快的开关速度, 使其能够有效、广泛的应用于许多场合。采用IRF3710可以获得较快的开关速度, 对于驱动小功率电动机比较合适。

3 控制系统的软件设计

dsPIC30F有丰富的软硬件开发工具的支持, 其中包括许多优秀的免费和廉价工具。本文开发使用的是MPLAB ICD 2在线调试器和MPLAB IDE集成开发环境。

在dsPIC30F4011 DSC控制器上, 采用优化的C编译器指令系统和模块化设计思想, 主要由通用定时器单元、输入捕获单元、输出比较单元、正交编码脉冲电路、脉宽调制 (MCPWM) 波形生成、模拟/数字转换器模块和外部输入组成。

4 结束语

本设计以dsPIC30F4011芯片为核心对无刷直流电机进行控制, 经过测试后, 能使直流无刷电动机正常地换相, 控制其速度和正反转向, 同时能较好地实现电路保护, 达到了设计的目的和要求。由于方案采用了功能强大的面向电机控制的DSC作为主控芯片, 在提高系统可靠性的同时, 大大简化了电路的硬件结构, 适用于大多数类型的直流无刷电机。因此, dsPIC30F4011对无刷直流电机应用系统的开发具有一定的借鉴意义和实用价值, 具有广泛的前景。

摘要：采用Microchip公司电机的数字信号控制器 (Digital Signal Controller, DSC) dsPIC30F4011, 完成了无刷直流电机软硬件控制方案。针对所设计的控制方案对控制系统的软、硬件设计作了详细论述。在完成硬件电路整体设计的基础上, 着重讨论了几个主要模块的电路设计。软件部分采用模块化设计思想, 编制了各个模块的流程图。

关键词：无刷直流电机,DSC,dsPIC30F4011

参考文献

[1]张琛.直流无刷电动机原理及应用[M].北京:机械工业版社, 1996.

[2]Microchip Technology Inc.dsPIC30F4011/4012Data Sheet[Z].2005.

[3]王晓明, 王玲.电动机的DSP控制:TI公司DSP应用[M].北京:北京航空航大大学出版社, 2004.

[4]Stan D’Souza, Microchip Technology Inc.使用dsPIC30F2010控制带传感器的BLDC电机[Z].2005.

[5]谢运祥.IR2130驱动器及其在逆变器中的应用[J].微电机, 2001 (2) .

dsPIC 篇4

MICROCHIP公司最近推出了将DSP技术与微控制器相结合的DSC(Digital Signal Controller,数字信号控制器),其内部采用了改进型的哈佛结构。在某些应用场合,综合了16位单片机和DSP功能的ds PIC30F器件要大大优于32位单片机,而且可降低成本,同时,C代码效率也降低了对存储器的要求,从而缓解了16位单片机和低端数字信号处理器D S P存在的性能差。由于它本身的D S P功能大大提高了运算和响应能力,因而提高了系统的实时性,可完全适应现代工业控制技术发展的要求。丰富的外围模块以及I/O设备,必然使得ds PIC30F在未来的DSP市场中占有重要地位。目前,该产品在电机控制、网络连接、语音和音响、电源变换和监视、传感器控制、汽车控制等领域中得到了广泛应用。基于这些因素,本文采用ds PIC30F4013数字信号控制器设计了耐高温脉码传输短节,它完全取代了PCM3506在组合测井中的全部功能。

一、系统原理分析与总体设计

在数控测井系统中,经常由多个下井仪器进行组合测井,这些下井仪器通过下井仪器总线连接到下井仪器控制装置,其中本文设计的脉码传输仪就是下井仪器的核心部分。下井仪器控制装置根据地面指令控制各个下井仪器的工作,并将下井仪器所采集的数据通过测井电缆传输到地面。

1. 脉码传输短节的工作原理

主要用它来采集模拟信号、脉冲信号,并且实时传输所采集到的数据。脉冲编码调制系统(P C M)的数据发送和数据接收是由地面计算机来控制的,更准确地说,P C M数据的井下发送是由地面计算机系统利用声波逻辑信号启动的。计算机按一定的深度间隔,控制3700系统内的52#面板的声波逻辑电路,产生双极性的声波逻辑脉冲,由传输电缆的2#与5#两根芯线传到井下脉码接收单元,在其控制下,启动井下脉码传输短节及其他组合测井仪工作:通知传输仪采集10道模拟量、6道脉冲量;决定传输仪在何时传送17道P C M数据,以及实时分离出送给井下仪的发射与接收逻辑脉冲。数据首先转换成为双极性归零码(P C M),然后经过驱动,由脉冲变压器耦合到传输电缆的2#与5#两根芯线上,再由它们传到地面计算机。

