关键词： 交通信号
多控制信号（精选九篇）
多控制信号 篇1
随着E D A技术的发展, C P L C/F P G A的优点越来越明显。编程通过符合国际标准的硬件描述语言 (VHDL) 来进行电子产品的开发和设计, 使产品有很好的兼容性、可移植性、开发周期短。在实际控制中以多相位控制为主, 具体的相位数根据交叉路口的具体规模和车流量的来决定, 相位不确定。因此采用CPLD实现的交通信号控制器可以实现高速、高密度和现场可编程、保密性好等优点。
本文设计的多相位控制器以CPLD为控制核心, 使用VHDL语言编程, 可以方便的实现不同相位的切换, 和控制信号输出的倒计时显示, 并对结果进行了仿真验证。
1 总体设计
1.1 设计思想
根据模块化、集成化、灵活化的设计原则, 系统尽量使用集成元件。在设计中, 考虑了相位可以根据外部输入进行选择, 通过交叉路口交通流量的分析, 设计中考虑了2相位、3相位以及紧急全红延时, 这三种情况进行设计。主干道绿灯时间, 主干道左转绿灯时间、黄灯时间、支干道绿灯时间以及全红延时时间, 设为变量, 可以根据具体进行调节。系统设置有复位信号, 当复位信号有效时, 系统将进入复位状态, 并载入设定该的参数运行。复位状态为主干道绿灯。当系统进入复位状态后, 此时可以根据相位的选择改变控制相序。
1.2 系统结构
系统采用CPLD实现, 系统基准时钟f0由外部电路提供, 设f0=10MHz。按照设计要求, 可将系统组成分成为四个部分, 即分频电路、主控制电路、主干道灯时减法计数器、支干灯时减法计数器。分频电路对输入的时钟信号f0进行106分频得到的10Hz信号, 用作为主控部分的时钟信号;将主控部分的时钟再进行10分频, 得到的1Hz信号用作减法计数器的时钟信号。主控部分是设计的核心, 由它产生主、支道路的信号控制信号, 各个信号灯的控制信号在时序图上应满足相位转换要求, 并产生倒计时计数器的使能信号。主、支干道灯时减法计数器在使能信号的控制下, 完成减法计数, 最终将输出送译码显示电路。
2 VHDL程序设计与仿真
2.1 从上到下的层次化设计
对于顶层设计模块, 其输入信号为时钟信号的方波和复位信号 (reset) 以及相位选择信号 (interrupt) , 输出信号包括主、支干道绿等、黄灯、红灯控制信号, 以及主干道左传绿灯, 倒计时计数器十位和个位的8421BCD码信号。
对于较低的层次, 按其功能可分为4个单元进行设计, 它们是预分频单元、主控制器单元、主干道灯时到计时单元、支干道灯时倒计时单元等。
2.2 主控制部分的VHDL设计
主控制器模块的功能是在时钟脉冲和复位信号的控制下, 形成主、支干道的绿灯、黄灯、红灯的控制信号。为了提高控制精度, 输入时钟脉冲的周期采用0.1S, 则记数值相应扩大10倍, 程序设计中用到了2个进程, 一个是主控时序进程, 用来实现有限状态机 (6个状态) , 另一个是辅助进程, 用来实现状态译码。主控制器的状态, 相位选择信号用来选择实际运行的相位。当为0时, 系统为三相位, 系统变化的状态为S0、S1、S2、S3、S4、再返回S0;当相位选择为2时, 系统为两相位, 系统变化的状态为、S2、S3、S4、再返回S0;当相位选择为1时, 系统进入全红状态S5;延时15s后又回到S0;当相位选择3时系统又返回为默认状态 (三相位) 。各状态的定义与时序图对应。
2.3 仿真与时序分析
采用CPLD进行多相位交通信号控制器的设计, 设计完成后对各个模块使用MAXPLUSⅡ进行系统的仿真, 仿真的关键是进行仿真设计, 仿真设计的目的是较为全面的验证设计的目标是否达到, 仿真从两个方面考虑:一个方面是验证系统按不同相位设置, 实现可变相位控制的设计思想;另一个方面是验证系统输出量的准确控制和显示。基于上述思路设计仿真波形, 设主干道绿灯40s, 左转绿灯15s, 黄灯5s, 次干道绿灯30s, 并进行仿真, 仿真波形。其中clock1外部时钟f0、mr_kz、mg_kz、mlg_kz、my_kz、br_kz、bg_kz、by_z分别为主干道红灯控制信号, 主干道绿灯控制信号, 主干道左转绿灯等控制信号, 主干道红灯控制信号, 次干道红灯控制信号, 次干道红灯控制信号, 次干道控制信号。
当系统的相位为0时, 系统变化状态为S0、S1、S2、S3、S4、再返回S0;当相位变化为1时, 系统由S0状态进入S5, 延时15S后有范围S5, 如此循环, 当相位变化为3时, 系统返回三相位, 进入S0、S1、S2、S3、S4、返回S0的循环, 当相位变化为2时。系统进入两相位, 变化状态为S0、S2、S3、S4、返回S0的循环。系统相位为三相位时, 当主干道绿灯40s->左转绿灯15s->主干道黄灯5s->主干道红灯35s;与此同时, 次干道红灯60s->次干道绿灯30s->次干道黄灯5s。
3 结语
(1) 分析仿真结果表明, 使用VHDL语言, 以CPLD为核心控制器, 完全可以实现多相位交通信号控制器的设计, 可以实现2相位和3相位的切换, 以及紧急情况全红延时等, 增加系统的灵活性。 (2) 探讨了通过集成电路来完成交通信号灯的控制, 分析了交通控制器的特点, 讲述了用CPLD实现设计的基本方法步骤。
摘要：针对现在交通日益拥挤, 车流量变化比较大的问题, 设计了以CPLD为控制核心的多相位交通信号控制器。采用层次化的设计方法, 使用VHDL语言编制主控部分的程序, 并使用MAXPLUSⅡ进行仿真。仿真的结果表明, 系统可以实现2、3相位交通灯的控制以及到计时功能, 并且各相位的切换可以通过外部输入调节, 增加了系统的灵活性。
关键词：交通信号灯,控制器,多相位,CPLD,VHDL
参考文献
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[2]欧伟民.基于单片机的交通信号控制系统[J].湖南大学学报:自然科学版.
