关键词：
电压源控制策略（精选九篇）
电压源控制策略 篇1
整流器是电力电子常用的设备之一。传统的整流器动态响应慢、功率因数低且不可控并且无法实现能量的双向流动。传统的整流器多采用二极管不可控整流电路或晶闸管相控整流电路[1], 效率低并且会对电网产生严重污染。解决上述问题的根本方法就是使整流设备实现网侧电流正弦化且相位可控。而将PWM技术引入整流器控制中, 就得到了取代传统整流器的PWM整流器。与传统整流器相比, 它不仅可以使得网侧电流为正弦波、功率因数为1或者可调, 而且可以实现电能的双向传输、得到较快的动态控制响应。本文就PWM整流器展开了讨论, 建立了在abc坐标系下的数学模型, 研究了一种电流控制策略。
2 电压型PWM整流器工作原理及其数学模型
2.1 电压源型PWM整流器工作原理分析
VSR的四象限运行, 关键在于对网侧电流的控制。通过改变电流的相位, 进而控制整流器的运行状态, 调整有功功率与无功功率的传输方向。图1是VSR的四种特殊的运行状态[2]。
2.2 三相电压型PWM整流器的数学模型
本文根据基尔霍夫电压定律和基尔霍夫电流定律对三相VSR主电路的拓扑结构进行了描述, 得到三相VSR的一般数学模型, 如式 (1) 所示:
3 固定频率的直接电流控制理论
所谓固定开关频率PWM电流控制, 通常情况下指的是使PWM三角载波的频率固定不变, 把电流偏差信号作为调制波的控制方式。固定开关频率PWM电流控制与间接电流控制相比, 增强了系统的鲁棒性、加快了系统的响应速度。
上面提到的固定开关频率PWM电流控制是基于abc坐标系的电流控制, 除此之外还有基于dq坐标系的固定开关频率PWM电流控制。相比之下, 基于dq坐标系的控制系统有更多的优点, 如:指令电流信号是时不变的而非正弦的时变信号、可以实现在abc坐标系下实现不了的无静差控制、更加方便对有功电流和无功电流的独立控制。因此, 在对系统对动静态性能均有比较高的要求的三相电压源型PWM整流器电流控制, 多采用基于dq坐标系的固定开关频率PWM电流控制方案。
4 结论
作为一种“绿色”装置, 一种积极主动的消除电网谐波的方式, 电压源型PWM整流器早已是国内外研究的热点, 在提高电能利用率和改造电网污染、提高风能太阳能等新能源的利用率等方面均得到了广泛的应用。它主要的优点是: (1) 功率双向流动; (2) 使输入电流正弦化; (3) 实现单位功率因数运行或功率因数可调; (4) 直流电压可调。而本文对PWM整流器做出了简单的理论分析, 并对其控制策略进行了研究。
参考文献
[1]张兴, 张崇巍.PWM整流器及其控制[M].机械工业出版社, 2012.
[2]贾俊川, 李卫国.三相电压型PWM整流器控制特性[J].电力自动化设备, 2010, 30 (04) :63-65.
[3]赵振波.三相电压型PWM整流器及其控制策略研究[D].华北电力大学, 2002.
电压源控制策略 篇2
电压、模糊控制、无功控制、模糊理论
电压是衡量电能质量的一个重要指标,保证用户电压接近额定值是电力系统运行调度的基本任务。而系统无功的平衡对电压的稳定影响极大,无功功率的不足或过大,将引起系统电压的下降或上升,极端情况下可导致某些枢纽变母线电压大幅度下降而出现电压崩溃。
国内现有的电压无功控制装置广泛采用九区划分控制方式[3]、 [4]。但仅以九区位置制定控制策略会使控制过于简单,容易过调或调节力度不够,以至于反复调节,不利于设备维护和系统稳定。考虑到模糊逻辑的优越性,本文以九区划分控制思想为基础,综合考虑运行点在区内的实际位置,电容器组与变压器的可调性比较,峰谷期和历史参考数据10等因素,提出了计及多因素的电压无功综合模糊逻辑控制策略。
1、对变电站电压无功综合控制策略的要求
在对变电站电压无功进行就地控制时,通常的方法是以九区划分运行状态图为依据来制订控制策略。图1给出了九区划分运行状态图。图中纵坐标是电压U,Umax是电压上限,Umin是电压下限,横坐标Q是变电站吸收无功,Qmin是变电站吸收无功下限,Qmax是变电站吸收无功上限,显然中间的0区是电压和无功合格区,其余8个区为不合格区。
图1 九区划分
电压和无功的调整是通过调节变压器的分接头和投切电容器组来实现的。调整变压器分接头不仅改变电压,也会改变无功需求;同样,投切电容器组不仅改变了无功,也影响了电压。
各个区的常规控制策略如下:
0区:电压、无功均合格。不控制。
1区:电压合格,无功越上限。发投电容器组指令,按间隔时间循环投入电容器组直至无功补偿合适为止。若电容投完,则停发投电容指令。
2区:电压越下限,无功越上限。先发投电容指令,待无功补偿合适后,若电压还越下限,自动转为升压指令,直至电压合格为止。
3区:电压越下限,无功补偿合适,发升压指令,待电压升至合格为止;
4区:电压越下限,,无功越下限。先发升压指令,待电压升到合格后,再发切电容指令,切至无功补偿合适为止,若电容已切完,无功仍越下限值,也自动停发切电容指令。
5区:电压合格,无功越下限。发切电容的指令,到无功补偿合适为止,若电容已切完,无功仍然越下限,停发切电容的指令。
6区:电压越上限,无功越下限。先发切电容的指令,待切至无功补偿合适时,若电压还高,转发降压指令。
7区:电压越上限,无功补偿合适。发降压指令,控制有载调压变压器分接头。
8区:电压越上限,无功越上限。应先发降压指令,待电压降至合格后,再发投电容器组指令,按循环规律投到电容器合适为止,若电容已投完,无功仍然越上限值,则停发投电容指令。
如果能判断出电压的变化是由于无功变化引起的,则可以在电压不越线或者即使越线了,也不必去调节变压器分接头而是提前投、切电容器,这样可以提高电压的合格率并减少变压器分接头的投、切次数。另外,电压进入7区或3区,即电压越限可能是由于无功迅速变化引起的,也可能是由于高压侧电压变化引起的,而且这一变化将有一个持续过程,若是由于高压侧电压变化引起的,而运行点刚好又处于无功边界上,则有可能错误地投、切电容器;反之,若电压的变化是由于无功的变化引导致的,而运行点又刚好处在电压边界上,则有可能错误地调节变压器的分接头,若在无功缺额较大的情况下调节变压器的分接头,则有可能会引发负调压效应,进一步导致电压不稳定。可见若能提前了解无功的变化趋势,认清电压变化的根本原因,适时地决定控制策略,则可减少控制的盲目性,获得满意的控制效果,保证电压的合格率。
在变电站,由于变压器的重要性,它历来就是重点保护对象。对于有载调压变压器,分接头的调节次数是有严格限制和要求的,对于电容器组的投切次数也有要求。因此,电压无功控制的控制策略不仅要满足对电压和无功的要求,还要满足保护设备的要求,即目标函数可归纳为:(1)电压合格率最高;(2)功率损耗最小。约束条件是:(1)档位上下限;(2)电容可用组数;(3)变压器分接头日调节次数上限;(4)电容器组日投切次数上限,控制变量有两个,一个是调档,另一个是电容投切,这两个控制变量都不是连续变化的。
2、计及多因素的变电站电压无功模糊控制策略
根据电压、无功变化的特点,在这里提出对无功边界进行模糊化的控制方法 ,利用模糊控制善于处理非线性、受多因素影响的复杂控制问题的优点,采用模糊集理论进行控制决策,从而充分确定引起电压变化的原因。
也就是:首先根据实时电压判断电压是否越限,若越限,再判断无功及无功变化的趋势,具体就是将无功的偏差和无功偏差的变化率作为输入变量,如:无功剧烈变化,运行点处于3区或7区,无功可能不越线,也应该提前通过投、切电容器来控制;若是高压侧电压的变化引起的电压越线,无功变化不大,则应首先调节变压器的分接头来加以控制。这样可以减少变压器分接头的调节次数。控制策略有两步:
(1)确定运行点所处区域。(2)综合各因素,通过隶属度计算,选择调节方式(调变压器分接头或投切电容器组)。
选择调节方式时需要考虑的因素有以下几个方面:
(1)考虑基于九区划分选择调节方式,把对于电压上、下限和对于无功上、下限的隶属度分别记μμl、μμh、μθl、μθh。(2)考虑电容器组与变压器分接头的进一步可调性选择调节方式,两种调节方式的隶属度分别记为μCadjust 、μTadjust 。(3)考虑峰谷期选择调节方式,其隶属度记为λpeak 。(4)结合历史参考数据选择调节方式,历史记录为投切电容器组的隶属度为λCon 、λCo(接164页)ff ,历史记录为调变压器分接头升压、降压的隶属度记为λTup 、λToff 。
3、结论
(1) 本文分析了现有控制方法的特点后,指出了其不足之处,并在此基础上提出了基于无功边界模糊化的控制方法;
(2) 基于无功边界模糊化的控制方法,能减少变压器分接头调节次数,消除盲目调节,提高电压合格率,使无功基本平衡,避免有载调压变压器产生“负调节效应”;
(3) 本文介绍的控制策略合理地使用了有载调压变压器和并联电容器组这两种调节设备,具有明显的调压效果,无功补偿合理,调节次数极少,不会出现反复调节的情况。
参考文献
[1]吕艳萍 变电所自动调压装置的专家系统[J]. 中国电力,1996(3)
[2]诸静 模糊控制原理与应用[M] 北京:机械工业出版社,1998
[3]施玉祥 陶晓农.中低压变电站电压无功调节的研究[J].电力系统自动化 1996,20(9):54-57
[4]严浩军 变电站电压无功综合控制策略的改进[J].电网技术,1997,20(10):47-49
电压源控制策略 篇3