2. PCM信号的形式及主要参数

一帧的P C M数据有16个数据道,加上模拟地道则共有17数据道。第一道是同步道,紧接着是6个脉冲数据道和10个模拟数据道。每一道的时间是2m s,含16个数据位。由于基本时钟频率为8k H z,因此数据位宽为125u s。每道实际携带的测井信息为12位,其余4位为特征码。例如脉冲道第一位为1,第十四,十五,十六位为0;模拟道第一位为1,第十四位为增益位,第十五位为1,第十六位为0。其数据格式如图1所示。

二、数字信号控制器硬件系统设计

从以上分析可知,我们的主要工作是设计一个适合测井工艺的数据采集系统。为完成该工作过程,设计原理框图如图2所示。它由供电部分、声波检测部分、逻辑再生部分、脉冲处理部分、模拟处理部分、中央处理器部分及输出驱动部分等七部分组成。智能化的中央处理器,具有功耗低、与外围器件非常容易对接的特点,并且它本身能代替许多硬件的工作,处理数据也非常灵活。

1. 模拟信号数据采集

模拟信号包括井径信号、测向信号等,它们都是变化缓慢的信号,电压幅度范围一般在0~+5V,其中测向测井信号中有几十个m v的电压信号。信号通过井下仪器进行检测后,再由传输线传到脉码传输短节时,将融进一定的噪声,所以在前置端一般要加图3所示的模拟信号调理电路,采用AD574作为转换器件。传感器的输出信号首先经过电压跟随器,然后经过反相输入一阶低通滤波器。通带截止频率为

两个可调电位器分别用来进行调零、校满量程,使输入信号在线性范围内。在A/D通道的输入端2个二极管起过载保护作用,当输入电压高于VREF+0.7V左右时,D7导通,输入电压被箝位在VREF左右的水平上;当输入电压低于约-0.7V左右时,D8导通,输入电压被箝位在约-0.7V的水平上。这种过载往往是尖峰干扰,持续时间很短。

2. 脉冲信号采集

放射性测井产生的信号一般是脉冲信号,脉冲信号频率的大小,就表征了一定的地层信息。频率的范围在5Hz~20KHz之间,脉宽一般为几十微秒。由于脉冲道的数据范围是从5Hz到20KHz,所以在设计该仪器中选用了8253芯片,以保证计数范围。

3. 控制系统的电源设计

AD574ATD由±15V、+5V供电,运算放大器也由±15V供电。在增益控制电路中,由于输入信号被放大到0~10V的范围,所以控制增益的模拟开关4051的供电电压范围必须达到这个范围,而4051的V C C供电电压范围是-0.5V~+7V,而VCC到VEE的供电电压范围为-0.5V~13V,所以4051的供电电压分别是:VCC为+15V,然后经过一个电阻串联进行分压,VEE接到电源地上,从而满足输入电压的范围。

三、系统软件设计

系统总体软件就是通常所说的主程序,它起到组合各个功能模块的作用,是本系统工作程序的主体框架。主程序的功能有:一方面预置中断入口地址,响应中断后及时转入中断服务子程序;另一方面就是初始化各个功能寄存器,例如在本系统软件设计中,需要用到中断控制寄存器TCON,这样就要在主程序中预置它;又如程序要运行时,必须初始化程序地址指针等,这些工作都必须在主程序中完成。

在主程序中,用各种标志位来确定是何种中断的到来,从而响应相应的中断模块。在该软件设计中,以10H、11H和18H、19H分别来标志T1、R1、T2、R2中断;以00H来标志声波时序的合拍,当00H=1时,表示声波时序合拍。