多控制信号 篇2
眼睛内部有一个叫做“眼睑”的组织。它位于眼睛边缘的睫毛附近。
当睑板在白天分泌这种物质时，它会保护眼睛。晚上，我们需要闭上眼睛休息。眼睑分泌的分泌物就会聚集在睫毛附近，与灰尘、眼泪等混合，然后变成眼部分泌物。可以说，它就是由正常身体分泌的物质。
眼屎多的疾病原因
1.眼部刺激，如果眼睛受到睫毛、灰尘、强光、高温，经常熬夜、辐射等刺激，就会导致眼部疲劳，增加更多的眼睑分泌物。
2.眼病，如果眼睛出现结膜炎、沙眼等疾病。不仅增加了眼屎，而且伴有流泪、发红、充血、瘙痒等现象。
3.眼过敏，眼睛也会过敏，出现瘙痒、发热、胀痛等情况，泪液增多，常见过敏原有螨类、烟雾、挥发性气体和动物毛发。
4.鼻泪管阻塞，在正常情况下，泪腺的泪液需要通过下眼睑的泪点、泪小管、鼻泪管等，进入鼻腔。如果泪道和鼻泪管阻塞，泪液会积聚在泪囊炎中，引起泪囊炎，导致泪液增多，眼屎增多。
不同类型分泌物的解决办法
1.泡沫分泌物
如果分泌物像泡沫，它可能是干眼症的一个特征，或者是感染了一种致病细菌(如具有强致病力的细菌)的状态。
应对方法：如因病情致病菌，用干净毛巾擦拭眼睑，用清水清洁眼睛，在医生的指导下使用抗生素;干眼症可使用人工泪液，不含防腐剂的眼药水缓解不适，养成常眨眼的习惯。多吃新鲜果蔬，同时增加维生素A、B1、C、E的摄入量，也可预防角膜干燥、干眼症等症状。
2.水样分泌物
眼部分泌物像清澈的水，变薄，疑似病毒感染，如感冒时鼻腔粘膜和结膜被感染，就会导致反射分泌物增多。由于鼻骨发育不全，有些儿童可能有内眦部，伴有眼睑，常引起眼睛刺激症状，并有较多的水分泌物。老年人眼睑异常，如睑内翻、外翻等，也会增加水样的分泌。
应对方法：如果是病毒感染，应在医生的指导下使用抗病毒药物，注意休息，不要外出照射过多的阳光，避免紫外线或空气中的细菌引起病毒复发。儿童和老年人如水样本分泌增多，应及时到医院眼科查看是否有异常眼睑、眼睑内翻等症状，由医生决定是否手术。
3.脓性黄色和白色分泌物
这种眼部分泌物较厚，稍淡黄色，常见的是细菌感染，如葡萄球菌，可能是一种慢性过敏性结膜炎症状。
应对方法：除了使用抗生素滴眼剂外，注意个人卫生，经常用清水洗手，不要用手揉搓眼睛，尤其是隐形眼镜的佩戴者，戴眼镜时要注意清洗。
4.粘液分泌物
它常发生在急性过敏性结膜炎患者中，其特征为厚厚的白色丝状物质，类似于常用的胶水，也可能伴有异物感和眼痒。尤其是儿童，当他们早上醒来时，孩子们常说他们可以把丝从眼睛里拉出，通常是粘稠的分泌物。
应对方法：对于分泌物较多的患者，可用生理盐水冲洗结膜囊，根据不同病原菌选择多种抗生素滴眼液。治疗应及时彻底，防止复发。
眼屎多如何预防
中医认为，眼屎太多是肝经有热，肝气郁滞，体内虚上火的原因，所以用适当的中药调理身体，平时注意饮食，不吃辛辣燥热的食物，都有助于减少眼屎的产生。
另外，我们应该要注意用眼卫生，不让眼睛过度疲累。每个一段时间，我们可以用手指轻轻摸一下眼角，看看有没有积聚眼屎，如果有的话，可以用纸巾将其擦掉，保持良好的形象。如果眼屎长期分泌过多，而且带脓带血;成水性或黏性的话，就有可能是眼部疾病了。应该到医院检查，以便采取相应的治疗措施。
倘若是由于上火导致的眼屎增多，多吃蔬菜水果、多喝水就可以了，也可以经常饮用菊杞茶，可以起到很好的防治效果。另外还应该预防办公室眼病，注意劳逸结合，尽量不要长时间面对电脑。工作了一两个小时之后，可以适当休息一下，看一些绿色植物，使眼部放松。使用电脑时也不要离电脑太近。如果眼睛感觉干涩难受，尽量多眨眼，可以减少眼部水分蒸发。
多控制信号 篇3
关键词：信号；稳健回归；M估计；检测
中图分类号：TN911.25 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2012） 14-0032-01
铁路信号是保证运输安全的保障。在其信道中，由于人为电磁干扰和大量自然噪声的脉冲特性，众所周知，在单用户条件下，非高斯噪声十分不利于以高斯噪声假设为基础设计的传统通信系统，而其有益于经适当建模和改进的系统。这是线性和二次信号处理方法对许多形式的非高斯型统计特性缺乏稳健性而引起的，也是人们不喜欢高斯信道的一种表现。考虑到多用户检测技术可能应用的实际信道中环境噪声的AWGN模型不符合实际情况，因此产生了多用户检测技术在非高斯多址信道中的适用性、稳健性及性能等问题。本文研究讨论了基于M回归原理的稳健多用户检测技术在铁路信号中的运用。
一、系统模型
该模型是更为基本的Middleton A类噪声模型的一个近似，并且已广泛应用于建模由铁路信号信道引起的物理噪声。下面讨论研究稳健型的线性解相关检测器问题。
二、基于M回归的稳健多用户检测
众所周知，最小二乘估计对噪声密度的尾部特性非常敏感，其性能与高斯假设密切相关，只要噪声密度稍微便利高斯分布，就会使最小二乘估计的性能显著下降。因为线性解相关多用户检测就是最小二乘解形式的线性回归问题。因此，其性能对噪声分布的尾部特性也很敏感。只要背景噪声稍微偏离高斯分布，线性解相关检测器的性能就会严重下降。所谓估计器的稳健性，就是其性能对实际统计模型微小偏离假设统计模型不敏感。
（一）线性解相关检测器
式中为任意正的常数。注意，线性解相关检测器具有比例不变性。
（二）最大似然解相关检测器
（三）最大最小解相关检测器
最大最小意义下的稳健解相关检测器是以Huber的最大最小M估计器为基础。Huber研究了稳健的局部搜索问题。假设一组一维独立同分布的观测值，并设这些观测值属于实线R上的某个子集X。参数模型由一族X上的概率分布组成，其中的未知参数属于某个参数空间。当模型中的估计区域时，参数模型，且M估计器由具有特性的函数来确定，即局部参数的M估计器有下列方程的解给出： （2-6）
它通过找出最不利分布来获得。
三、小结
本文采用常用的二项高斯混合分布（很好地近似Middleton模型）来建模非高斯噪声，并基于该模型研究了基于稳健回归多用户检测技术。实践证明，稳健信号处理技术对非高斯噪声条件下接机性能的改善是非常有效的。
参考文献：
[1]王会敏.广义回归神经网络在MC-CDMA多用户检测中的应用[J].宇航计测技术，2004，10.