逆变器并联具有容错性、大容量、模块化等性能,成为近几年的热点。并联控制方法主要有:集中控制方式、主从控制方式、分布逻辑控制方式和无连接线控制方式等。集中控制结构简单,但公共控制电路若失效,整个并联系统瘫痪,不能实现冗余性[1,2]。主从控制法亦受限于主模块的可靠性,冗余性差[3]。文献[4]提出了环链控制法,下级逆变器的电流参考信号由上级逆变单元提供,第一级信号则由最后一级提供,由此组成链状结构。显然,链环的存在使得该方法不能实现热插拔。无线控制基于外特性下垂法[5,6],由于省略了各并联模块的联络线,适用于相隔较远的分布式电源,但系统参数变化时不能较好地解决环流问题[7,8],文献[9]针对环流进行了改进,效果显著。文献[10]引入均流外环以获得均流效果,但与前述方法都局限于负载电流均分场合。
某些场合采用发电机形式的输入电压源,若按照平均电流模式输出负载电流[11,12,13],则所有电压源均不能工作在额定点,效率较差。本文据此提出了一种电压源逆变器控制策略,即多模块并联系统除最后一个模块外其余均工作在额定电流处,使得整个并联系统效率达到最优。
1 逆变侧并联控制策略
图1为该控制策略的主电路图,输入电压源经整流后输出稳定直流400 V,逆变输出工频交流电。逆变器控制框图如图2所示,电流内环采用电感电流反馈。电容电流能够直接反映负载电流的变化,块均输出额定电流,最后并联模块提供剩余的总负载电流,使得输入电压源工作在额定点处,效率最优。并联系统根据负载的变化,决定并联模块的投并和切除,系统响应速度快,输出电压稳定性高,具有较好的热插拔性。
3 结论
电压源控制策略 篇4
现阶段，我国对低电压穿越控制策略的研究，注重集中在风电领域，光电领域还比较少。正是因为如此本文以光伏并网发现系统为研究对象，对低电压穿越控制策略进行了探讨分析。笔者认为可以采取电压定向矢量控制的方法，来提高低电压穿越控制能力，以此达到有功与无功解耦。本文首先对光伏并网发电系统及其低电压穿越要求进行了分析，其次对光伏并网发电系统的低电压穿越控制策略进行了探讨，仅供参考借鉴。
一、光伏并网发电系统及其低电压穿越要求
光伏发电系统主要应用的物质是光伏电池，该设施最重要的价值就是将太阳能转换成电能，最终完成发电任务。光伏并网主要是指两大系统连接，分别为光伏系统、电力网系统。两大系统连接之后，不必再借助蓄电池，初期成本比较低，而且更容易维护，后期检修成本也比较低，可以说是现阶段最为经济实用的发电系统。光伏并网发电系统形式依据场合差异而不同，现阶段应用最为广泛的应该是逆潮与无逆潮并网系统、地域并网系统等。早期应用的是光伏发电系统，存在着比较多的缺陷，比如逆充电现象、电网电压波动过于明显等现象，因此在应用的过程中比较麻烦。正是基于此，光伏并网发电系统优势更加突出。但是光伏并网发电系统在应用的过程中，则需要满足非常重要的条件，即低电压穿越要得到控制。这主要是因为发电系统运行过程中，会出现并网点电压跌落情况，此时要求光伏设备依然能够实现并网，如果条件允许，还能够为电网提供无功功率，确保电网在短时间内就可以恢复。
现阶段我国针对光伏并网发电系统的低压电压穿越能力要求已经出台了相应的技术规范，该技术规范中对光伏电站的低电压穿越能力标准要求进行了明确的规定，具体标准如图1所示。
依据图1中显示可知，如果光伏并网电点电压正好处于在轮廓线或者高于轮廓线，同时处于区域之间，此时光伏电站并网运行必须要保证畅通，但是如果并网点电压处于在轮廓线之下，则可以出现线路送电暂停的情况。世界上很多国家都依据自己国情制定了光伏并网低电压穿越要求，其中比较典型的就是德国制定的E.ON标准。该标准对低电压穿越控制要求更加的详细，其中最为重要的是该标准对低压穿越过程中，无功电流比重与电压跌落深度之间的呈现的关系进行了规定。电压跌落过程中，光伏并网发电站一定要为系统提供无功电流，如果子电压跌落深度超过了50%，但是没有超过90%，则无功电流应该满足线性输出条件，而如果电压跌落深度未能超過50%，此时无功电流必须达到100%。
二、光伏并网发电系统的低电压穿越控制策略
光伏并网系统电压跌落过程中，逆变器既要始终处于并网运行状态，同时还需要对有功与无功功率进行有效的协调，以便此时能够提供无功功率，保证光伏并网发电系统能够有足够的电压恢复正常运行，达到低电压穿越要求。
如果光伏并网发电系统电压处于正常状态，逆变器要遵循有功优先的原则，对最大功率进行始终都进行跟踪控制，换言之，就是最大程度的达到有功电流要求，而有功电流值则需要根据电压外环来取得，同时利用最大功率跟踪算法获得相应的信息数据。该信息数据可以作为参考值，其与直流侧电压会出现一定的误差，但是利用PI进行调节之后，误差信号会及时的得以纠正。如果电网电压处于跌落期间，因为逆变器具有限流功能，不能继续遵循有功优先控制原则，否则逆变器状态会发生变化，呈现出功率现幅状态，不能对光伏并网发电系统提供有效的无功支持，所以此时你逆变器遵循的是无功优先控制原则。
在无功优秀控制期间，有关需要借助相应的公式计算出无功电流给定值，之后再按照国家规定的内容：逆变器输出电流可以高于额定电流，但是不能高于1.1倍。
当电网电压发生跌落时，要根据电网电压跌落的深度来调节逆变器的无功电流给定值，改善电压跌落情况，进而提高光伏并网发电系统的低电压穿越能力。低电压穿越期间所需的无功电流百分比的表达式如下：
i*q为所需的无功电流；UN、IN分别为电网的额定电压、电流；U为跌落之后测得的电网电压有效值。在电网电压发生跌落时，可以根据上述公式式得出跌落深度和无功电流之间的关系。光伏并网发电系统的控制流程图如图2所示。当电网电压发生跌落时，根据2中所示的步骤光伏逆变器提供无功给电网，让电压恢复，实现低电压穿越。
三、结语
综上所述，可知借助光伏逆变器来实现低电压穿越控制，此种控制策略属于定向矢量控制。通过调查分析，应用逆变器之后，光伏并网发电系统在电压跌落过程中，能够实现并网运行，同时能够为系统提供无功功率，可以使电网在最短实践脱离故障，继续运行。本文所研究的光伏并网发电系统属于大型系统，其他规模类型的光伏并网发电系统，还需要有关学者进一步研究。
（作者单位：廊坊师范学院）
电压源控制策略 篇5
以上研究从风电场子站角度对并网电压进行控制,而从主站和子站配合角度,通过汇集母线关口进行协调控制研究较少。 基于以上分析,本文将综合分析风电集群的并网接线方式和特性,构建多控制区多无功源协调的风电集群电压控制体系,实现主站与子站之间和其内部的多种无功源地协调。
1 风电集群并网接线特点
大规模的风电集群并网在我国分布较广, 其主要的并网接线方式如图1 所示。
多台风机通过馈线(L)馈入低压网低压母线B3~Bn上,经升压变压器T3~Tn接入汇集母线B2,并通过T2拓扑至高压主网的无穷大母线B1。
从图1 中可以看出:(1) 风电并网电网分属省调和地调调度控制中心,2 者的联络交汇点即为汇集母线B2,汇集母线电压对保证电网运行安全和风电集群运行均有重要的意义;(2) 高压主网和低压网均有众多类型的无功源,主网无功源主要由机组(U)、电容器(C)、电抗器(R)和变压器分接头(T)等组成,低压网无功源主要由电容器、电抗器、变压器分接头、风机(W)和SVC/SVG(S)等组成。 对无功控制特点而言,机组、SVC/SVG、风机等属于连续型控制变量, 而其他设备属于离散型控制变量;AVC分层控制系统主站和子站控制方式的不同使得各种无功源的无功控制响应特性也有区别,主站系统由于机组、风电场均不属于直控设备需协调子站控制因此响应速度较慢, 直控变电站的容抗器、分接头等离散设备可以直控,因此响应速度较快,而风电场SVC/SVG、机组和风机等均可以快速响应,而容抗器和分接头离散设备响应速度稍慢。
由于风电建设在风电资源区域集中建设, 而区域内风功率曲线差异较小, 风电集群并网体现了高度的区域出力同趋性, 放大了风电集群并网电压波动的影响。为了适应风电场波动性和间歇性的特点,应对区域风电集群并网造成电网电压波动甚或风机连锁脱网的危险,保证汇集母线侧的电压安全,需要充分考虑电网多种无功源的离散变量/ 连续变量和快速响应特性,实现主站侧和风电场侧的协调控制。基于以上分析,本文构建多无功源协调的风电集群并网电压控制体系。
2 分层无功电压控制体系
本文所研究主站和风电场的无功电压控制体系如图2 所示。
调度AVC主站的中心任务是充分利用电厂机组的旋转无功备用和直控变电站变压器分接头和容抗器的调压手段, 为整个电网的安全经济运行提供区域无功优化分布, 保证风电集群并网的电压要求和正常运行, 其实现方式便是基于无功优化的三级电压控制为各个区域提供中枢母线优化目标值, 对区域进行扩展二级电压控制[12],实现基于区域无功电压支撑的电厂/直控变电站/ 风电场子站多无功源的协调,在正常、警戒和紧急控制状态下生成控制策略并下发遥控/ 遥调指令。 风电场AVC子站基于SVC/SVG无功备用快速响应特性, 协调风电场内多种无功源进行快速响应迟滞协调的无功控制, 在紧急情况下进行电压自恢复控制, 在正常和紧急情况下接受调度AVC主站的下发目标值并实现对目标跟踪控制功能。
调度AVC主站和风电场AVC子站的信息交互通过智能电网一体化应用平台进行, 子站AVC将其运行状态、可增/ 减离散无功量、可增/ 减连续无功量上行给主站AVC。 主站AVC根据将子站控制信息计入二级电压控制计算其协调控制量, 并将目标值下行给子站AVC。
3 多控制区多无功源风电集群控制
3.1 汇集母线电压多控制区