以下是主程序设计的流程图,如图4所示。

四、结束语

该仪器设计完成后进行了测井试验,首先在测井仪器实验教学中得到了应用,地面接收到伽马测井数据正确,接收误码率小,无异常现象。

第一,设计的仪器完全符合专业实验室小型化的需要,其短节的长度由原来的156.21c m缩短为101.6cm,该短节比PCM3506短节缩短了54.61cm。

第二,实验电路简洁,具有智能化的优点,功耗低。

第三,该实验仪器在200oC~230oC高温条件下能够连续工作4、5个小时而不会停机,满足深井测井的要求。此设计增加了该仪器的技术含量,节约成本,实现测井仪器实验装置国产化,提高了社会效益,为学生从事石油勘探行业提供了良好的实验平台。

摘要：实现了一种以数字信号控制器为核心的脉码传输短节设计方案,该短节能完成测井仪器PCM3506的全部功能。在脉码传输短节的设计中,充分利用数字信号控制器的资源,采用软硬相结合的方法,在简化电路结构、降低功耗、降低成本、耐高温高压、提高仪器的稳定性等这几个方面进行研究与设计,解决了石油仪器教学装置匮乏的现状。

关键词：测井仪器,脉码传输,数字信号控制器

参考文献

[1]胡澍.地球物理测井仪器[M].北京:石油工业出版社,2007

[2]张礼维.CLS声波测井仪[M].陕西:西安电子科技大学出版社,2009

[3]张礼维.CLS地面数据采集系统[M].陕西:西安电子科技大学出版社,2008

dsPIC 篇5

AGV是Automated Guided Vehicle的英文缩写, 中文解释为自动导引车辆[1]。近几年, 随着计算机技术的发展和CCD图像技术的成熟, 加上自动化加工生产和柔性制造系统等先进的生产技术在社会生产中逐渐兴起, 微控制器和机器视觉技术在工业领域的应用也越来越广泛, 设计稳定的AGV自动导航车也显得越来越重要[2]。AGV自动导航车的控制方法要根据不同的应用场合而有所变化, 本文以制造业运输装配线为研究对象。

主要的研究内容是以单片机为核心控制器采用基于机器视觉的AGV自动导航车的图像数据采集与处理和步进电机的控制方法等。

1 轨迹规划

本系统的自动导航车的轨迹规划如图1所示。由图可知, 自动导航车的运行流程为。

1) 导航车在停车工位停止等候送货指令的发送, 待接收到指令 (送货工位x) 后, 开始沿着黑线循迹, 直到找到工位x的进工位标志, 之后直角转弯进入工位卸货, 待接收到卸货完成的指令之后继续前进, 直到出工位标志。

2) 直角转弯之后循迹回到仓库停车位置等待下一次运输指令的发送。

2 硬件设计

C C D图像采集和和处理电路的设计是本系统硬件设计的关键部分, 具体电路设计如图2所示。其中, J1为Omnivsion公司生产的CMOS图像传感器OV7620, 系统选用的OV7620是YUV 16/8位可选模式, 系统主要研究的是在320×240分辨率下处理8位的Y信号分量。系统涉及的信号有场中断 (VSYNC) 、行中断 (HREF) 和8位的Y数据 (Y0-Y7) 。U1为单片机控制器, 采用的是Microchip公司的16位单片机PIC33FJ256MC710。U2为MAX232电平转换芯片, P1为电脑的串口。单片机控制器分别通过三个信号线 (EN, Dir, PWM) 与Stepper motor_1 (步进电机驱动器1) 和Stepper motor_2 (步进电机驱动器2) 相连。为了能清晰直观地看出单片机中采集到的图像信息, 需要将单片机中采集到的数据通过串口通信与上位机连接, 通过上位机上的软件显示采集到的数据, 从而判断单片机的数据采集的准确性[3]。

3 图像采集和处理的实现

3.1 数字图像的采集

为了提高系统的实时性, 视频采集采用的是外部中断触发采样的方式采集图像数据。

系统在进行中断函数初始化时, 需要将场中断设置为下降沿捕捉, 行中断设置为上升沿捕捉, 在场中断中开启行中断, 在行中断之后连续读取8位的Y数据[4]。

在8位数据的读取中, 要通过调整读取数据的时间间隔来保证采样的准确性, 防止采集到的图像数据发生左右偏移的现象, 这个过程就需要通过上位机进行联合测试, 系统的图像采集流程图如图3所示。

从整个自动导航车来看, 由于场中断信号的频率是60Hz, 所以系统在16.67ms的场中断时间间隔中, 不但要完成图像数据的采集和处理, 还要完成电机脉冲的控制。