多控制信号 篇4
近年来,数字集成电路设计工艺越来越先进,电路规模越来越大,工作频率越来越高,如何使得时序满足设计要求,成为IC设计者必须考虑的问题。对于一些大规模的数据运算电路,其中包含很多运算单元,这些运算单元可能是相同结构的,但是在不同的运算阶段,输入数据可能不同,各个运算单元处于的工作状态是不一样的;为了设计的实现,设计者一般会选择数据运算阶段指示信号来做为全局控制信号,各个运算单元会根据当前全局控制信号的状态值来确定各自的工作状态。
1 时序紧张的GCS
在超大规模电路中,全局控制信号产生来源可能是外部输入信号,或者是内部模块生成,但是都连接到了大部分的二级模块,这些二级模块的工作状态,就由当前的全局控制信号的状态值来进行变换。
全局控制信号的示意图如图1所示,当全局控制信号进入不同的状态时,相关运算单元处于相应的工作模式
全局控制信号的逻辑描述语言如下:
上述语言中的信号GCS为全局控制信号。对于全局控制信号的使用,在逻辑设计阶段,由于没有时序信息,通过软件仿真只要满足了功能要求即可。
在综合时,由于没有物理走线的信息,只采用了一个平均的线负载模型,走线延时相对于门延时较小,可以不计算在内;如果时序要求比较宽松,全局控制信号就可以满足约束的要求。
但是到了物理后端的布局布线阶段,这时就有了真实的走线信息。由于全局控制信号连接了大部分的二级模块是基于全片进行布线的如图所示)。无论怎么摆放,都会出现一些被控制模块相对距离较远的情况(如图1中的运算单元7),导致全局控制信号的走线延时过大,甚至大于门延时;当工作时钟频率较高时,全局控制信号无法在一个时钟周期内收敛,就出现了时序违反,设计的功能就无法完成。所以如何使全局控制信号在布线阶段能够满足时序要求,成为了设计者重点关注的问题。
2 低控制优先级的GCS
在逻辑设计时,完成一个模块的编写之后,会使用仿真软件进行功能仿真,在对软件仿真得到的波形仔细分析之后可以发现,虽然全局控制信号已经有效,运算单元进入工作状态,但是此刻运算数据还没有到来,该运算单元模块依然空闲,即程序没有翻转。在等待了若干时钟周期之后,运算数据到来,才真正的开始工作,可以利用这个等待时间来改善全局控制信号的时序。
采用以下方法对时序紧张的全局控制信号进行处理:
在被控制的二级模块中,生成一个合适的、时序满足要求的使能信号。在逻辑描述中,把全局控制信号和二级模块使能信号结合使用,并且保证二级模块使能信号的控制优先级始终高于全局控制信号,即二级模块使能信号有效时才去检测全局控制信号的逻辑;同时要求全局控制信号的变化一定在二级模块使能信号有效之前若干周期时发生。这样就可以把全局控制信号设置为具有多周期路径特性的信号了。
可设置多周期路径的全局控制信号的逻辑描述语言描述如下:
上述信号LOCAL EN为二级模块电路内部的控制信号,GCS为全局控制信号。
这样的写法可以在综合时使用指令来改善布线时的时序压力。
3 多周期路径设置指令
在综合工具Design Compiler手册中,有一条设置多周期路径(Multicycle Path)属性的指令,该指令可以将一个普通信号设置为具有多周期路径特性的信号。具有该特性的信号,在时序检查时,时序收敛是在多个周期内完成的。
设置多周期路径属性的约束指令如下:
指令中,set multicycle path为设置多周期的命令;clk为检查时钟;gcs为全局控制信号;setup为建立时间的检查项;hold为保持时间的检查项;n为周期数,这个数值一定要小于设计中最大容忍的时钟周期数,也就是当二级模块使能信号变化时,全局控制信号就已经至少稳定了n个周期。
当指令中n为1时,全局控制信号时序收敛就是一个周期内完成的,那么就和其他信号一样进行一个周期内的时序检查;大于1时,只要在n个时钟周期内完成收敛都可以满足时序检查。这样就大大减轻了布线时的时序压力。
4 GCS多周期路径设置举例
选取一个已经实现的电路来进行举例分析,该电路的频率为250 M,时钟的周期为4 ns,电路的规模为500万门,流片的工艺为Gsmc0.18μm。电路的功能为实现64 K点的快速傅里叶变换(FFT)运算,采用4组并行基16蝶算单元,完成一组64 K数据FFT运算,内部包含了大量的数据运算通道。
设计中使用的仿真工具为Modelsim,综合工具为Design Compiler,布局布线工具为Encounter,时序分析工具为Prime Time。
由于在FFT运算中存在多级蝶形运算,为了指示电路处于哪一级的运算,电路产生了一个全局控制信号(i tran ctrl/Stage),并连接到了大多数的二级模块,该信号控制着电路中的蝶算单元进入不同的工作状态。
首先不对全局控制信号Stage做多周期路径的设置,然后使用Design Compiler进行电路的综合,交付物理设计人员使用Encounter进行布局布线,最终使用PT(Prime Time)对布线结果进行时序分析。时序报告中存在着很多的时序违反,检查其中一条路径,该路径经过了全局控制信号Stage,时序分析结果如表所示
可以看出,由于此路径需要在一个时钟周期内完成收敛,而路径过长,走线延时较大,结果导致了时序违反。
接下对算法以及电路结构进行分析,发现在各个运算蝶形运算单元进行运算时,当全局控制信号(Stage)有效之后,并不是立即就进行运算,而是等待了若干时钟周期之后才开始运算。所以就生成了一个运算使能信号(Rb en in),这个使能信号确保在每次运算过程中都一直有效,且与当前运算级数无关。使用Modelsim工具进行仿真,得到的波形如图2所示。
选择该使能信号(Rb en in)做为二级模块使能信号,在逻辑描述中的控制优先级高于全局控制信号,并且通过仿真得知,该使能信号变换前7个周期,全局控制信号Stgae就已经稳定了,所以只要设置多周期路径的时序收敛检查周期数小于7即可满足要求。
在使用软件仿真工具对电路功能仿真完备且无误之后,在综合时加入对全局控制信号设置多周期路径的指令,设置的多周期路径指令如下:
布线后再次对该路径进行时序分析,其结果显示如表2所示。
可以看出,由于对全局控制信号Stage设置了多周期路径的属性,在进行时序检查时,Stage到达的时间依然是6.3 ns左右,但是时序检查的sys clk长度,由一个时钟周期的4 ns变更为了4个时钟周期的16 ns;即只要被检查的全局控制信号Stage在4个周期内到达,都是满足时序要求的。
由此全局控制信号的时序就变得宽松了,在布局布线阶段不再是布线的难点,并且对电路功能本身及电路结构没有负面影响,只是增加了设计初期的架构分析和综合时指令的插入。
5 结束语
如果在设计中存在时序紧张的全局控制信号,那么针对不同的二级模块生成不同的二级模块使能信号,通过对全局控制信号设置多周期路径的方式可以更好地实现时序收敛。熟练地掌握并应用这门技术会减少设计时的难度更好地实现设计功能。
摘要：在数字集成电路(Integrated Circuit,IC)设计中,一些流水运行、分级计算的电路,使用全局控制信号(Global Control Signal,GCS)来进行设计是易于实现的一种方法。对于时序紧张的全局控制信号,通过在逻辑设计阶段,降低全局控制信号控制优先级;在逻辑综合阶段,加入多周期路径设置的指令,可以将全局控制信号设置为具有多周期路径特性的信号,能够有效地改善时序,降低后期物理设计的布线难度,从而达到设计目的。
关键词：全局控制信号,多周期路径,综合,时序检查
参考文献
[1]Release U-2005.06-QA.Synopsys Design Compiler UserGuide[S].
[2]Release U-2005.06-QA.Synopsys Power Compiler UserGuide[S].
[3]Release U-2005.06-QA.Synopsys Prime Time User Guide[S].