对于本文的电压控制体系来讲, 汇集母线既是主站和子站之间控制模型联络枢纽[13],其电压又是风电集群安全并网的重要条件。 当风力急剧变化风机集群出力突变时, 汇集母线电压也会相应骤变,AVC控制对于汇集母线的电压支撑会间接提高风电场母线电压稳定性, 减少风机由于过压/ 低压造成脱网事故的发生。为了对汇集母线实现更好的控制,将汇集母线的电压根据不同限值分为正常、警戒和紧急3 个控制区间,如图3 所示。
图3 中,Vmmin/Vmmax,Vugmin/Vugmax,Verrmin/Verrmax分别为母线电压控制下限/ 上限、紧急控制下限/ 上限、错误阀值下限/ 上限。 汇集母线电压偏离正常控制区越远,风机脱网概率也会急剧增加。 下面本文将从主站和子站不同的控制区特点出发, 构造不同的目标函数和控制策略来实现其对整个电网的无功优化分布控制。
3.2 AVC主站多控制区无功电压控制
为了实现对汇集母线的电压控制, 汇集母线设置为区域内关键母线。 主站根据汇集母线的电压情况分别执行正常、警戒和紧急的无功电压控制策略。
正常控制区控制方法即为传统的扩展二级电压控制, 其控制目标为中枢母线电压与设定值偏差趋控制死区控制,控制方向为全网无功优化分布,降低全网网损[12,13],这种控制模式已经成熟应用,本文不再赘述。
警戒和紧急控制区控制方法为越限校正二级电压控制,控制主站实现对汇集母线的无功电压支撑作用,将汇集母线越限电压校正到正常区间, 其控制方向为越限电压校正,保证全网电压安全。 在该控制区,考虑直控站容抗器对区域的无功支撑作用, 预判容抗器动作对区域母线电压和无功分布的影响, 协调区域内机组和容抗器等无功源的协调控制。 其数学模型为:
式(1)中:Vi,Vilmt为区域内第i条电压越限母线(母线可为中枢/ 控制/ 关键母线)的当前电压和所越限值;δ 为母线电压控制死区,当母线越上限时,该值大于0,当母线越下限时, 该值小于0;ΔQg,ΔQc,ΔQw分别为电压校正控制中机组、 容抗器和风电场的无功调整量; Cig,Cic,Ciw为机组、容抗器和风电场无功对第i条母线电压灵敏度;h和g分别为二级电压控制中的等式约束和不等式约束;u和x分别为二级电压控制中的状态变量和控制变量。
AVC主站多控制区无功电压控制流程如图4 所示。 主站根据汇集母线的控制区间,在正常区主要通过机组、 风场和容抗器协调来提高电网经济效益;在警戒和紧急控制区,主站会直接对容抗器进行预控进行区域无功电压支撑,提升汇集母线的电压稳定性。
3.3 AVC子站多控制区无功电压控制
SVC和SVG虽然工作机理和调节属性不同,然而均可实现对无功的快速连续调节,从而完成对电压目标的快速跟踪响应。 为适应风电场的波动性的特点,我国大多数并网风电场含有SVC或SVG无功源,本文将充分利用其无功控制特性,构建在接受目标值时SVC/SVG快速响应, 与其他无功源迟滞协调以SVC/SVG无功出力趋零为目标的AVC子站无功电压控制系统。 该AVC子站系统在接受目标值初始的控制目标为:
在SVC/SVG初始控制结束后的后续协调控制目标函数为:
式(2,3)中:Qsfst和Qsend分别为SVC/SVG在子站初始接受AVC目标值和后续协调中的无功出力目标值;Qsref为AVC子站接受的无功目标值(如果为电压目标值,则根据当前母线电压和目标电压进行无功目标计算),Qsmax和Qsmin为SVC/SVG的最大/ 最小无功出力(容性出力为正值, 感性出力为负值);Qs为SVC/SVG初始控制结束后当前无功出力;Qscoop为后续协调中其他无功源协调无功控制量和的差值。 AVC子站控制须满足母线电压、SVC/SVG/ 容抗器/ 风机等无功、主变档位等约束。
AVC子站多控制区的电压控制方法流程如图5所示。
汇集母线电压在正常/ 警戒控制区,子站AVC优先使用SVC/SVG优先快速响应, 响应结束后和其他无功源进行迟滞协调的控制,该控制模式可以实现对母线电压目标的快速跟踪和电压快速校正能力,能够充分发挥不同无功源的协调控制,抑制风电场的电压波动性对电网电压的影响。
在紧急控制区,AVC子站对容抗器直接控制,并同时对SVG生成控制目标,实现对汇集母线电压的快速校正控制,当汇集母线电压越紧急下限时需要增加容性出力, 切除电抗器或投入电容器,SVC/SVG在有容性无功出力能力下快速增加容性无功出力; 反之,在汇集母线电压越紧急上限时需要增加抗性出力,切除电容器或投入电抗器,SVC/SVG在有抗性无功出力能力下快速增加抗性出力无功。
无论在正常、警戒还是紧急控制区,在SVG控制结束后均会进行多无功源的迟滞协调,将SVG中的无功出力使用容抗器和风机无功出力进行最大程度的置换,保证SVG的无功备用,确保子站的无功快速调节响应能力,提升汇集母线电压稳定性。
4 现场应用
本文所提出的多控制区多无功源协调的风电集群并网分层电压控制技术在西北某省调获得了实际应用。以该省调某区域为例进行分析,该区域有2 个火电厂和3 个风电场,风电场并网接入同一汇集母线,汇集母线定义母线电压紧急上/ 下限分别为238/222 k V,正常控制上/ 下限分别为236/224 k V。 该技术控制策略和控制效果可以通过2014 年11 月3 日09:30 后汇集母线控制曲线进行分析,如图6 所示。
09:33 左右,汇集母线发生电压突变,电压降低至汇集母线电压紧急控制区, 主站AVC执行紧急区电压控制策略,投入区域内相邻直控变电站的电容器(上绿色曲线)进行无功支援;子站AVC投入站内电容器C1(下绿色曲线)并将SVG投入无功出力(下红色曲线),风机无功出力增加(下紫色曲线)。 随着无功分布变化,09:35 左右汇集母线电压脱离紧急控制区而进入警戒控制区,主站AVC执行警戒区电压控制策略,给电厂/ 风电场下发提高母线电压增无功出力命令,电厂/ 风电场响应指令,无功出力(上红色曲线)持续增加;风电场SVG迅速响应,满发无功,风机无功出力持续增加,同时SVG无功出力相应减发无功,以SVG无功备用最大为控制目标。 汇集母线电压在09:40 分左右进入正常控制区, 执行常规二级电压控制策略进行调节。
从图6 中可以看出AVC主站和子站在不同的控制区进行协调分层无功电压控制, 充分发挥了多无功源自身的无功电压特性,平抑电压波动,提高了电网电压的稳定性。
为了分析实际闭环系统的控制性能, 选取风功率曲线相似日来进行对比分析。如图7 所示。蓝色曲线为2014 年4 月7 日闭环投入前母线电压采样曲线,红色曲线为2014 年9 月28 日闭环投入后母线电压采样曲线, 从控制曲线中可以看出闭环投入后汇集母线的电压波动有所降低, 尤其是在03:00~06:00 和14:00~17:00 时间段对电压波动的抑制作用较为明显。
为了验证该技术对风电场并网电压波动的抑制作用, 通过对比同期AVC闭环前后汇集母线电压波动率进行分析,如表1 所示。
%
从表1 中可以看出2014 年闭环后汇集母线电压波动有所降低, 从而体现了该技术可以降低风电集群并网对电网电压波动影响。
5 结束语
电压源控制策略 篇6
电压源型换流器(VSC)是最常见的电力电子换流装置,可实现能量在交直流形式间的变换[1],是构成轻型直流输电系统[2-3]、静止无功发生器、有源滤波器和动态电压调节器等常用设备的基本单元,也是分布式电源接入电网的重要装置[4-5],将在电网中得到越来越广泛的应用。与此同时,换流器作为非线性装置,其产生的谐波问题也将日益突出。IEEE 1547标准明确规定了分布式电源接入后的各次谐波水平[6],因此有必要从机理出发,研究VSC在实际工况下谐波产生的原因及其抑制策略,以促进电力电子换流技术在电力系统中的应用。
VSC作为基于脉宽调制(PWM)策略的非线性电力电子装置,其本身也属于谐波源[7-8]。在对称稳态运行状态下,VSC只产生高次特征谐波,可通过高通滤波器滤除[9]。但当三相电压不对称时,由于交直流侧相互作用和电力电子开关的非线性特性, VSC将产生低次非特征谐波[10],给系统造成谐波污染。配电网中单相负荷不匹配、不对称故障、配电变压器参数不对称等原因造成的三相电压不对称时有发生,因此VSC对配电网的谐波污染尤为严重,需要仔细分析VSC在不对称工况下产生谐波的大小及其对电力系统的影响。
VSC产生的谐波是由交直流侧通过电力电子开关相互作用引起的,其特性复杂,需要建立能够综合考虑交直流侧相互作用和详细开关特性的谐波分析数学模型,才能准确揭示不对称三相电压下VSC产生谐波的机理并计算其大小。目前,通过坐标变换法[11]、扩展频域法[12]和动态相量法[13]等方法均可对VSC产生的谐波进行分析,但上述分析一般是基于直流电压恒定或简化开关特性的假设,无法很好体现交直流侧相互作用以及开关非线性特性对谐波的影响。
采用选择型调制方式(SHE-PWM)可以有效降低VSC产生的谐波[14-15]。该方法是以输出谐波总畸变率(THD)最小为目标,采用迭代求解的方式, 获得PWM脉冲的调制角以消除谐波。通过dq坐标变换,将正序基波分量转化为直流分量,再对VSC施加控制,以减少不对称分量和谐波分量对VSC产生谐波的影响,也可以达到抑制谐波的效果[16-17]。但该方法需要在坐标变换后引入低通滤波器,以提取直流分量,这必将影响系统的响应速度。 可见,有必要针对目前研究存在的局限性,从VSC产生谐波的机理出发,提出行之有效的谐波抑制策略,降低谐波对系统的影响。
本文通过对称分量法建立序分量动态相量分析方法;定义直流电压和交流电流各阶序分量动态相量为系统的状态变量,建立以状态空间描述的VSC序分量动态相量谐波解析分析模型,综合考虑开关函数详细动态特性和交直流侧谐波相互作用,揭示不对称三相电压下VSC产生谐波的机理,以及谐波解析求解方法。基于此,利用基波负序分量对谐波的作用分析结果,建立负序等效电路,提出负序补偿不对称调制方法,以达到基波不对称下谐波的抑制。