因此, 系统采用隔行采样的方式, 但又要保证足够的采样数据, 所以必须选择合适的采样间隔。系统采用从第17行开始采样, 每隔7行采样一次的方式, 这样的话需要采样的行为17, 24, 31……共采集40行50列, 即采样数组CCD_DATA为40行50列的数组, 数据采样到第290个行中断之后停止采样。

3.2 数字图像的处理

图像信息经过CCD采集之后传输给单片机, 单片机接收到的是灰色图的数据, 要想更近一步地处理图像数据, 需要将灰色图像的数据经过阈值分割 (二值化) 之后转换成黑白两色的二值化图, 这项技术也叫图像阈值分割[5]。阈值分割之后的二值化图只有0 (0x00) 和255 (0xff) 两个值, 如图4所示。其中, 0x00表示的是黑色的像素点, 0xff表示的是白色的像素点。由此可见, 最优的二值化分割阈值 (T1) 就是拥有良好二值化效果的一个关键和决定性因素。

阈值确定的一般方法有:峰谷法、迭代法、大律法和分水岭法等[6]。为了能使单片机控制器更加快速简单的实现该算法, 本系统采用了大律法进行阈值分割。大律法又称最大方差法, 其实现过程如下:

1) 首先记T为分割阈值, 利用T把数组CCD_DATA分成两组R1和R2, 用公式 (1) 和公式 (2) 确定R1和R2的平均灰度。其中N1和N2分别是R1和R2中的像素点个数。

2) 从最小灰度值到最大灰度值遍历T, 当T使得公式 (3) 达到最大时, T即为分割的最佳阈值。其中w0和1w分别表示R1和R2的中像素点数所占总像素点数的比例。

在实际控制器的实现过程中, 为了减少控制器的运算, 可以对该方法进行适当的改进。可以设定一个T值的合理变化区间, 在验证公式 (3) 时, 在这个区间之中从小到大遍历T, 这样就可以减少运算次数, 提高控制器的工作效率。

在阈值的确定中, 环境明亮程度的变化会使最佳阈值发生变化, 固定的阈值就无法适应明亮程度变化的环境, 所以需要采用动态调整的阈值。本系统的动态阈值调整法的实现方法是每隔时间Δt, 根据采集到的图像数据, 重新确定图像的阈值, 使图像的阈值能根据环境的不同做相应的调整, 从而消除了固定阈值不能适应环境变化的弊端。

本系统的图像采集与处理的试验是在铺有接近白色的地面上进行的, 在该地面上铺设黑色的引导线。基于单片机控制器的视觉导航AGV能准确实时提取标识线的导航参数AGV实时跟踪路面标识线, 如图5所示。

图的上半部分是摄像头采集到的实际路径图, 图的下半部分是上位机显示, 即单片机采集到经过二值化处理的的路径图像。由图5可知, 当识别不同的路径时, 该导航车系统能表现出较好的路径识别效果。

检测路径的中心位置是用来定位路径的, 图像数据经过单片机的二值化处理之后, 要想确定中心线, 必须将二值化图中的路径用边沿检测的方法检测出来, 边沿检测后, 确定一行数据的左右边沿的位置, 之后求左右边沿的均值就可以确定中点的位置, 并由中点确定图像的中心线。

4 步进电机运动控制

4.1 步进电机的速度调节方法

当步进电机的运行频率 (fy) 低于它本身的启动频率 (fq) 时, 步进电机可以用运行频率 (fy) 直接启动, 并以该频率连续运行, 当需要停止时可以从运行频率 (fy) 直接降到零速;当步进电机的运行频率 (fy) 高于启动频率 (fq) 时, 由于频率太高会产生丢步, 甚至堵转的情况, 所以步进电机必须采用升降速控制, 也就是脉冲频率的升降频控制[7]。

升降频采用的是直线升降频法, 这种方法以恒定的加速度进行升降频, 这种方法平稳性好, 加速时间较长, 适用于速度变化不是特别剧烈的情况, 加减速过程较简单, 控制器容易实现[8]。