多控制信号 篇5
交通系统是一复杂多变的系统,很难建立精确、有序的数学模型,经典控制方法很难取得满意的控制效果。模糊控制模仿人工控制活动中人脑的模糊概念和成功的控制策略,克服了控制系统对系统数学模型的依赖,因而具有很强的鲁棒性与抗系统时变性,因此特别适用于具有较大随机性的城市交通流控制。自从Pappis[1]等人于1977年首先提出了城市孤立交叉口的模糊控制方法以来,国内外许多学者[2,3,4,5]将模糊控制等技术用于交通控制系统中。
在目前的交通信号多相位模糊控制方法中,很多是固定相序的,这在某个相位车辆很少时会造成绿灯时间的浪费,在一些变相序[5]的控制方法中,采取了灵活的相位选择算法,相比更能减少车辆延误。然而这些方法所选择的控制目标是车辆的平均延误,也即将载客量少的小客车与载客量很多的公交车同等对待,这对我国公交车占较大比例的很多城市的乘客来说是不太公平的。对此,本文在以上文献基础上,兼顾公平与效率,对小客车与公交车区别对待,在相序的选取上既考虑车辆排队长度,又考虑公交车辆数,提出了以平均乘客延误最小为评价指标的变相序模糊控制方法。仿真分析表明了该方法可以减小乘客平均延误,在公交优先的交通管理与控制中具有很好的应用前景。
1 平面交叉口模型
本文选取如图一所示具有代表意义的信号控制交叉口,交叉口的每个方向有直行、左转、右转车道,每条直行和左转入口车道装有两台车辆检测器,用于检测车道内的小客车和公交车的车辆数。两检测器之间的距离D设为150 m,这样若小客车平均车头间距为6m,公交车平均车头间距为15m,则最多可容纳25辆小客车或10辆公交车,车辆在最短绿灯时间(15s)内以平均速度10m/s可顺利通过交叉口。
2 交通信号多相位智能优化控制算法
2.1 基于乘客延误最小的相序选择方法
在交通信号控制中,各个相位的车流是按照一定的顺序轮流运行的,在相位切换上有固定相序和变相序两种。在各个方向交通流不均衡的情况下常会发生某个相位车辆很少却先获得通行权的现象,这样将使其他车辆多的相位延误增大。因此本文采用变相序控制方法,并且考虑公交优先的思想,在当前相位绿灯即将结束时,根据其余相位的车辆排队总长度(队长)L(辆)和公交车辆数Lbus(辆)来决定下一相位的选取。
以乘客平均延误最小为评价指标的公交优先相位选取方法为:在备选的相位中(本文的四相位控制中备选相位有三个)选择队长最长的相位P1和公交车辆数最多的相位P2,其队长分别为L1、L2,公交车辆数分别为Lbus1、Lbus2,可知L1≥L2,Lbus1≤Lbus2,两个相位车辆的平均载客量分别为W1、W2,已经经过的一次停车时间分别为T1、T2,设驾驶员能忍受的一次停车阈值时间Tstop,车道能容纳的最大车辆数为Lmax,下一相位为P,对两个备选相位进行比较:
(1)若P1、P2为同一相位,则P=P1(或P2);
(2)若Lbus1=Lbus2=0,则P=P1;
(3)若W1≥W2,则P=P1;
(4)若W1
考虑在一段时间内当某相位车辆载客量在所有相位中总是最小时,该相位车辆将一直得不到通行权。因此增加参数Tstop作为一个相位切换条件,即当某个相位的车辆在停车线前一次停车时间加上当前绿灯相位剩余绿灯时间大于驾驶员能忍受的一次停车阈值时间Tstop,此时下一相位必须切换到该相位。
参数Lmax是根据车道长度(每条车道150m)、最大车辆数以及各车的平均车头间距求得,Lmax需满足的条件是:0
2.2 多相位模糊控制算法
在交通控制中,一般来说,当队长较短时,信号周期则应短一些,但一般不能小于n×15秒(n为相位数)以免某一方向的绿灯时间小于15秒使车辆来不及通过路口影响交通安全;当队长较长时,信号周期则应长一些,但一般不能超过200秒,否则红灯时间太长,驾驶员心理上不能忍受。
因此,单交叉口交通信号多相位控制算法可描述为:
步骤1:从相位i开始,分别指定各相位的最短绿灯时间Gmin和最大绿灯时间Gimax;
步骤2:先给该相位以最短绿灯时间,Gi=ΔG=Gmin;
步骤3:在Gi即将结束时测得放行车道中车辆数最多的车道的车辆数,设为li(换算为标准小客车(PCU)),并按照基于乘客延误最小的相位选择方法选取下一相位i+1;
步骤4:若li为0,或li
步骤5:根据li及Δli值的大小来确定绿灯增益时间ΔG,这可以根据交警的经验及交叉口的几何形状建立模糊控制规则。若Gi+ΔG>Gimax,则ΔG=Gimax-Gi,否则Gi+ΔG→Gi,回到步骤3。
3 模糊控制器设计
模糊控制器的设计分以下几步:
(1)输入输出变量
输入变量为l和Δl,l为车辆数最多车道的车辆数,Δl=li+1-li为相邻相位与当前相位l之差,l和Δl均已换算为PCU,之所以不选择载客量W作为输入是因为车辆的移动是以整车为单位而不是以乘客为单位;输出变量为绿灯增益时间ΔG。
输入输出变量的隶属函数及模糊控制规则如表一~表四所示。
(2)模糊推理
根据人的控制经验总结出的模糊控制规则如表四所示,其中的“一”表示不可能出现的情况。两输入单输出语言控制策略由33条模糊条件语句构成:
(3)模糊判决(去模糊化)
笔者采用最大隶属度法则进行模糊判决。
4 仿真实验分析
为了对比不同控制方法的控制效果,本文分别对定周期控制、传统固定相序模糊控制、基于乘客延误最小的变相序模糊控制等三种控制方法做了多次仿真实验,实验平台是自行开发的基于VC++6.0的交通微观仿真系统。设置东西方向进口道为4车道,南北方向进口道为3车道,各进口方向交通流率见表五。直行方向车流的最大绿灯时间为55s,左转和右转方向车流的最大绿灯时间为30s,驾驶员能忍受的一次停车阈值时间Tstop设为120s,三种控制方式分别仿真60min。
由于仿真平台采用的是离散时间扫描法,车辆以及乘客的停车延误可以通过微观仿真过程直接统计得到。设车辆平均延误为Dv,乘客平均延误为Dp,则:
式中:Di为第i辆车的延误;nC为小客车数,nB为公交车数,n=nC+nB;WC为小客车平均载客量,WB为公交车平均载客量。
假定1辆公交车的平均载客量为30人,1辆小客车的平均载客量为3人,三种控制方式在相同车流量时的仿真结果如表六所示。
表六显示,传统模糊控制的车辆平均延误和乘客平均延误相对定周期控制有明显改善,而按照本文控制方法的车辆平均延误比传统模糊控制反而更大,但是乘客平均延误却有明显降低。这说明如果居民以小客车出行,在经过交叉口时的延误要比公交出行大,从行程时间上提高了小客车出行费用,体现了公交优先的思想。
5 结束语
针对交通系统难于用数学模型准确建模进而实施优化控制的特点,提出一种基于公交优先的变相序交通信号多相位模糊控制方法。该方法以乘客平均延误最小为评价指标进行相位的选择,在绿灯增益时间的模糊控制设计上充分考虑本相位以及相邻相位的车辆排队长度。仿真实验表明,本文的控制方法在车辆平均延误上虽然比传统模糊控制要大些,但是却能明显降低乘客平均延误,为实现公交优先的交通系统智能化提供了一条新途径。
参考文献
[1]PAPPIS C P,MAMDANI E H.A fuzzy logic con-troller for a traffic junction[J].IEEE Trans on system.Man and Cybernetics.1997,7(10):707-717.