1 VSC序分量动态相量谐波分析模型
1.1序分量动态相量的定义及性质
k阶动态相量〈x〉k的定义为:
其实质是k阶傅里叶系数。动态相量具有线性性质、卷积性质、微分性质和共轭性质,其卷积性质为:
微分性质为:
共轭性质为:
对于三相交流系统,可通过对称分量法,将k阶动态相量转换为序分量动态相量:
式中:a=ej120°;T为对称分量法变换矩阵,其逆变换矩阵如下,
根据动态相量的微分性质,可得到序分量动态相量的微分性质为:
根据动态相量的共轭性质,可得序分量动态相量的共轭性质为:
序分量动态相量的微分性质和共轭性质是获得谐波分析模型的重要基础。
1.2 VSC时域模型
VSC属于强非线性设备,可用于整流和逆变, 其拓扑结构如图1所示。
当交流系统中性点不接地时,VSC的时域模型如下[18]:
式中:usA,usB,usC为交流侧系统三相电压;iA,iB,iC为交流侧系统三相电流;ucA,ucB,ucC为VSC交流侧三相电压;udc为VSC直流侧电压;idc为VSC直流侧电流;il=udc/Rdc,为直流系统电流,Rdc为直流系统等效电阻;R和L分别为VSC与交流系统间连接线路的电阻和电感;Cdc为VSC直流侧电容。
另外,可采用开关函数来表示VSC交流侧与直流侧电压、电流之间的关系:
式中:SA,SB,SC为VSC三相桥臂开关状态,上桥臂闭合时为1,下桥臂闭合时为-1。
由式(8)和式(9)建立的含开关函数的时域模型可详细描述VSC的动态特性。
1.3开关函数的动态相量
PWM从本质上可以分为自然采样、规则采样和直接调制3种方式[19]。本文主要讨论双边自然采样PWM。用f(x,y)表示PWM输出的开关函数SA,其中:x=ωct-θc,ωc和θc分别为载波角速度和相角;y=ωst+θs,ωs和θs分别为工频角速度和相角。f(x,y)的傅里叶系数就是PWM开关函数的各阶动态相量值。以A相为例,M为调制率。在[-π,π]的1个周期内,f(x,y)数值为:
利用双傅里叶变换,可得到A相开关函数的动态相量〈SA〉如表1所示。
注:m,n为整数。
表1中,Jn(ζ)为n阶贝塞尔(Bessel)函数。在三相对称调制下,B相和C相开关函数的k阶动态相量如下:
1.4 VSC动态相量模型
根据式(2)—式(4)的动态相量特性,可得VSC的交流电流动态相量模型如下:
式中:uN=(usA+usB+usC)/3。
直流电压动态相量模型为:
设n-1次以内的谐波为研究对象,则定义交流电流和直流电压的0,1,…,n-1阶动态相量为状态变量X= [〈iA〉0,〈iB〉0,〈iC〉0,〈iA〉1,〈iB〉1,〈iC〉1, …,〈iA〉n-1,〈iB〉n-1,〈iC〉n-1,〈udc〉0,〈udc〉1,…, 〈udc〉n-1]T。
则式(8)的时域方程变换为用动态相量描述的状态方程:
式中:U为由交流系统电压构成的输入变量;A为系数矩阵,可以分为4个子阵A11,A12,A21,A22,其中, A11和A22反映了交流系统和直流系统内部的电压电流关系,为对角阵,A12和A21则为由开关函数各阶动态相量构成的矩阵,描述了交直流系统间的相互作用;U,A11,A12,A21,A22的详细表达式见附录A式(A1)—式(A5)。
1.5 VSC的序分量动态相量谐波分析模型
定义交流电流的各阶序分量动态相量和直流电压的各阶动态相量为状态变量Xs= [〈iA(1)〉0, 〈iA(2)〉0,〈iA(0)〉0,〈iA(1)〉1,〈iA(2)〉1,〈iA(0)〉1,…, 〈iA(1)〉n-1,〈iA(2)〉n-1,〈iA(0)〉n-1,〈udc〉0,〈udc〉1,…, 〈udc〉n-1]T。
用对称分量法将式(14)变换成用序分量动态相量描述的状态转移方程:
式中:As为序分量动态相量谐波分析模型的系数矩阵;Us为交流系统电压序分量动态相量表示的输入变量,详细表达式见附录A式(A6)。
利用式(5),可将1.3节计算获得的三相开关函数动态相量〈SA〉k,〈SB〉k,〈SC〉k变换为序分量动态相量〈SA(1)〉k,〈SA(2)〉k,〈SA(0)〉k。根据式(7)给出的序分量动态相量共轭性质,可用开关函数序分量动态相量描述As。As中子阵TA12,A21T-1的详细表达式见附录A式(A7)和式(A8)。式(15)即为VSC的序分量动态相量谐波分析模型。该谐波解析分析模型综合考虑了开关函数的详细动态特性和交直流侧的相互作用。通过求解该状态方程,可获得状态变量的各阶动态相量,即交流电流和直流电压各次谐波的解析计算结果。
2不对称三相电压下VSC谐波产生机理分析
当PWM为三相对称调制时,开关函数的动态相量中只含有基频正序分量和高次特征分量。在分析交流系统基波不对称下VSC产生非特征谐波问题时,可忽略高次特征分量,即〈SA(1)〉1≠0,因此,在谐波分析过程中只需要考虑〈SA(1)〉1来体现交直流侧的相互作用。由式(15)序分量动态相量谐波分析模型,可得基波正序电流和直流电压的计算公式为:
式(16)的作用项为式 (1 7)的的作用项为因此,直流电压只与基波正序电流、电压相互作用 。
基波负序电流、3次谐波正序电流与直流2次谐波电压的计算公式为:
式 (18) 的和式 (19的作用项 均为式 (20) 的的作用项 包括因此,交流侧基波负序电流、直流侧2次谐波电压与交流侧3次正序谐波电流之间存在相互作用关系。各分量在交直流侧的相互作用关系为:1交流侧基波正序电压 交流侧基波正序电流 直流电压;2交流侧基波负序电压 交流侧基波负序电流 直流侧2次谐波电压 交流侧3次正序谐波电流 交流侧3次正序谐波电压。同理,基于该方法对VSC交直流侧各次谐波进行分析,可得到其相互作用的机理为:交流侧k次谐波负序电压 交流侧k次谐波负序电流 直流侧k+1次谐波电压 交流侧k+2次谐波正序电流 交流侧k+2次谐波正序电压。实际中,k一般为奇数。
当交流系统基波电压不对称时,由于系统存在基波负序电压,将产生交流侧基波负序电流。由上述相互作用关系可知,将会在直流侧产生2次谐波电压,并在交流侧产生3次谐波电流。因此,系统基波电压不对称下,交流侧基波负序电压通过交直流侧相互作用后,将在交流侧产生3次谐波电流。由于基波负序电压与交流3次谐波电流的作用关系相对独立,因此本文重点分析三相电压基波不对称时3次谐波电流的产生与抑制策略。
3不对称调制谐波抑制策略
三相电压基波不对称时,交流侧基波负序电压是产生3次谐波的关键因素,因此,抵消交流侧基波负序电压的作用,就能有效减少3次谐波的产生。 建立VSC与系统连接的负序等效电路如图2所示。 图中:s(2)为系统电压不对称时的负序分量;c(2)为 · VSC输出电压的负序分量,在对称调制时,c(2)== 0。此时负序电压分量将在交流侧产生负序电流,从而产生3次谐波
通过检测系统电压中的负序分量,在自然采样的正弦PWM的调制波中增加负序分量,使VSC输出电压中含有负序分量,用于抵消系统不对称电压中的负序分量,从而消除或抑制交流系统中的负序电流分量,即可达到抑制3次谐波的作用。该调制方式称为负序补偿不对称调制,具体表达式为:
式中:Amod,Bmod,Cmod为三相PWM波形;mod(1), · · mod(2),mod(0)为调制波 的正、负、零序分量,其中, mod(2)即为负序电压补偿量。
将计算出的负序补偿调制作为PWM的修正, 则可以使VSC产生相应的基波负序电压,从而抑制基波负序电流,达到抑制3次谐波的作用。
4仿真结果
本文利用MATLAB/Simulink分别对VSC序分量动态相量谐波分析模型和不对称调制谐波抑制策略进行验证。
4.1谐波分析模型验证
建立VSC的仿真模型如附录B图B1所示。 系统电源的额定电压为380 V/220 V,系统阻抗R=1Ω,L=1mH,直流侧电容Cdc=5 000μF,直流电阻Rdc=10Ω。设定调制波频率为工频50Hz,载波频率为1 050Hz(21倍工频),PWM为三相对称调制,三相调制率均为0.9,且三相对称。
设A相电压各为0.5和0.1(标幺值),B相和C相电压不变,则直流电压谐波的理论计算结果与仿真结果对比见表2,交流电流谐波的理论计算结果与仿真结果对比见表3。另外,图3和图4给出了当VA=0.5时的交流电流和直流电压的仿真波形。
设A相电压不变,相角为0°,B相和C相电压幅值为0.1,相角分别为±150°,则交流电流和直流电压的仿真波形如图5和图6所示。直流电压谐波的理论计算结果与仿真结果对比见表4,交流电流谐波的理论计算结果与仿真结果对比见表5。从理论计算结果与仿真结果的对比可以看出,两者在多种不对称情况下均是一致的,所建立的谐波分析模型适用于不对称情况下VSC产生谐波问题的分析。
4.2谐波抑制策略验证
利用附录B图B2所示的AC/DC/AC装置的仿真模型,验证谐波抑制策略。整流侧为不可控整流,直流额定电压为690 V,逆变侧额定电压为380V,输出电抗为0.2mH,电阻为0.1Ω。设定载波频率为1 050Hz(21倍工频)。
设A相电压幅值分别为0.9和0.5,B相和C相电压不变。由式(23)可求得:VA=0.5时,不对称调制率为[0.833,0.933,0.933];VA=0.9时,不对称调制率为[0.567,1.067,1.607],由于调制率不大于1,因此设计不对称调制率时,设定为[0.567, 1,1]。不对称调制与对称调制的交流3次谐波含有率对比如表6所示,可以看出,不对称调制策略对3次谐波含有率起到了明显的抑制作用。VA=0.5时,B相电流的波形和频谱分析结果如图7所示。