4.2 升降频的离散化

由于步进电机真实速度不仅难以测量, 而且用解析式也很难表示, 所以在升降速控制时以控制脉冲的实时频率为基准。

由于系统采用的是直线升降频法, 所以可以随机截取一段升频过程。假设当前脉冲频率为fc, 想要设置的脉冲频率为ft (ft>fc) , 则升频的算法如公式 (4) 所示, 其中t为升降频所用的时间, k为单位时间内所上升的频率点数。

则程序运行时, 可以由公式 (5) 计算出升频所用的时间为:

由于系统采用的脉冲产生模式是定时器中断模式, 为了在单片机中实现升频, 必须将升频段均匀地离散为n段。取n=6为例, 如图6所示。

将升速过程均匀地分成了6档。由公式 (5) 可知, 总的升频时间为t, 则相邻两次的频率变化时间间隔为:

公式 (6) 中的n阶梯升频的分档数, 则每一档的频率为:

以上就是对升频所做的处理, 降频过程的处理方法与升频过程类似。

4.3 直角转弯的实现

由系统的运行线路可知, 系统的所有转弯都是采用直角转弯, 所以准确地转过每一个直角转弯是系统安全有效运行的关键。步进电机的开环控制可以使直角转弯的实现更为简单, 因为步进电机转过的角度可以通过计数发送的脉冲个数来决定[9,10]。

如图7所示, 车轮间距为R, 车轮半径为r, 车子绕一个车轮的中心转过90°角, 则转动的车轮走过的路程为:

由公式 (8) 可得电机转过的角度为:

从而根据步进电机的步距角a, 控制器要想实现直角转弯需要发送的脉冲个数为:

5 结束语

本文介绍了基于PIC33FJ256MC710单片机控制器的机器视觉小车的控制方法, 通过上位机测试图像采集与处理的准确性。以单片机为控制核心, 从理论分析和实时测试CCD图像数据的采集与处理过程和步进电机的控制方法, 在对步进电机的控制上建立了开环的控制方法。本文的硬件设计和控制方法是基于特定的运行场景和配送系统, 本文提出的理论在普适性上还有待提高。

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dsPIC 篇6

无刷直流电动机作为机电一体化产品,由于其既具备交流电动机的结构简单、运行可靠、维护方便等一系列优点,又具备有刷直流电机的运行效率高、无励磁损耗以及调速性能好等诸多优点,同时克服了有刷直流电机由于机械电刷和换向器的存在所带来的噪声、火花、无线电干扰以及寿命短等弊病,并且制造成本低,简化了电机的维修,使得它在工业上的应用也越来越广泛。本文涉及的系统以dsPIC30F6010为核心的数字信号控制器(Digital Signal Controller,DSC)为基础,迎合了控制领域的数字化和智能化的趋势。目前在控制上较多应用以DSP作为控制器,传统的DSP用做数字信号处理,使其在满足系统快速性和实时性的基础上兼顾控制能力。而dsPIC30F6010作为一款为控制领域应用的数字信号控制器,是一款性价比优越的控制器(略低于DSP),保证控制要求的前提下加快了运算速度[1,2]。

1 系统硬件设计

1.1 控制器dsPIC30F6010简介

dsPIC30F6010为16位(数据)改进的哈佛结构,是一款专为电机控制应用设计的80引脚的DSC。它运算灵活,数据处理能力强(内部有两个40位的累加器),指令集灵活并且支持小数运算。该DSC内部包含4M×24位的数据RAM、4 KB的E2PROM和32 KB的FLASH程序存储空间,便于构成最小的控制系统。该DSC拥有丰富的外设,适合各种电机的数字控制,其中专门设计了8路死区时间可编程的PWM输出通道(可控制四相电机)和5个16位计时器,可以直接用于控制电机;具有的4个16位的输入捕捉和输出比较功能,可以方便地捕获电机位置传感器信号;16通道10位A/D转换器可用于处理电机速度反馈、电压、电流等模拟信号的采用,实现电机的各种控制功能;专为编码器设计的QEI编码器接口;而且它具备故障检测接口,可以很好的对电路进行保护[3,4]。

1.2 驱动电路

智能功率模块(Intelligent Power Modulation)不但提供一定的功率输出,并且具有逻辑、控制、传感、检测、保护和自诊断等功能。它内含驱动电路、保护电路,可实现过流、短路、欠压和过压等保护。由于采用了隔离技术,散热更均匀,体积更加紧凑。如果与单片控制芯片结合则可以实现两片式集成化控制系统。故成为当今电机控制系统开发者首先考虑的选择,可提高系统可靠性,大幅度降低开发时间和费用[5,6]。