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多控制信号 篇6
1、工作原理
通常RS485总线上可以有2个以上的节点, 在同一时刻只能一个作为发送终端。通常的工作方式, 用一个终端作为主节点, 作为管理节点, 对其他节点的收发进行管理, 确保同一时间内, 只有一个节点获得RS485总线发送权。
现使用一种简单控制机制, 来实现多点RS485总线通讯收发协调功能。基本原理是对各个节点的发送权采取分时复用的方式, 各个节点之间是平等地关系, 以某个时间段作为循环轮流获得总线的发送权。首先, 不同系统对通讯数据延迟有不同的需求, 选取一个合适的时间长度T作为分时复用的循环周期, 这个周期T就是系统数据延迟的最大允许时间。然后依据系统内部RS485总线的节点数, 把周期T分成N份时间段, 每一份时间段tn可以不同, 根据各节点发送数据量的多少而定。设定在一个周期T中, 0—t1时间段中, 第1个节点获得RS485总线发送权, 其他节点处于接收状态;t1— (t1+t2) 时间段中, 第2个个节点获得RS485总线发送权, 其他节点处于接收状态;以此类推, 直到 (t1+……+t (N-1) ) — (t1+……+tN) 时间段中, 第N个节点获得RS485总线发送权, 其他节点处于接收状态。一个周期T结束后, 再重新循环开始, 第1个节点再次获得总线发送权。
以上这种分时复用的RS485总线通讯方式, 实现的关键是需要对各个节点做时间同步, 保证各个节点有一个统一的时间轴。一般的方法是采用外加同步信号作为校时基准, 或者定义一个节点为计时节点, 每个时间段转换时, 计时节点向总线中发送时间命令, 通知某个节点可以开始发送数据, 类似“一问一答”。
2、控制模式
如图1所示, 划分信号周期为N段, 每段预留时间段tv, 周期末设置总冗余时间tr。
由标准时间节点1总线占有时序及提前时间节点2总线占有时序对比可发现, 若无红色图框表示的冗余时间, 则在阴影部分就会出现一个冲突区域, 导致数据收发无序, 进而发生冲突。这个冲突主要体现在当前周期节点与下一周期下个节点之间的冲突。结合标准时间节点1总线占有时序及滞后时间的末节点总线占有时序, 主要表示当前周期节点与上个周期末节点之间的收发时间冲突, 灰色阴影区域表示冲突区域。
3、实施方式
根据周期时间段的划分, RS485总线在工作的时候, 由于各节点是独自计时, 时间轴有偏差, 可能出现当某一个节点计时到已经到达自己的发送时间段tn时, 而上一个节点的计时比较慢, 还处于它t (n-1) 的时间段, 尚未释放总线发送权, 此时这个节点若发送数据, 必会导致总线混乱, 出现误码。所以可以定义在每一个时间段结束之后, 预留一个很短的时间间隔tv (tv值的选择视系统各节点时间精度而定, 在保证数据完整性的基础上, 根据波特率的大小和数据包的大小合理选择其值的大小) , 再开始计时下一时间段, 然后在周期结束点预留一个冗余段tr以保证数据通讯的可靠性。
RS485总线系统开始工作时, 所有节点处于接收状态, 假设校时节点为节点1, 节点1开始自己计时, 先向总线上发送一个简单的校时命令, 之后节点1把自己的时间轴调整为0开始, 其他节点接收到校时命令后, 也各自把自己的时间轴调整为0开始。之后各节点独立计时, 当到达自己的发送时间段时, 若有数据即可发送, 自己的发送时间段结束时, 立即释放总线, 回到接收状态, 一个周期T结束后周而复始。每个RS485总线上的节点均有自己的计时器, 但是每个计时器都是有误差的, 不可能一样。所以系统工作一定时间后, 各节点时间轴就会偏移, 导致RS485数据总线发送错误的现象。所以经过一定时间后 (时间视各节点计时器精度而定) , 校时节点在自己的发送时间段再发送一次校时命令, 各个节点再重新调整时间轴归0, 继续进行总线通讯工作。
由于采用时分复用的方式, 会增加数据的滞后性, 数据延时最大几乎达到周期T, 为了减小数据延时, 必须减小周期T, 周期T减小, 每一时间段也必须减小, 各节点每次允许发送的数据量也会减小, 所以有必要增大RS485数据总线的波特率, 来增加每次允许发送的数据量。所以波特率尽量选大的。信号机一般按照125ms一个通讯轮转周期, 而125ms中的前120ms固定分配给不同的总线设备, 最后5 m s又是一个冗余时间段解除可能的非同步时间累积;前120ms分为20个通讯时间段, 每个时间段由基本通讯时间5ms加1ms冗余时间段组成。其中前四个分配给上位机的通讯单元, 后面的16个按地址编码依次分配给16个驱动板或其他设备。而信号机的周期以秒计算, 并不构成影响。
4、结语
通过前面对这种多节点RS485总线数据发送权控制模式的分析, 可得出本方法的优点主要体现在以下几个方面:
(1) 使用较少的硬件资源, 只使用RS485通讯的2条信号线;
(2) RS485总线控制命令数据量少, 只有一个时间同步命令;
(3) 总线上每个节点均是平等地, 配上数据包中的地址, 、可以向其他任意一个节点发送数据。
摘要：利用RS485数据两线的硬件基础上, 以较少的总线控制命令, 实现RS485数据总线的时分复用功能, 使总线上每一个节点均能平等地发送数据, 在软件设计上信号灯状态切换的时间同步不紊乱, 通讯消息的收发有序不冲突以及通讯数据包的完整性。
关键词：RS485数据总线,时分复用
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多控制信号 篇7
ZigBee无线传感网络是一种全新的基于网络和计算机技术的新型技术,这些年随着相关技术的不断成熟,传感器技术、微电子技术、嵌入式技术和无线通信等技术的进步。该项计算也得到了较为广泛的应用。随着无线传感器节点成本的迅速降低,无线传感网络技术得到了迅猛的发展[1,2]。其中ZigBee无线网络技术由于可以进行节点间的通信,以无线通信方式形成的一个自组织的网络系统,其目的是协作地感知、采集和处理网络覆盖区域内的信息。节点间可以进行信息的采集处理,大区域的覆盖,部署灵活性较高,因此成为大多数应用的首选。因为其广泛的应用性和巨大的商业前景,因此成为众多学者研究的重点。但是在一些大型的传感网络中,随着应用场合复杂程度的增加,节点数量的规模也日益增大,小区域内很容易发生数据通信冲突,节点如果发生冲突,会重新传输数据,造成能量浪费的同时,也降低了网络的通讯效率。
为了避免上述问题的发生,本文提出了一种基于三角校验碰撞预测的放信道信号冲突机制。运用对同一节点进行通信的信号组成一个多信号虚拟校验区域,通过建立的无线传感信号碰撞冲突检测模型进行通信时域冲突的预测判断。通过时域内的信号二维区域碰撞预测,计算碰撞的可能概率。实验结果表明,运用该方法能够对大数据、对节点、长时间的ZigBee通信网络通信进行优化,提高了节点信道的通信效率[3,4]。同时,这种方法还大幅降低了无线通信网络的数据碰撞的可能性。
1 ZigBee网络节点设计与工作原理
无线传感网络中的通信都是通过节点完成的。节点能够完成传感数据捕获、信息处理,信息远程传递等[5,6]。节点间相互的工作步骤如图1所示。
传感节点完成的功能主要有如下几项。
1.1 信息的搜集
信息有效采集是无线传感网络的基础,外围的不同信息正是通过不同类型的传感器完成的,这也是信息处理的第一步。由于采集的信息种类不同,因此传感器的类型也是多种多样。当前随着人工智能和图像处理技术的发展,图像传感器的应用也越来越广泛。
1.2 信息处理
由于数据的格式,属性都不相同,因此必须采用必要的信息融合技术,才能保证采集的数据在误差最小的情况下,被有效地处理,保证后期数据传递的准确性。