注:Vf和If分别为VSC交流侧基波电压和基波电流;VHR3和IHR3分别为3次谐波电压和电流含有率。
通过不对称调制,适当调整VSC交流侧基波电压的不对称度,即可抑制负序电流的产生,从而达到抑制3次谐波的效果。而且,不对称程度越严重,不对称调制的效果越好。从图7中还可以发现,交流电流中存在5次和7次谐波,这是由于不可控整流中,直流电压存在6次谐波分量,从而也验证了模型分析机理的正确性,以及本抑制策略仅对3次谐波电流有效,对5次和7次及高次谐波无效。
5结语
通过建立以状态空间描述的VSC序分量动态相量谐波解析分析模型,揭示VSC交直流侧谐波相互作用的机理,精确解析计算出三相不对称情况下VSC直流电压和交流电流的谐波分量,可实现VSC谐波的解析定量分析。
交流侧电压基波负序分量是引发交流侧3次谐波电流和直流侧2次谐波电压的关键因素。利用负序等值电路,设计了不对称调制谐波抑制策略,解析计算不对称调制信号,可有效降低三相电压不对称下VSC产生的3次谐波分量,但对其他次谐波无效。该策略具有解析求解、易于实现的优点,对降低VSC对电网谐波污染和推广VSC应用有重要意义。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc. com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：不对称三相电压下,电压源型换流器(VSC)将产生低次谐波,给电网造成谐波污染。随着VSC在电力系统中的广泛应用,这类问题必须得到更多的关注,提出有效的解决方法。基于动态相量和序分量,推导出序分量动态相量,并对其特性进行了分析;将含开关函数描述的VSC时域模型转化为动态相量模型;定义交流电流和直流电压的各阶序分量动态相量为状态变量,建立了以状态空间描述的VSC序分量动态相量谐波分析模型,综合考虑了开关函数的详细动态特性和交直流侧谐波的相互作用,从而揭示了VSC产生谐波的机理,实现了VSC谐波的解析求解。在此基础上,提出负序补偿的不对称调制策略,以抑制低次谐波的产生。通过各种不对称情况下的仿真和计算,验证了所提出的谐波分析模型的正确性和谐波抑制策略的有效性。
电压源控制策略 篇7
整流器经历了不可控整流、相控整流和PWM整流三个阶段的发展,其中前两种整流存在交流侧输入电流畸变严重、网侧功率因数较低等问题,而PWM整流器克服了这些缺点,它是一种高效、可靠、绿色的电能变换器,具有双向的功率流动、低畸变率且正弦化的输入电流、单位或可调的功率因数、可调的直流电压等特点。因此PWM整流器得到了广泛的应用。根据直流侧电源类型,PWM整流器可分为电压源型整流器(VSR)、电流源型整流器(CSR)和Z源整流器(ZSR)。由于VSR的结构简单、储能效率高、损耗较低、动态响应快、控制方便。因此VSR一直是PWM整流器研究和应用的重点。根据并网交流信号不同,VSR又可分为电压控制和电流控制。由于电流控制的方法简单、直接,且具有限流和短路保护作用,因此使用比较广泛。VSR的电流控制方案一般采用以直流电压为外环、交流电流为内环的双环控制结构。根据电流内环是否引入交流电流反馈,可分为直接、间接[1]两种电流控制,由于直接电流控制响应速度快,鲁棒性好,目前占主导地位。
本文将全面完整地综述三相VSR直接电流控制(以下简称VSR)的各种控制策略[],并展望三相PWM整流器控制技术的发展前景[28,29,30,31,32]。本文对三相VSR控制方法的研究与选择有一定参考指导价值。
1 VSR的双环控制方式
目前三相VSR通常都采取直流电压、交流电流(或功率)双级环路结构控制方式,电压外环控制直流侧电压,维持直流母线电压的恒定,它的输出作为交流电流(或功率)内环的交流电流(或功率)指令,利用交流电流(或功率)内环快速、及时地调整交流侧的电流,抑制负载扰动影响,使实际交流电流能够快速跟踪交流电流指令,实现单位功率因数控制。在双环控制中,电压外环与电流(或功率)内环在速度上必须进行配合,外环要比内环慢得多。
(1)内环采用电流控制[]。它是目前广泛实际采用方法,内环电流可在三相静止abc坐标系或两相同步旋转dq坐标系中直接控制。早期的控制电路主要用模拟电路,要实现坐标变换非常复杂,控制器一般在静止标系实现,为弥补静止坐标系控制器的不足,在静止坐标系的电流控制器引入电网反电势信号作为前馈补偿可以使电流的控制效果和旋转坐标系很近;随着处理器技术的发展,数字化系统已基本取代模拟电路,数字系统的坐标变换很方便,现基本采用同步坐标系下的控制器,此时可实现dq轴电流的解耦无静差控制,电流响应也更快,但常需锁相环节提供用于触发脉冲生成所需的基准相位,实现dq轴的定位,比较复杂。
优点:控制结构简单,动态响应速度快,电流控制精度高;限流容易,只要使指令电流限幅,就可实现过流保护;对负载参数不敏感及具有较强鲁棒性;具有固定的开关频率,易于系统的设计。缺点:电流内环为抑制非线性负载扰动,必须具备足够高的带宽,这加大了数字控制器实现难度;同步坐标系下电流内环控制一般需要锁相环节实现d、q轴的定位,比较复杂;需要宽频带、快速的电流传感器,控制成本高。根据PWM数学模型,采用基于检测开关函数和输入电流的电流观测器,可实现无电流传感器控制,降低成本。
(2)内环采用功率控制[2]。直接功率控制(DPC)方式是1991年由Tokuo Ohnishi提出,它通过控制输出的有功功率、无功功率的方法来间接地控制输出电流(当交流电压一定的情况下)。它的控制结构为直流电压外环、功率控制内环结构,根据交流电源电压及瞬时功率在预存的开关表中选择整流器输入电压所需的控制开关量,从而实现高性能整流。DPC可分为电压定向、虚拟磁链定向两种类型,其中电压定向又可分为有交流电压传感器和无交流电压传感器两种方案。
优点:估算的瞬时功率不仅有基波,还有谐波分量,提高了总功率因数和效率;系统无电流环和复杂的算法,有功、无功功率得到了独立精确控制,其误差由功率滞环比较器的滞宽决定;具有功率因数高、谐波干扰低、响应快、效率高,动态性能和鲁棒性好;系统结构与算法实现简单,无需旋转坐标变换和解耦控制,无电流内环和PWM调制模块,只需从预存的开关表中直接选取所需的开关信号,对交流侧电压不平衡和谐波失真也有一定补偿作用;通过估计虚拟磁链来计算无功与有功功率,可省略电网侧电压传感器,节约了成本。缺点:功率滞环比较器没有恒定的开关频率,且又属非线性和无严格的数学描述,导致功率和直流电压跟踪能力差;功率滞环比较器不能完全跟踪按时间变化的信号,需采用较高且变化的开关频率,给滤波器设计带来困难;功率估算需要检测整流器的开关状态,需要高速的处理器和A/D转换器;有功功率和无功功率之间存在耦合,直流电压受有功功率决定的同时也受到无功功率的影响,功率内环采用常规单开关表同时控制有功和无功功率,且对无功功率调节强于有功功率,导致暂态过程中有功功率、直流电压出现了较大波动,且稳态时负载电流扰动会产生较大的直流动态压降。通过交替采用有功、无功功率的双开关表控制策略,且采用负载电流反馈控制双开关表转换信号的占空比,可改善系统启动性能和减少直流动态压降或消除稳态直流压降,但双开关表控制系统结构较为复杂。
(3)内环采用时间最优控制[3]。DPC通常是通过前馈解耦控制,采用两个独立的PI调节器,来控制相应的有功和无功分量,而有功分量和无功分量之间的动态耦合以及PWM电压利用率的约束,影响了整流器有功分量(即输出直流电压)的动态响应。时间最优控制是1997年由Choi Jongwoo等提出的控制方法,它根据时间最优控制算法求解出跟踪指令电流所需的最优控制电压,并在动态过程中降低相应无功分量的响应速度,从而有效地提高了有功分量(直流电压)的动态响应速度,实现了直流电压的时间最优控制。
优点:系统结构简单,易于实现;通过加入积分环节,保证了电流控制无静差;可根据性能指标矩阵改变系统的控制性能,满足所需系统响应特性;系统对负载变化或系统参数有较强鲁棒性和适应性,使系统具有高功率因数,且输出电压可调。缺点:系统工作在高功率因数下,整流器的无功电流不能独立调节,无法实现对系统功率因数的控制;最优控制是从精确的数学模型计算出来的,当模型存在偏差将严重影响系统的性能,使品质恶化,因此有必要解决鲁棒闭环算法问题;理论上还有最优化算法的简化和实用性问题。
2 VSR的控制方法
在VSR的双环控制方式中,电压外环仅需直流电压恒定,控制比较容易,一般采用PI算法即可,但电流外环需要输出稳定高质量的正弦波电流且与公共电网同压、同频、同相位,控制比较困难,因此提出的控制算法很多。按照电流内环的控制方式不同,VSR控制方式可分为传统的线性/非线性控制、现代的非线性控制和智能控制3大类。
2.1 传统的线性/非线性控制方法
在交流小信号分析时,整流器被视为一个线性系统,可用成熟的线性控制理论的方法研究;由于整流器本质上是一个强非线性的动态系统,采用非线性控制技术才能使系统对参数变化和外来扰动具有鲁棒性和适应性。下面介绍几种传统的线性/非线性控制方法。
(1)滞环电流控制[4]。它是由Thomas A F.在1967年首次提出,并在电流内环采用这种滞环电流控制方式。双闭环系统将外环PI调节器的输出分别乘以与相电压同相位的正弦电压,得到一个指令正弦电流,将它与实际检测到的交流电流进行比较,两者的偏差作为滞环比较器的输入,通过滞环比较器产生控制主电路中开关通断的PWM信号,该PWM信号经驱动电路控制并网逆变器的相应开关器件通断,使实际电流追踪指定的电流的变化。滞环电流比较器集电流控制与PWM产生于一体,它兼有电流控制器和PWM产生作用。