本文采用的是以三菱公司生产的第三代单电源供电智能功率模块(IPM)PS21563为核心组成的驱动电路。并设计了其外围电路:光耦电路、自举电路、短路保护电路。

1.3 有位置传感器法硬件系统

给定转速与速度反馈量形成偏差,经速度PI调节后产生电流参考值,它与电流反馈值的偏差经电流PI调节后形成PWM占空比的控制量,实现电动机的速度控制。以下为如何根据位置参数确定速度以及电流检测的方法[7]:

(1) 位置检测与速度反馈值的计算。

图1为无刷直流电动机三个空间上相差120°霍尔信号的电平变化图形。每一个霍尔传感器都产生180°脉宽的输出信号。从图1中可以看出只要任意一阶段电平变化就到了换相时刻,检测到三个霍尔信号的电平状态(这里称之为换相控制字)即可给相对应的开关管打开或关闭[8]。

(2) 电流的测量。

采样电流的检测一般是由采样电阻或电流传感器经滤波放大后送入控制器进行A/D转换,把数字量转化为模拟量。在本试验中采用0.03 Ω采样电阻来进行试验。

有位置传感器法无刷直流电动机硬件系统框图如图2所示。

图中A、B、C代表无刷直流电动机定子绕组三相,V1～V6为功率开关管,由IPM提供。其中整形隔离电路由光耦TLP521对三个霍尔信号进行隔离处理。滤波放大电路主要采用放大器LM324N。

1.4 反电势过零检测法硬件系统

反电势法的基本原理就是在忽略永磁无刷直流电机电枢反应影响的前提下,通过检测“断开相”(逆变桥上下功率器件皆处于关断的那一相)的反电势过零点,来依次得到转子的六个关键位置信号,并以此作为参考依据,轮流触发导通六个功率管,驱动电机运转。三相无刷直流电动机每转过60°电角度需要换相一次,而转过一周需要6个换相点。每一个过零点延迟30°电角度即为换相点,那么只要找到感应电动势过零点,再将其延迟30°电角度即可找到换相点。

反电势过零检测法无刷直流电动机硬件系统框图如图3所示。

从图2,图3中可以看出,反电势法与有位置法硬件上的不同是检测位置信号的不同。它是由相电压检测电路取代位置传感器和测量电路。采用廉价的分压电阻和滤波电容组成相电压测量电路。电流信号和各相电压信号经过放大后,分别与控制器的AN3,AN4,AN5,AN7连接[9]。

2 系统软件设计

软件设计主要采用MPLAB IDE 7.40作为开发环境。MPLAB IDE是一种在PC机上运行的软件,用来为Microchip单片机开发应用程序。软件设计根据前面介绍的控制策略,硬件系统进行编程、调试,主要完成以下功能:PWM信号的产生、转子位置检测、故障引脚的使能、速度和电流的计算等[10,11,12]。

2.1 有位置传感器程序总体结构设计

整个控制系统的软件部分由主程序、A/D中断服务子程序(其中包括速度调节子程序和电流调节子程序)、电平变化中断子程序以及故障引脚子程序和中断陷阱组成。图4是A/D转换结束中断服务子程序流程图。

2.2 反电动势过零检测法程序总体结构设计

主要进行了速度调节、感应电动势、换相时刻等的电机参数的计算。设计了主循环程序和A/D转换程序。图5是主循环程序流程图。

3 系统测试

本试验所用电机为珠海运控电机公司生产的方波驱动的三相无刷直流电动机。电机内置的霍尔位置传感器采用的是SS40系列的SS41霍尼韦尔开关量位置传感器。其相关参数如下:额定转速3 000 r/min,额定转矩0.22 N·m,转矩系数0.052 2 N·m/A,额定电源电压24 V,额定功率70 W,额定电流5.18 A,5对极,三相绕组电阻0.488 Ω,三相绕组自感1.19 mH,转动惯量1.68×10-5 kg·m2,电势系数0.048 2 Vs/rad,电气时间常数2.44 ms,机械时间常数0.338 ms。