1.3 数据的传递
在完成了数据处理后,需要通过大规模的节点间的数据传递,选择最便捷的节点路径,根据一定的路由规则,从而实现数据的准确传输。
在数据的有效传递中,随着网络节点数量的迅速增大,节点之间的通信不再是单一的、简单的形式,虽然节点组成的网络越来越复杂,节点间通信的联系性和同步性都有所下降。节点间的通信独立性越来越强。在同一时域内,节点间的通信复合性越来越大。因此,通信中的节点冲突就不可避免,如果在同一个时间段内,不同节点同时向同一个节点发送通信数据包,那么就有可能在该节点存在冲突。一旦冲突数据较多,那么节点可能出现能源耗尽,造成数据发送的延迟,节点间通信效率底下等问题,影响了正常的操作。
随着物联网的快速发展,无线传感网络在很多产品中得到了十分广泛的应用。当前在进行数据传递的过程中消除冲突的办法尽管很多,但是还是没有很好地解决当前节点存在的问题。另外,虽然传感器的节点容量越来越大,在一定程度上缓解了数据冲突的问题,但随着传递的数据量越来越大,问题依然越来越突出。
通过上面阐述的内容,需要在局域网络应用的过程中,兼容其它的相关数据,并且能够降低消耗的能量,提高数据处理的速度,从而实现合理的数据传输功能。
2 基于三角校验碰撞预测的ZigBee网络防 冲突算法
由于在多个节点间在通信过程中,可能存在时域内的冲突,不同节点对同一节点发送数据,虽然传递路径不同,但是很可能在同时到达。数据会存在一定的冲突。有效地检测存在的冲突,采用延时机制,设计路由协议,是避免冲突的有效手段。其原理如下所述。
2.1 建立虚拟信号检验范围
采用当前三角划分中最为主流的Delaunay三角剖分算法将检测节点区域进行范围划分,这种划分可以有效防止节点冲突,Delaunay三角划分算法是一种可以有效防止无效三角出现的高效划分方法。要进行Delaunay三角剖分应该满足以下的一些约束。
(1)将无线传感网络中相邻的三个节点作为基础点将各个节点进行连线构成二维区域的三角形划分;
(2)将非病态的三角区域映射在一个中心部位;
(3)本身区域中节点的变化不会对相邻区域或者相隔区域中的区域点造成影响。
如果被划分的区域符合以上的约束则进行三角划分。
2.2 数据碰撞判别
区域划分后的ZigBee网络应该进行防冲突控制,传统的无线传感器网络防止通信冲突是经过将公共信道划分给不同的时间间隙来进行的,这种控制机制当通信的节点过多时就会出现划分紊乱控制机制失效的缺点,本文提出一种新的防网络冲突机制,原理如下:
首先经过以上的节点的三角区域的有效划分将碰撞点的二维坐标求出(x,y)。本文假定冲突是存在的且当冲突发生时碰撞点必须出现在上述的经过三角划分以后的区域,这样便于求出碰撞点的二维坐标。大规模的碰撞节点检验可以经过多次迭代来计算完成多个区域检测。如果三角形ΔAkBkCk和ΔDk+1EkFk为将要进行检验的无线节点区域。
以上分析中,ΔAkBkCk和ΔDk+1EkFk分别代表不同的发生碰撞的检测区域。假设点Dk是碰撞区域ΔDk+1EkFk映射后的二维坐标的中位点。该中位点的经过的一条中线要经过另一个被监测区域ΔAkBkCk,所以存在这样位置关系的区域就会发生节点区域冲突,可以将
假设存在向量方程:
与
上式中,
2.3 误差校对
计算本身存在的一定的误差,因此在计算最终结果的时候需要进行一定的误差校对,这样获取结果更加准确,误差较小。在没有任何误差的情况下,得到的结果在数学模型上可以经过空间的投影变换到二维的坐标下时仍然为一条直线。这样的一个规律可以进行计算结果误差解释与矫正。
设一条平面的直线方程为x'=ky'+b,(x',y')表示没有误差的一个点在计算机坐标下的投影。使用以下的公式对因为误差结果出现的结果失真来进行矫正与补偿:
x=x'+Δx;y=y'+Δy。
(x,y)表示无矫正的计算结果在冲突情况下,平面下的坐标表示:因此将下式带入x'=ky'+b可得:
x-Δx=k(y-Δy)+b。
带入镜头径向畸变矫正模型:
x-(x-x0)(k1r2+k2r4)=k(y-(y-y0)(k1r2+
k2r4))+b
上式中,(x0,y0)为计算结果在计算机投影平面下的坐标表示
整理下式可得:
令上式的F方程是一个非线性化方程,对多参数的方程F对k1,k2,x0,y0,k,b的偏导数,经过变换以后可以将方程线性化。线性变换中只要保证结果不变则最终带有误差的结果就不会发生变化。本文采用人工增加的方式将前期得到的碰撞结果做无穷大处理,这样就能够将碰撞结果锁定,将中心碰撞点作为主定值。这个点固定不变,直线以及其参数发生改变。分别求F的一系列参数k1,k2,k,b的偏导数:
则误差方程为:V=AX-L,
上式中,A=[a1,a2,a3,a4],
X=[Δk1,Δk2,Δk,Δb]T,L=y-F0。
k1,k2的初始化以后的值设为0,(x0,y0)为结果主点初值,k,b可以使用数学计算进行直线拟合后求出F0是通过初始化得到。
上面的分析可知误差方程是一条线性方程,对于上述的线性化方程可以应用最小二乘法:
X=(ATA)-1ATL。
对应的直线假如存在着N个点,每一个点的坐标都可以推导出一个误差方程,则总共存在着N个误差方程,一个碰撞计算结果存在M条直线则误差方程数为:V(M×N)×1=A(M×N)×4X4×1-L(M×N)×1,参数求解是迭代的过程。通过有效的误差补偿,能够对得到的结果进行进一步的优化,保证结果的准确性。
3 实验结果分析
本节采用如图2的方式,进行振动传感器数据的大数据量采样,进而进行通信。将无线传感器节点固定在一个可以产生振动的尺子上,拨动尺子,使之发生振动,从而采得大量的振动数据。相应的数据通过串口与PC机模拟软件相连接。后台SHM程序进行数据通信的显示和监控。
运用后台监控软件,对采集的多个振动数据的传递情况进行曲线绘制,在实验中,运用衡量网络数据传递效果的传递数据量进行对比传统方法和本文方法的通讯效率。对比大数据量和小数据量的情况下,网络通讯的效率。
从图3中可以看出,一旦振动加大,数据量加大的情况下,节点会自动共用传递通道,会形成冲突。对比之后可以看出,本文提出的通信机制因为能够很好地解决通信中的冲突,因此传递的效率要比传统方法高。
4 结束语
本文提出了一种基于三角校验碰撞预测的放信道信号冲突机制。运用对同一节点进行通信的信号组成一个多信号虚拟校验区域,通过建立的无线传感信号碰撞冲突检测模型进行通信时域冲突的预测判断。通过时域内的信号二维区域碰撞预测,计算碰撞的可能概率。实验结果表明,运用该方法能够对大数据、对节点、长时间的ZigBee通信网络通信进行优化,提高了节点信道的通信效率。同时,这种方法大幅降低了无线通信网络的数据碰撞的可能性。这种基于防冲突算法的多机通信系统能够应用到诸多领域中,并且具有很大的商业价值。
摘要：针对ZigBee网络节点在大规模的数据通信过程中,会因为通信时域不一致引起冲突的问题,提出了一种基于三角校验碰撞预测的放信道信号冲突机制。运用对同一节点进行通信的信号组成一个多信号虚拟校验区域。通过建立的无线传感信号碰撞冲突检测模型进行通信时域冲突的预测判断。通过时域内的信号二维区域碰撞预测,计算碰撞的可能概率。实验结果表明,运用该方法能够对大数据、对节点、长时间的ZigBee通信网络通信进行优化,提高了节点信道的通信效率。同时,这种方法还大幅降低了无线通信网络的数据碰撞的可能性。
关键词：ZigBee网络,防冲突,多虚拟信号校验
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多控制信号 篇8