优点:控制结构简单,容易实现,电压利用率高,动态性能较好;当功率器件的开关频率很高时,电流响应快,可实时控制;不存在载波,输出电压中不含特定频率的谐波分量;若滞环的环宽固定,电流跟踪的误差范围是固定的;控制运算中未使用电路参数,对负载及电路参数变化不敏感,系统鲁棒性好,应用较广。缺点:开关频率在一个工频周期内不固定,且随着系统运行条件的变化而变化,不能有效地控制开关器件的最高开关频率;谐波电流频谱随机分布,增加了滤波器设计困难;开关的损耗较大;对外界的电磁干扰也较大。因此,此法现己基本不采用。
(2)三角载波比较法的控制[5]。它是由Wu Rusong等在1990年提出,它采用由时钟定时控制的比较器代替滞环比较器,它是将指令电流与实际输出电流进行比较,两者的电流偏差通过PI调节后再与一个固定频率的三角载波比较,以产生PWM信号,因而实现固定的逆变器开关频率。
优点:开关频率固定,很少产生噪声,开关消耗也较少;控制算法简便,物理意义清晰,实现方便;由于开关频率固定,网侧变压器及滤波电感设计容易;并网电流的闭环控制,提高了电流控制性能,增强了系统鲁棒性;随着功率器件开关频率的增加,控制性能得到改善。缺点:必须存在电流偏差(相位延迟和幅值误差)才能产生PWM波,这种相位偏差对高性能驱动系统是有害的;电流跟随误差较大,软件实现较复杂;由于加入了PI调节环节,电流动态响应不如滞环比较法快。
(3)静态PID控制及其改进[6]。PID控制是通过比例、积分、微分算法来实现对被控对象的控制。由于其算法简单成熟、鲁棒性和可靠性较高、控制效果良好,因此,已广泛应用于PWM整流器控制,在三相静止abc坐标系下需要采用三个PID控制器。
优点:控制策略的物理意义清晰,实现相对简单;算法简单明了,参数易于整定,设计过程不过分依赖系统参数,控制的适应性好,鲁棒性较强,可靠性高。缺点:局限于线性定常系统,对于模型参数大范围变化且非线性较强系统,PID控制难以满足高精度、快响应的控制要求;由于反馈电流为交流输出电流的瞬时值,参考电流和输出电流间存在相位误差,对于交流正弦系统,PID调节不能够实现无静差控制,因此输出电流的稳态误差较大,不能及时跟踪正弦波给定电流。引入电网电压前馈控制可克服稳态误差问题,但也易引起电网的畸变。
(4)同步矢量PID控制[7]。为克服上面控制方法存在静差的缺点,目前整流器的内环一般都采用同步旋转pq坐标系下PI控制。先将三相静止坐标系的量转换成为两相旋转坐标量,这样可把对交流量的控制转变成对直流量的控制,然后采用两个PID运算,最后反变换转换为各相的控制量。该控制可分为基于电压定向(VOC)和基于虚拟磁链定向(VFOC)两种控制策略,其中VOC具有直接电流控制的动态响应快、稳态性能好、自身有限流保护能力等优点,还可以消除电流稳态误差,达到单位功率因数,因此应用十分广泛;VFOC虽然其算法复杂,但输入侧省去了电流传感器,控制回路中省去了两个电流调节器,简化了电路结构,优化了系统性能,具有良好的动态性能和高的功率因数。
优点:在同步旋转坐标系下,交流电流分量变为直流分量,对直流量可以实现无静差控制,系统具有更好的稳态性能;在旋转坐标系下,更有利于有功电流和无功电流的独立控制。缺点:模型上相互耦合,对控制的静、动态性能不利,为完全克服有功电流分量和无功电流分量之间交叉耦合电势的作用,实现完全解耦控制,可采用内模解耦控制方式;PI控制器的参数设计与选择要经过一系列的测试才能获得性能较优的参数。
(5)比例谐振控制[7]。PWM整流器内环电流的矢量控制需要经过多次坐标变换,且需要前馈解耦控制,因而系统结构复杂,实现困难。比例谐振控制(PRC)是1998年由Sato Y.等提出,它可省去复杂的交直流变换,而是直接控制交流量,来达到消除稳态误差,使输入电流跟踪参考电流。PRC由比例调节器和谐振调节器组成,它在基频处增益无穷大,而在非基频处增益很小,因此,它可对频率为基频的正弦信号实现无静差跟踪控制。通过把基频设置为电网电压的基频,即可对网侧变换器电流进行PRC控制。
优点:省去了两次坐标变换环节,且不需要设置前馈解耦,从而加快了动态响应过程,简化了系统结构,实现了静止坐标系电流的无静差控制。缺点:控制器的设计不直接,需要经过一系列的测试。
(6)线性状态反馈控制[9]。它是以整流器的小信号线性化状态空间模型为基础,采用状态反馈来任意地配置闭环系统极点或设计最优二次型调节器,从而使整流器控制系统有良好的瞬态响应和较低的谐波畸变率。一般将状态反馈作为电流内环、再加上电压外环控制形成双环控制方案,利用状态反馈改善空载阻尼比小、动态特性差的不足,与外环共同实施对逆变器的波形校正。另外,也可不分开电压、电流控制,而是对整个系统进行闭环极点配置或设计最优二次型调节器。它需要事先离线算出各个静态工作点的状态空间模型及与之对应的反馈矩阵,然后存入存储器。工作时,还要检测负载电流或等效负载电阻以确定当前的工作点,然后查表读取相应的反馈矩阵。
优点:可任意配置闭环系统的极点位置,抑制了扰动影响和暂态振荡,提高了动态响应速度,改善了系统的动态品质,对线性负载的响应很好。缺点:对系统模型依赖性强,而建立状态模型时很难将负载特性完全考虑在内,通常只能针对空载或特定负载进行建模,当模型参数和负载变化时控制效果变差,因此鲁棒性差;对系统稳态指标的影响不大,不能抑制各种干扰引起的波形畸变;参数整定复杂,需要多次试凑极点以得到要求的动态性能;对交流电流进行无差跟踪,要求控制器具有无限带宽;要求对静止工作点的划分很细,占用存储空间较大,离线计算量也比较大,实现复杂。
(7)几种预测控制。目前PWM整流器几乎都采用数字控制,由采样和计算产生的延迟会影响系统稳定,控制效果会下降。因此,采用预测电流、无差拍、单周、重复、模型预测等几种预测控制技术对延迟进行补偿,但这些方法未充分考虑到PWM整流器的非线性特性,本质上仍为线性控制。
1)预测电流控制[10]。它是在固定的采样周期内,根据负载情况和给定的电流矢量变化率的电路模型,以本次采样实际电流与下一采样时刻的预测电流进行比较,推导出最优控制电压以及电压空间矢量,作用于下一个周期并由此决定三相桥臂各功率器件的通断,使实际电流在一个周期内跟踪参考电流,实现整流器快速的动态响应性能。
优点:数学推导严密,控制简单,数字实现容易;跟踪无过冲、电流谐波小,器件开关应力小,动态性能好,特别是在高采样频率和开关频率时,电流跟踪能力强,电流波形畸变小。缺点:在低的采样频率下,会产生周期性的电流误差,且电流误差比滞环电流控制要大;对参数的变化敏感,鲁棒性差;计算量较大,响应速度较慢。
2)无差拍控制[11]。它是在1959年由Kalman提出,是一种基于电路方程的控制方式,它利用状态反馈实现零点和极点的对消,并配置另一个极点于原点。20世纪80年代被应用到逆变器上,它是根据逆变器的状态方程和输出反馈信号来推算出下一个开关周期的PWM脉冲宽度,从第2个采样周期起,输出波形就可以很好地跟踪参考指令,使得由负载扰动引起的输出电压偏差可在一个采样周期内得到修正。
优点:动态响应速度快,输出能够很好地跟踪给定,波形畸变率很小,即使在很低的开关频率下,也能得到较好的输出波形品质;通过调节逆变桥的输出相位来补偿LC滤波器的相位延时,使输出电压的相位与负载关系不大;负载适应能力强,对负载切换造成的过渡过程短,对非线性负载输出谐波失真小。缺点:要求脉宽必须当拍计算当拍输出,运算的实时性要求很高,否则会影响系统特性;由于采样和计算时间的延迟,输出脉冲的占空比受到很大限制;对系统参数变化反应灵敏,系统鲁棒性差,通过加入负载电流观察器可解决这个问题,但算法复杂,且当采样频率不高时误差较大。
3)单周控制[12]。它是在1991年由K.M.Smedley提出的,它通过控制开关占空比,在每个周期内强迫开关变量的平均值与控制参考量相等或成一定比例,从而在一个周期内自动消除稳态、瞬态误差,使前一周期的误差不会带到下一周期。该技术同时具有调制和控制的双重性,通过复位开关、积分器、比较器、触发电路达到跟踪指令信号的目的。
优点:能在一个周期内抵制电源侧的扰动,消除静态误差和动态误差,动态响应快,能减小畸变和抑制电源干扰,对输入扰动抑制能力强;无需检测输入电压、锁相环和其他同步电路,只需检测输入电流和输出电压,用模拟器件就可实现;电路简单、成本低、可靠性高、实现容易、稳定性好;开关频率恒定,鲁棒性强。缺点:需要快速复位的积分电路,硬件电路较复杂;对开关误差校正能力有限,存在稳态误差,精度欠佳;对负载扰动抑制能力差,负载动态响应慢,若将输入电压误差引入积分器,负载扰动抑制会有所改善,但负载扰动信号是基于输出电压误差,不能实现最优动态响应。
4)重复控制[13]。它是由Inous T.在1981年提出,是一种基于内模原理的控制方法,它利用内模原理,在稳定的闭环系统内设置一个可以产生与参考输入同周期的内部模型,从而使系统实现对外部周期性的正弦参考信号的渐近跟踪,并消除重复出现的畸变。为了增强系统的稳定性,在理想重复控制器中加入一些滤波器。
优点:可克服死区、非线性负载等周期性干扰引起的输出波形周期性畸变;可以消除周期性干扰产生的稳态误差,获得低THD的稳态输出波形;控制鲁棒性强,且数字实现容易。缺点:由于延迟因子的存在,在干扰出现的一个基波周期内,系统对干扰不产生任何调节作用,控制的实时性差,动态响应速度慢,可采用与PI等复合控制来解决此问题。