进行了开环实验和闭环实验。在闭环实验中,通过将存储空间中3 000个点的值整理成图形得到速度曲线如图6,图7所示,其横轴为时间,纵轴为转速。图6可视为一个二阶系统,从中可以看出,采用双比例调节时,电机启动正常、系统超调量小、转速精度较高。图7同样可视为一个二阶系统,从图中可以看出,采用PI调速系统时,电机启动平稳、系统超调量小、转速精度高。

对无刷直流电动机做了补偿,利用4通道数字示波器观测并调整换相点与感应电动势波形换相点的误差,并与霍尔传感器做比较。

在反电动势过零检测法中,在补偿前图像如图8所示,补偿后图像如图9所示,通过两者对比可发现,补偿后图像某一相感应电动势与换相符号之间更为合理,换相点更为精确。其中黄线表示感应电动势波形,蓝线表示采样换相信号,紫线表示霍尔信号电平变化。

4 结 论

采用dsPCI30F6010专用电机控制芯片,其硬件结构简单、控制能力强、软件实现方便、控制精度高、实时性强,能实现更为复杂的算法,升级空间较大,其高速的执行性能和丰富的内置资源很好的满足了高性能无刷直流电动机调速控制系统的设计要求,在电机控制领域具有广泛的应用前景。开环环境下可以很迅速的达到速度要求。在闭环控制中启动、运行良好,反应速度快。

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dsPIC 篇7

20世纪80年代开始,电力电子、计算机技术和自动控制理论发展,为交流电气传动产品的开发创造了条件,使得交流传动逐步具备了宽调速范围、高精度、快速动态响应及四象限运行良好的技术性能。今天,电动机已经成为最主要的动力源,在生产和生活中占有重要地位。而交流三相异步电动机以其结构简单、制造方便、运行可靠、价格低廉和控制灵活等特点在交流电机中居于主导地位。随着高性能数字处理芯片DSP的广泛应用,三相异步电动机的调速进入了一个新阶段,其调速性能几乎可以与直流电机相媲美。本论文采用DSC(数字信号控制器),它属于嵌入式控制器,集成了单片机(MCU)的控制功能以及数字信号处理器(DSP)的计算能力,而且价格便宜[1]。

1 系统硬件设计

1.1 矢量控制[2,3]

异步电机在三相静止坐标系下的数学模型很复杂,关键是由于其复杂的磁链关系。因此,要简化数学模型,必须通过坐标变换将异步电机的数学模型从三相静止坐标系上变换到两相同步旋转坐标系上。从三相静止坐标系(ABC坐标系)到两相静止坐标系(Oab坐标系)的变换称为Clarke变换,从两相静止坐标系到两相同步旋转坐标系(OMT坐标系)的变换称为Park变换。

矢量控制也叫磁场定向控制,通过坐标变换,在两相同步旋转坐标系上,将电流矢量分解成产生磁通的励磁电流分量ism和产生转矩的转矩电流分量ist,并使两分量互相垂直,彼此独立,然后分别进行调节。这样,交流电动机的转矩控制,从原理和特性上就与直流电动机相似了,这就是矢量控制的核心思想。

1.2 硬件系统方案

本系统采用美国微芯公司的dsPICDEMTM1.1电机开发板,主芯片是dsPICD30F6010。总结构如图1所示。速度传感器用来检测速度;控制器用来接收检测的定子电流信号和速度信号,发出PWM信号;驱动电源用来检测定子电流信号、做交—直—交变换来控制电机[4,5]。

1.3 dsPIC30F6010芯片简介

dsPIC30F6010包括16 b数据改良的哈佛结构;CPU具有24 b宽度指令;线性程序存储(ROM)容量达4M×24 b;线性随机存储器(RAM)容量为32K×16 b;16×16工作寄存器阵列;软件堆栈;快速、稳定的中断响应;可以支持3个操作数的指令A+B=C;扩展的寻址模式。该芯片工作电压为5 V;-40~85℃时,最高运算速度为30 MIPS。本系统涉及的相关模块有电机控制PWM(MCPWM)模块、模数转换(A/D)模块、正交编码器接口(QEI)[6]模块。