信号源是一种能产生多种不同信号的电子仪器,是工业生产和电工、电子实验室经常使用的电子仪器之一。为了能以合理价格提供最大的性能,测试设备制造商设计了大量单通道信号源,单通道源能满足工程师基本应用的需要,但经常也会遇到需要频率和相位锁定的多个源通道的挑战。在工程师需要多通道时,通常办法还是购买单通道源,把多台单通道源联用,而不是把有限的预算花在一台多通道仪器上。
在信号发生器说明手册中,给出了单通道源构成多通道源的方式,但这种方式无法使多通道源的所有输出通道都产生连续的波形,而是只能产生有限的脉冲串。本文在此基础上进行多次实验,提出了一种可以使由多台单通道源构成的多通道源输出连续的波形的实现方案。
1 信号发生器的原理
信号发生器的主要部件由频率产生单元、调制单元、缓冲放大单元和衰减输出单元等部分组成。其中频率产生单元是信号发生器的基础和核心。目前的中高端信号发生器频率产生单元采用了先进的DDS频率合成技术,具有频率输出稳定度高、频率合成范围宽、信号频谱合成度高等优点[1]。
DDS技术是一种通过DAC将数字量信号转换成模拟量信号的合成技术。DDS技术是利用高速存储器作查询表,然后通过高速DAC平滑产生正弦波,正弦输出的DDS原理框图如图1 所示。图中,系统时钟由高稳定度的晶振提供,用于DDS中各期间的同步。DDS工作时,频率控制字(FCW)K在每个时钟周期内与相位累加器累加一次,得到的相位值在每个时钟周期内以二进制码的形式去寻址正弦查询表ROM,将相位信息转变成它相应的数字化正弦幅度值,ROM输出的数字化波形序列再经DAC得到模拟输出,DAC输出的阶梯波再通过低通滤波器(LPF)平滑后得到一个纯净的正弦信号。当DDS中的相位累加器计数大于2N时,累加器自动溢出,保留后面的N比特数字于累加器中,即相当于做2N的模余运算,相位累加器平均每2NK个时钟周期溢出一次。整个DDS系统输出一个正弦波[2,3,4,5,6]。
2构成多通道源需要解决的问题
构成多通道源的难点主要有两个:一是不同仪器输出信号间相位的锁定,相位锁定的信号间保持彼此间恒定的相位偏移,并且没有漂移;二是使不同仪器输出信号的相位差保持为0°。
多通道源的主要优点是多路信号由同样的时钟源产生,因此多路信号之间能够进行锁相,而多台单通道源之间的时钟源不同,因此不同仪器输出的波形之间的相位会不停的漂移。因此构成多通道源,就需要一个称为“外基准”的公共时钟信号[7,8]。通过选取公共时钟信号,两台信号发生器之间进行了锁相,此时可以手动调节两台仪器输出波形之间的相位差,直到两路信号相位差为0°。但也可以通过选取公共触发信号同时触发两台仪器,使输出信号之间的相位差[9,10]自动保持为0°,本文就以后一种方式进行研究。
3 两台双通道信号源构成三通道信号源的方法
由于身边仪器所限,本文实验所用仪器为一台Keysight公司生产的33600A双通道信号发生器和一台Agilent公司生产的33522A双通道信号发生器,利用这两台双通道源来构成三通道源。由单通道源构成多通道源的原理与方法与此相同。
3.1 公共时钟信号的选取
在两台仪器的后面板均可以看到有10 MHz In和10 MHz Out两个BNC端口,其中的10 MHz Out可以输出本台仪器的时钟信号,相应的10 MHz In可以接收来自外部的时钟信号。 将33600A的10 MHz Out通过BNC电缆接33522A的10 MHz In,并且在33600A的前面板设置所用时钟源为内部时钟源,在33522A的前面板设置所用时钟源为外部时钟源。这样就完成了公共时钟信号的选取,即两台仪器共用了33600A的时钟信号。
3.2 公共触发信号的选取
两台仪器后面板均有EXT Trig BNC端口,EXT Trig端口可以通过前面板设置为输入或者输出。设置为输入时则仪器可以接收外部的触发信号;设置为输出时则仪器可以输出触发信号。仪器说明手册给出的选取公共触发信号的方式是将两台仪器的EXT Trig接口连接在一起,并通过前面板的设置实现两台仪器的公共触发,但这种方式的缺点在于只能输出有限的脉冲串,当需要连续信号时则无法实现。本文经过研究对此方式进行了改进,实现了连续信号的输出。
实现上述输出的方式是利用一台仪器的同步输出端输出信号到另一台仪器的EXT Trig接口(同步输出端输出的信号是占空比为50%的方波信号,可以提供准确的上升沿或下降沿)。本文中用33600A的同步输出端输出信号到33522A的EXT Trig端口,并在33522A的前面板设置其通道的输出模式为burst模式,触发源设置为外部触发源。
4 测试结果及分析
按照上面所述连接好仪器,将两台信号发生器的4个通道分别接到示波器的4 个通道(所用示波器为lecroy示波器,共有4 个可输入通道),连接如图2 所示。
图2 中,33600A的1 通道连接到示波器的1 通道,输出正弦信号;33522A的2 通道连接到示波器的2 通道,初始相位设置为默认的0°,期望输出与1 通道同频同相的信号;33522A的3 通道连接到示波器的3 通道,初始相位设为-35°,期望输出与1 通道同频不同相的信号。本文选取了1 k Hz,5 k Hz,10 k Hz,50 k Hz,100 k Hz,500 k Hz,1 MHz这些点来测试是否能够实现上述输出信号。测试结果如表1 所示。表中,C1,C2,C3是指示波器的1,2,3通道;PC1,C2,PC1,C3,PC2,C3指通道之间的相位差。由于PC1,C3= PC1,C2+ PC2,C3,而PC2,C3是一个恒定不变的值。下面只对C1,C2之间相位差与频率的关系进行分析。
C1,C2之间相位差与频率之间的折线图如图3 所示。
由于空间所限,折线图的横坐标没有按照等差递增的关系来设置。从图3 可以看到在1 k Hz以内,C1,C2之间的相位差趋近于0°,在1~10 k Hz,10~100 k Hz,100 k Hz~1 MHz三个频率段,C1,C2之间的相位差与频率均表现出明显的线性关系。观察表1 可以看到在1 k Hz~1 MHz的整个频率范围内C1,C2之间的相位差与频率均表现出了线性关系,用公式来表达,即:
式中:y为C1,C2之间的相位差;x为频率;若式中x以1 k Hz为基本单位,根据测得数据,可以得出k≈0.056,即频率每增加1 k Hz,相位差会增加0.056°;b的数值为频率为1 k Hz时所测得的相位差值。
为了确定k值是否会因仪器的不同而不同,继续进行如下的实验:用另一台33600A取代33522A,其余条件不变进行测试,测试结果如表2 所示。
将测得的数据代入公式y = kx + b,仍然以1 k Hz为基本单位,则可以得到k ≈0.050。对比第一次实验得到的k值,可以得出结论:不同仪器之间组合时系数k的值是不同的,在使用前需要工程师测定系数k的值。
通过上述测试分析,可以得出:
(1)可以非常好地实现两台仪器输出波形之间的相位锁定。
(2)在低频(1 k Hz以内)时,两台仪器输出信号间的相位差值为0°;当频率升高(1 k Hz~1 MHz)时,随着频率的升高两台仪器输出波形之间的相位差出现一定偏差。
(3)当频率升高(1 k Hz~1 MHz)时,两台仪器输出波形之间的相位差随着频率的升高表现出线性变化,可以用公式y = kx + b来表示,其中的系数k随着所用仪器的不同而不同。
通过上述测试,已经得出多通道信号之间相位随着频率的变化关系。在实际应用中,可以利用计算机实现对仪器的远程控制,并在上位机的程序中加入对相位的人为修正,实现在所有频率上多个通道输出信号间的相位差保持为0°。
5 结论