5)模型预测控制[14]。预测控制是由Richalet J.等在1978年提出,具有多步测试、滚动优化和反馈校正三个基本特征,它不是采用不变的全局优化目标,而是采用滚动式的有限时域优化策略,使得在控制的全程中实现动态优化,而在控制的每步实现静态参数优化,及时弥补了模型失配、时变、干扰等引起的不确定性,使控制保持实际上的最优。它主要包括模型算法控制(MAC)、动态矩阵控制(DMC)、广义预测控制(GPC)、预测函数控制(PFC)等多种算法,其中MAC采用基于脉冲响应的非参数模型作为内部模型,它已用于PWM整流器控制中,根据网侧电流和整流器输入侧电流间传递函数得出整流器的一阶差分方程作为预测模型,实现了网侧电流的模型预测控制。此法常与神经网络、模糊、自适应、鲁棒等其他控制方法相结合。
优点:预测和优化模式是对最优控制的修正,建模方便;采用非最小化描述的离散卷积和模型,信息冗余量大,提高了鲁棒性;采用滚动优化策略,使模型失配、畸变、干扰等引起的不确定性及时得到弥补,提高了抗扰性和适应性;对模型精度要求不高,跟踪性能良好,更适于复杂工业过程控制。缺点:控制设计较复杂,当控制量有约束时变成了非线性约束优化问题,系统设计和控制算法更为复杂;在线计算时间长,计算量大;理论分析难以深入,对多变量预测控制算法的稳定性、鲁棒性的研究亟待解决;对于线性系统可以解析求解,在线计算相当简便,而对于非线性系统则往往需要在线的数值迭代求解,计算量很大,无法满足实时控制的要求。
2.2 现代的非线性控制方法
由于PWM整流器属于非线性控制系统,基于小信号模型用线性控制方法难以获得非常满意的控制效果。为提高整流器的性能,现代的非线性控制理论已应用到整流器控制中,但是目前还很不成熟。
(1)自适应控制[15]。它主要用来解决整流器在运行过程中参数摄动和各种扰动引起的不确定性问题,是在1954年由Tsien H S.提出的,它所依据的关于模型和扰动的先验知识较少,通过不断检测系统参数或运行指标,在线辨识系统模型,自动调整控制参数或控制策略,补偿过程特性或环境的变化,实现高精度控制。它又分为线性与非线性两类,目前已比较成熟的线性自适应控制主要有模型参考自适应控制(MRAC)和自校正控制(STAC)两种,现主要研究模糊、神经网络、鲁棒等非线性自适应控制。
优点:通过在线修正自己的特性以适应对象的变化,能够有效地解决模型不精确和模型变化所带来的鲁棒性问题。缺点:数学模型的建立和运算比较复杂,控制系统不易实现;进行辨识和校正需要一定时间,主要适于渐变和实时性不高的过程;处理非线性系统及系统结构变化的能力较差,在多输出系统中的应用尚不成熟等。为克服不足,目前此法一般常与其他方法结合形成了多种新方法。
(2)鲁棒控制[16]。它是解决PWM变换器不确定性系统控制的有效方法,是把系统的不确定性视为某种扰动集合,然后对扰动集合给予适当的数学描述并作为约束条件,并和原有系统约束条件一起形成优化问题进行求解,得到优化的控制规律,这样在预定的参数和结构扰动下仍然能保证系统的稳定性和可控性。它包括H∞控制、L2增益控制、μ分析控制等几类方法,其中H∞控制是Zames G.1981年提出,它以扰动输入至评价信号的传递函数矩阵的H∞范数作为性能指标,由H∞范数最小来设计出反馈控制器,使闭环系统稳定,且干扰对系统的影响最小;L2增益控制是Schaft A J.等1992年提出,它把干扰对系统的影响用干扰量与评价信号间的L2增益来描述,如果控制系统的L2增益满足指定的要求,就可抑制干扰;μ分析方法是Doyle J C.1982年提出,它将一个具有回路多点独立的有界范数摄动化为一块对角摄动结构,然后给出判断系统鲁棒稳定的充要条件。鲁棒控制常与自适应、内模、神经网络等其他控制结合,以改进其性能。
优点:对于外界干扰、参数偏差、模型不确定性以及系统噪声有良好的稳定性;μ综合理论可减少时域仿真法的计算复杂度,降低一般H∞分析方法的保守性,还能保证计算精度。缺点:权函数选取困难,依赖于设计者的经验;仍属模型的设计方法,需依参数不同及所选加权不同而重新设计控制器;只能在允许的不确定性界内保证系统的鲁棒稳定性;只能处理非结构性不确定问题,对结构性不确定性问题有局限性;只能优化单一的H∞范数,不能与其他目标函数综合起来;控制器阶次较高,算法复杂,难以实际应用;μ真实值很难计算,通常只能对m的上界进行估算,而要对具体系统设计μ控制器则更加困难;L2增益控制需要求解HJI微分不等式方程,但一般求HJI不等式的解析解比较困难,特别是对于高阶系统,尚且没有求解HJI的一般理论。
(3)变结构控制[17]。由于整流器的开关切换动作与变结构系统的运动点沿切换面高频切换动作上有对应关系,变结构控制被引入到整流器控制上,以解决整流器的时变参数问题。变结构控制是由Utkni V.等1962年提出,它是根据被调量的偏差及其导数,控制规律迫使处于任何初始条件下的系统状态按一定的趋近率到达并保留在预先设计好的超平面上(超平面是在状态空间中定义的非连续函数),在超平面上系统的动态成为滑动模态。为达到更好的控制效果,它与自适应、预测、无源性、反馈线性化、模糊、神经网络等控制相结合。
优点:几乎不依赖于模型,对参数变化和外部扰动不敏感,鲁棒性好,抗干扰能力强;不需要在线辨识,控制规律实现容易;对系统模型精度要求不高,控制规律简单,实现容易,可协调动、静态间矛盾;可有效降低系统的阶数、简化控制;理论上可应用到各类非线性系统。缺点:开关频率不固定,输出纹波较大,对滤波器设计要求较高;频繁高速的开关切换会带来高频抖动,甚至导致不稳,需用饱和切换函数替换理想的切换函数来解决;需要知道系统不确定性参数和扰动的上、下界的准确度,滑动模态的到达条件比较严格,影响系统鲁棒性;理想滑模切换面难以选取,选择各子控制器的参数比较困难,采样频率要求足够高。
(4)反馈线性化控制[18]。它是由Brockett R W.在1976年提出且基于微分几何的线性化解耦控制方法。它是以微分几何为数学工具,通过适当的非线性状态和反馈变换,可实现状态或输入/输出的精确线性化,从而将复杂非线性系统综合问题转化为线性系统的综合问题,然后应用各种成熟的线性控制方法设计控制器。由于PWM整流器内环电流系统具备仿射非线性系统的形式,符合反馈线性化条件,存在解耦矩阵,可实现反馈线性化控制。
优点:实现了电流、电压有功和无功分量的完全解耦,加速了直流电压响应,直流电压跟踪负载变化快,电流波动小;可减少直流电容器的容量,可减少设备的成本及体积;这种线性化是完全精确的,且对有定义的整个区域都适用;解决控制系统内部参数摄动和外部参数扰动的影响,系统鲁棒性强。缺点:无法直接限制有功电流,且非线性控制器设计相当复杂;解耦矩阵、反馈控制律复杂,导致运算复杂,需要高速DSP;解耦矩阵可能存在奇异性,这可通过给导致奇异点的量预置数来解决;当系统不确定扰动的相对阶低于未加扰动系统的相对阶时,系统的零动态由于扰动可能变得不稳定,可在基于输入输出线性化的基础上加上变结构控制,提高系统的抗干扰能力。
(5)逆系统控制[19]。它是由Widrow B.在1986年提出,它先用给定对象的模型生成一种可用反馈方法实现的原系统的阶积分逆模型,将之串联在被控对象的前面,原对象被补偿为具有线性传递关系且已解耦的伪线性规范化系统,再用线性系统理论来完成伪线性系统的控制。此法已用于三相PWM整流器控制,利用整流器数学模型,以直流输出电压、有功和无功电流作为状态反馈变量,推导出整流器的逆系统,构造出伪线性闭环控制系统,实现了无功电流分量和直流电压的解耦控制。
优点:避免了微分几何的复杂繁琐理论束缚;不局限于仿射非线性系统,使用范围广;数学推导简单,物理概念清晰,容易理解和应用,适合于工程应用。缺点:要求系统的模型精确已知,需要求出逆系统的解析表达式,且须满足系统可逆性条件,因而应用受到很大限制。由于神经网络不依赖于模型,常将其与其他结合使用;控制精度依赖于逆模型的精度,自适应性和鲁棒性差。为解决自适应性差问题,它常与自适应、神经网络、支持向量机等相结合,对参数和模型在线辨识或校正,可取得更好的控制效果。
(6)基于存储函数的控制方法
1)基于Lyapunov稳定性理论的控制[20]
它是在1892年Lyapunov提出的稳定性判据基础上发展起来的,它先对系统构造一个“类似能量”的纯量函数,然后在保证该函数对时间的变化为负的前提下来设计控制器。为解决大范围、大干扰的控制问题,此法在1998年被Hasan K.等引入到三相PWM整流器控制中,它以电感、电容储能的定量关系建立了Lyapunov函数,并通过整流器的数学模型和相应的空间矢量PWM约束条件,推导出控制算法。
优点:理论严格、物理意义清晰;方法简单、实现容易、响应速度快;解决整流器的大范围稳定控制问题,对大信号扰动具有很强的鲁棒性;在负载电流跃变时,直流电压的响应快且动态压降小,交流电流的响应也很快且能很快与电源电压同步。缺点:必须构造一个合适的Lyapunov能量函数,能量函数不具有唯一性,找出最佳能量函数很困难;能量函数向系统期望点收敛速度不可控,导致动态性能不理想。
2)基于EL模型的无源控制[21]
无源控制(PBC)是一种非线性反馈的能量控制方法,1995年由Ortega R.等提出并用于PWM整流器控制中。无源性系统的能量由初始时刻到目前时刻的增长量不大于外部注入的能量总和,也即无源系统的运动问题伴随着能量的损失。PBC利用输出反馈使得闭环系统特性表现为一无源映射,它采用欧拉-拉格朗日(EL)数学模型,通过能量整形和阻尼注入(ESDI),注入合适的阻尼项,配置系统能量耗散特性方程中的无功分量“无功力”,迫使系统总能量跟踪预期的能量函数,使闭环控制系统是无源的,保证系统的稳定性,使得被控对象的输出渐近收敛到期望值。