1.4 驱动电源的的原理和选择

三相交流异步电动机的驱动电源设计一般采用交—直—交方式,也就是先将交流电转变为直流电(整流、滤波),再将直流电转变成频率可调的交流电(逆变)。

驱动电源部分采用上海嘉尚电子的DR15A。它内部集成IPM(内部6个IGBT),具有过热、过压,过流、过载多种保护,同时还具有两相定子电流检测、直流母线电压检测和温度检测等功能[7]。

1.5 电流传感器电平转换的设计

由于交流电机的定子相电流值按正弦变化,所以具有方向性,因此数值上有正有负。本文电流传感器输出电压范围是-4~4 V,而dsPIC的A/D转换参考电压范围是0~5 V,为了能利用控制器的A/D转换输出正确的值,必须将检测电流信号做电平转移和变换。

1.6 速度传感器的选择

速度传感器采用长春禹衡生产的LF型光电编码器。主要参数如下:

A,B,Z三相输出;5 V电压供电;输出电压(单位:V)VH>3.5,VL<0.5;上升时间<1μs;下降时间<1μs;响应频率为0~100 Hz;最大允许转速为6 000 r/min;启动力矩为0.05 N·m;轴、径向最大负载为50 N;惯性力矩为1.3×10-5N·m·s2;允许角加速度为1 000 rad/s2。能够满足对速度和位置的测量。

2 系统软件设计

软件设计根据前面介绍的控制策略、硬件系统进行编程、调试,主要完成以下功能:矢量控制的主程序、PWM时基中断子程序、A/D转换完成中断子程序、故障处理中断子程序、速度和电流的PI调节等[8,9,10]。

矢量双闭环控制系统方案如图2所示。闭环子程序如图3所示,具体思想如下:

(1)通过霍尔电流传感器测量逆变器输出的定子电流iA,iB,经过dsPIC30F6010的A/D转换器转换成数字量,并利用式iC=-(iA+iB)计算出。通过Clarke变换和Park变换将电流i A,i B,i C变换成旋转坐标系中的直流分量iM,i T,其中i M,i T作为电流环的负反馈量。

(2)利用4倍频的1 024线增量式编码器测量电动机的机械转角位移,并将其转换成转速n的PU值。转速n作为速度环的负反馈量。

(3)众所周知,异步电动机的转子机械转速与转子磁链转速是不同步的,所以用电流—磁链位置转换模块求出转子磁链位置,当定子电流M,T坐标系的分量iM,iT以及电动机的转速n已知时,可求出转子磁链位置θ,用于参与Park变换和逆变的计算。

(4)给定转速nref与转速反馈量n的偏差经过速度PI调节器,其输出作为用于转矩控制的电流T轴参考分量iTref。iTref和iMref(采用保持恒磁,设其值为0)与电流反馈量iT,iM的偏差经过电流PI调节器,分别输出M,T旋转坐标系的相电压UMref和UTref。UMref和UTref再通过Park逆变换转换成在α,β直角坐标系的定子相电压矢量的分量Uαref和Uβref。

(5)当定子相电压矢量的分量Uαref和Uβref及其所在的扇区数已知,利用七段法电压空间矢量SVPWM技术,产生PWM控制信号来控制逆变器。

3 系统测试

本试验用的是YS-7124系列鼠笼式三相交流异步电动机,其中功率为370 W,额定电流为1.94 A/1.12 A,额定电压为220 V/380 V,额定频率为50 Hz,额定转速为1 400 r/min,效率为69.5%,功率因数为0.72,堵转转矩/额定转矩是2.4,堵转电流/额定电流是6,最大转矩/额定转矩是2.4。

进行了开环SVPWM控制试验、速度单闭环SVP-WM控制试验、矢量双闭环控制试验。以1 000 r/min为例,定子电流如图4所示,可以看出矢量控制双闭环的速度波动要比启动运行时的电机速度波动要小,而且在同一PI调节参数下,速度调节要比单闭环更平稳。图5是矢量双闭环控制的速度波形,可以看出本控制系统速度响应快,运行平稳,稳定时速度误差小,说明系统运行良好。

4 结论

本文使用dsPIC30F6010芯片实现软件全数字化,在保证控制精度的同时相比单片机免去了很多硬件,避免了硬件系统过于繁杂的不稳定性,在价格上要比相应的DSP便宜。所以本系统即简化了硬件电路,又节省了成本。从实验结果看出,该系统速度响应快,运行平稳,稳定时速度误差小,说明系统运行良好。

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