本文对用单通道源构成多通道源进行了探索研究,提出了一种实现的方法,并对此方法进行了测试分析。测试结果表明,可以很好地实现多通道信号之间的相位锁定;利用计算机远程控制,在上位机程序中进行适当的人为修正,多通道输出信号之间相位差为0°也可以很好的实现。在工程师需要多通道源,而又没有多通道源时,本文的研究成果为工程师们提供了一种切实可行的方式来获得多通道源,在实际应用中具有重要的意义。
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多控制信号 篇9
针对目前高精度测量及微纳尺度的测量技术发展需要,本文开发了一种基于ADS1274 的多通道微弱电压信号同步采集系统。 该系统以24 bit高精度A/D转换模块为核心,构成具有高精确度、高分辨率的信号同步采集系统。 相比传统式测量或采用频分复用技术的系统[3],它从硬件上解决了多通道信号同步采集需求,同时软件操作简单,且无需将输入信号放大,不会引入新的干扰源,大大降低了电路结构的复杂程度,从而提高了系统可靠性和数据测量准确度。
1 系统总体结构
多通道微弱电压信号同步采集系统主要完成三大功能:4 通道信号同步采集、数据显示及数据传输。 系统总体结构如图1 所示,其中信号调理电路配合ADS1274高性能A/D芯片实现同步采集4 通道微弱电压信号,C8051F120 编程读取A/D芯片数据,LCD12864 实时显示采集数据,通过功能键选择RS232/RS422 将测量数据传输至PC机或其他设备。
2 硬件设计
综合考虑系统的精度和量程需要,本文选用TI公司的24 bit高性能4 通道同步采样A/D转换芯片ADS1274 , 利用TPS7A7300 线性稳压器和TPS70451 双电压输出模块设计系统电源,采用全差分运放OPA1632 搭建差分输入电路作为A/D输入端的信号调理, 并用C8051F120 单片机系统作为控制核心, 用LCD12864 液晶实时显示采集数据。
系统硬件结构如图2 所示,微弱电压信号采集系统可分为4 个模块:电源模块、信号调理模块、A/D转换模块和单片机系统模块。 其实现过程如下: 外部传感器的差分信号传输至信号调理模块进行滤波和调理; 再经ADS1274 转换为数字信号传输至C8051F120 单片机系统;单片机系统将读取的数据进行数字滤波及运算后,显示在液晶屏上。
2.1 信号调理模块
由于系统采集的电压非常微弱, 在微伏量级,而环境中的噪声和干扰的强度大约为零点几毫伏,故在A/D采样前需对电桥输出信号进行调理,以滤除环境噪声,提高共模抑制比。 信号调理电路原理图如图3 所示, 采用OPA1632设计的差分输入方式, 可提高抗干扰能力,且可方便地处理电桥输出的差分信号。 图中电阻均为1%精度, 且严格挑选使电路参数尽可能对称;电容C46、C47 当A/D工作在低功耗模式时可选用2.7 nF的电容,在低速模式时则选用1.5 nF的电容;电容均采用COG封装陶瓷电容,能更好地滤除干扰。
2.2 A/D转换模块
A/D转换模块的性能好坏将直接决定该数据采集系统能否满足数据采集的要求。 本文选择ADS1274,采用 △-Σ 转换方式,采样速率可达144 kS/s,且内置的高阶稳态斩波调节器实现了非常低的漂移和带内噪声。 在提供2.5 V的参考电压时,其可在±2.5 V的量程内分辨低至0.149 μV的微弱电压。 ADS1274 转换模块电路设计如图4 所示。
(1)ADS1274 模式设置。 ADS1274 允许在高速、 高分辨率、低功耗、低速4 种工作模式中选择一种,这些模式都提供了分辨率、速度和功耗方面的优化。 模式设置由数字输入引脚MODE状态所决定。 ADS1274 转换后的数据输出采用SPI协议与单片机通信,同时选定数据输出格式为TDM模式由DOUT1 引脚移位输出, 协议和数据输出格式的选择是由FORFMAT引脚的输入状态确定。ADS1274 模式具体配置如表1 所示。
(2) 基准电压设计。 基准电压电路如图5 所示, 采用TI公司生产的低噪声、 超低温漂的精密基准电压器件REF5025 提供2.5 V基准电压, 并通过OPA2350 高速单电源轨至轨运算放大器构成电压跟随滤波器输出,充分保障了系统基准电压的稳定性和抗干扰能力。
2.3 单片机系统模块
综合考虑系统要求, 选择C8051F120 微处理器作为控制芯片。 C8051F120 单片机具有高速、流水线结构的与8051 兼容的CIP-51内核,硬件实现的SPI和两个UART串行接口等。 采用3.3 V电压供电,端口兼容5 V电压, 最大系统时钟频率可达100 MHz。
(1) 液晶显示模块。 为方便观察系统工作状态及人机交互, 选用可显示汉字及图形的LCD12864 液晶作为显示部件, 用以显示系统测量的实时输出状态及数据,同时方便功能菜单的设计和选择。
(2) 通信模块。 数据采集到之后往往需要借助计算机进行数据后续处理。 本系统设置了RS232 和RS422 两种串行通信接口,使其方便与PC或其他设备进行数据传输。
2.4 电源模块
电源模块是保证A/D芯片数据采集精度和系统可靠性的基础。 高分辨力的A/D芯片易受电源纹波的影响,虽然ADS1274 内部设有相应的抗干扰措施,但稳定的电源将有利于其发挥最佳性能。 本系统中需要使用5 V 、3.3 V和1.8 V三种电压。 由于测量的目标信号差分之后非常微弱,A/D模块和信号调理模块对电源要求较高,普通开关电源易引入电源纹波干扰,无法满足系统要求。 故采用低噪音、宽带宽、高电源抑制比、低压差的线性稳压器设计电源模块。
本文选用5 V输出的TPS7A7300 线性稳压器和3.3 V、1.8 V双电压输出的TPS70451 电压模块实现。TPS7A7300 是一款低压差线性稳压器, 具有快速的负载瞬变响应, 可提供优于2%的精度。 TPS70451 双电压输出芯片包含两路通过SVS(电源电压监控器)集成的低压差稳压器,可分别提供3.3 V和1.8 V的电压。 具有高精度、快速瞬态响应和电压监控等功能和特性。 在过载和过热下仍能保持2%的输出精度。
2.5 PCB及相应抗干扰设计
本文在提高系统抗干扰能力方面做了较充分考虑:(1) 对于空中电磁干扰, 信号以差分形式输出, 在信号调理电路中作进一步的滤波处理; (2)在PCB设计中采用模拟地与数字地隔离,将数字地回路直接引到电源入口端, 并在模拟地与数字地之间添加背靠背肖特基二极管, 以进一步缓冲、 隔离高频噪声对模拟电路的影响;(3) 模拟器件与数字器件之间有高频信号通信时, 在其间串接一个50 Ω 的电阻,并尽可能地紧接高频发射端,这样能有效去除高频信号对模拟电路的影响; (4)布线时,把电源线远离信号线布置,减小电源线的电磁干扰。
3 软件设计
系统软件部分主要包括主机初始化、A/D配置、 数据读取、数字滤波和液晶显示等。 主程序流程如图6 所示。
ADS1274 数据输出采用SPI方式。 本文根据A/D数据输出时序和SPI通信的特点对通信过程进行了简化,数据输出直接通过管脚配置, 无需读写寄存器。 利用SCLK控制读操作时序, 通过直接读取输出管脚DOUT1 的状态进行数据采集。 图7 所示为其中一位数据的读取过程。
由于环境及数字电路中的瞬时脉冲等的干扰,A/D采样的数据有可能发生跳变。 为减弱和消除此类跳变对测量结果准确度的影响,采用去极值平均滤波算法对采样数据进行数字滤波处理, 使数据采集系统的输出更加稳定可靠。
4 实验结果
在对系统各通道经过零点补偿后,本文采用在同一基准电压下4 通道共基准测试点同步测量的方法,对4个通道进行测试。 实验结果如表2 所示。
由表2 可见,该系统实现了预期的功能和设计的精度指标,系统分辨力达到了亚微伏级,不确定度低于20μV。
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