优点:由于系统本身已提供Lyapunov函数,设计过程中省去了寻找该函数,简化了控制器的设计;输出电流波形正弦化,畸变率低,对系统参数变化及外来摄动有较强鲁棒性;系统结构简单,物理意义明确、成本低、易于实现;系统反馈不需要观测器,直接利用输出反馈;具有全局稳定性,无奇异点;可应用于EL方程描述的控制系统,且EL模型中有反对称矩阵,简化了无源控制律,增强了控制的实时性。缺点:在构造存储函数时,系统的Lagrange结构常会被打破,系统的稳定性得不到保证;Lyapunov函数的构造无规律可循;当负载变化、电源不平衡时直流电压稳态误差较大,系统响应不快。
3)基于PCHD模型的无源控制[22]
它是由Ortega R.等在1999年提出并应用于PWM整流器控制中,解决了PBC方法的Lagrange结构常被破坏而导致系统稳定性得不到保证的问题。它采用端口受控哈密顿函数模型(PCH)表示系统,将能量耗散的概念引入PCH系统中,这样原来的系统变为端口受控的耗散哈密顿系统(PCHD),再利用哈密顿系统的反馈镇定原理来寻找反馈控制,利用互联和阻尼配置的无源性控制(IDA-PBC)能量成形方法来进行控制器的设计。
优点:系统对负载的变化和外界扰动具有很强的鲁棒性和抑制能力,很好地解决了系统的反馈镇定问题;根据能量平衡关系,选择期望的闭环哈密顿函数,偏微分方程可转成普通的微分方程,求解容易、计算量小、便于实现;由于PCHD模型中有反对称矩阵,简化了无源控制律,增强了系统控制的实时性;如将积分控制引入PCHD控制系统,还可消除噪声、建模误差等引起的输出稳态误差。缺点:求取的期望哈密顿函数、互联和阻尼矩阵以及控制器,都缺乏必要的物理意义,计算复杂并且难以实现;直接求解偏微分方程难度大,计算量大,实现困难。
(7)反步法控制[23]。它是由Kokotovic等在1991年提出的,以Lyapunov能量函数的收敛性为目标,将原来的复杂的非线性系统分解为若干个子系统,引入虚拟控制量进行静态补偿,采用由前往后递推的设计方法,通过设计后面子系统的虚拟控制来保证前面子系统达到镇定。当系统存在不确定性时,加入自适应功能,采用自适应反步控制方法。此法已应用于PWM整流器的控制中,首先系统模型被分解为dq坐标系下的两个单变量模型,再对各单变量系统采用反步法设计控制器,从而实现对两变量的稳定控制。
优点:能够维持系统的全局一致渐近稳定,保证系统跟踪误差渐近收敛;设计过程简明;对参数不确定性及外界干扰有鲁棒性;基本解决了Lyapunov函数的构造性问题,给出了反向设计寻求Lyapunov函数的方法;不要求非线性系统满足匹配条件,增广匹配条件或者非线性增长性约束条件。缺点:参数变化需满足线性参数化条件;依赖于对象的数学模型;需要计算回归函数,计算量成指数险增长,实现难度较大;自适应反步法要求系统的不确定性必须转化为线性参数未知的不确定性,且在确定和计算回归矩阵时比较烦琐;仅适于可状态线性化或具有严格参数反馈的不确定非线性系统。
(8)自抗扰控制[24]。自抗扰控制(ADRC)是1997年由韩京清提出,它用配置非线性结构替代极点配置进行控制系统的设计,依靠期望轨迹与实际轨迹的误差来实施非线性反馈控制,可改善PID控制器在强干扰及非线性系统中的控制效果。它由跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性状态误差反馈控制律三部分组成,它们作用分别为安排过渡过程和提取微分信号、估计扰动和形成控制量。它把系统的模型摄动作用当作内扰,将其和系统的外扰一起作为系统总的扰动加以补偿,从而将具有非线性、不确定对象的控制系统补偿为确定的、简化的积分串联型线性系统,在此基础上再设计控制器。它常与模型配置、无源、神经网络等控制相结合,实现优势互补,获得更好的性能。
优点:实现了系统的非线性项和参数摄动、电源扰动等干扰的观测与补偿,具有良好的鲁棒性和适应性;安排过渡过程解决快速和超调间的矛盾,不用积分反馈也能实现无静差,避免积分反馈的副作用;统一处理确定系统和不确定系统的控制问题;不含有高深的数学知识,不需复杂推导,控制规律简单,实时性好,工程应用方便。缺点:当对象模型阶数大于3时,难以选取满意的非线性函数及相应的参数;运算较复杂,计算量大,实时性变差;涉及较多的参数选取问题,它们的取值会影响控制性能。
2.3 智能控制方法
上述线性或非线性控制策略都是依据系统的数学模型,而建立考虑各种因素的PWM整流器的精确数学模型是不可能的。智能控制策略不需要建立严格的PWM整流器的数学模型,它仅需建立非机理模型,能实时地保证整流器电流波形为理想波形,达到单位功率因数要求。智能控制包括模糊控制、神经网络控制及其模糊神经控制等多种方法。
(1)模糊控制[25]。它是由Zadeh L A在1973年提出,是基于模糊推理,模仿人的思维模式,对难以建立精确数学模型的对象实施的一种控制,它包括精确量的模糊化、模糊推理、清晰化三部分。为消除早期模糊控制存在的静差,出现了带积分模糊控制器等。由于它的精度及自适性较差,常把它与PID、自适应、变结构、神经网络等其他控制相结合,以取得更优性能。此法已应用到PWM整流器控制中,能够加快系统响应速度,增加在系统参数摄动下的稳定性。
优点:不依赖被控对象的精确模型,具有较强的鲁棒性和自适应性,能够克服模型参数变化和非线性等不确定因素;算法简单,响应速度快,实现容易;能在准确性和简洁性之间取得平衡,可有效地对复杂系统做出判断和处理。缺点:缺乏分析和设计控制系统的系统方法,只能用经验和反复的试探来设计控制器,非常耗时低效;不能保证规则库的完整性,且自适应能力有限;常规模糊控制只相当于PD控制器,控制精度不高,稳态精度低,甚至可能振荡。
(2)神经网络控制[26]。神经网络是由Mcculloch W S.等在1943年提出,1992年开始被应用于控制领域。神经网络控制专注于模仿人的大脑神经网络对信息的处理能力,它将函数的映射关系隐含、分布在网络连接权和节点的函数中,利用输入输出数据作为学习样本,调节各层的连接权值,使输入、输出的对应关系可以任意逼近一给定的非线性动态系统。此法常与自适应、PID、模糊等结合使用,以取得更好性能。PWM控制系统中电流控制本身是一种很强的非线性控制,它可离线训练了一个神经网络控制器代替滞环控制器,此法适应电流波形变化的能力强,且保持了滞环控制鲁棒性好、电流响应快的优点,同时可以限制器件的最高开关频率。
优点:具有并行处理、自组织学习、非线性映射、鲁棒性及容错性等能力;只需通过一定的I/O样本来训练,可逼近任意对象的动态特性;不需复杂控制结构,也不需要对象模型,可用于复杂的控制对象。缺点:物理意义不明确;网络结构、隐层数及各层神经元数的选取缺乏理论支持;计算复杂,计算量大;对训练集的要求高、训练时间长;稳定性分析较困难,收敛性不能保证,可能陷入局部最优,甚至发散;优化目标是基于经验风险最小化,泛化性能不强;硬件实现技术没有突破,目前不能实现在线控制,还是采用离线学习,实时性较差,不能真正实际应用。
(3)模糊神经控制[27]。智能控制方法各有其优势及局限,将它们集成融合在一起已成为设计更高智能的控制系统方案,其中模糊神经控制是模糊控制与神经网络控制的结合体,它是最常用的结合形式之一。模糊控制适合于表达和处理模糊的定性知识,但稳态精度低、自适应能力差;神经网络具有并行计算、分布式储存、容错及自学习能力强等特点,但不适于表达基于逻辑规则的知识,学习时间长、参数物理意义不明显。为了进一步提高PWM整流器的性能,可将模糊控制和神经网络控制结合起来,利用模糊逻辑的智能推理机制和神经网络的自学习能力,将能组成更好的控制方案。
优点:两者结合优势互补,兼有两者之长;采用模糊计算,计算简便,加快了处理速度;增强了信息处理手段,使信息处理方法更加灵活;网络中采用模糊化规则,增强了系统的容错性;可同时处理确知和非确知信息,扩大了信息处理能力。缺点:模糊规则的选取无通用办法;模糊化层和模糊推理层节点个数的选取、模糊合成和推理算法的选取以及反模糊化的计算方法等无理论指导;存在模型复杂性与模型泛化能力间的矛盾。
3 VSR控制方法的实际应用
前述的VSR的传统的线性/非线性、现代的非线性和智能三类控制方式中,由于传统控制方法的技术成熟且实现容易,目前在实际应用中占绝对的主流地位。当然,传统的控制方法还存在一些不足,需要改进与完善。
由于功率器件本质上是非线性器件,因而很多学者尝试采用现代的非线性控制方法,但目前采用这些非线性控制理论还不成熟,难以实际应用。例如,反馈线性化控制方法的计算过于繁琐,需要高速DSP;再如,直接功率控制对功率的估算需要检测整流器的开关状态,它对控制电路的处理器和A/D转换器要求较高。
由于智能控制不需要建立PWM整流器的数学模型,因而也被引入到整流器控制中,但智能控制还很不成熟,目前基本还停留在仿真阶段。
虽然现代的非线性和智能两类控制都还不成熟,但随着它们控制技术的进一步发展和逐步成熟,无疑它们具有良好的应用前景。
4 PWM整流器控制技术的发展趋势
自20世纪80年代开始PWM整流器研究以来,PWM整流器控制虽已取得了很多成果,但仍不完善。它的发展趋势大致可归结为以下几个方面[28,29]。
(1)新控制方法及集成控制方法研究
VSR可以采用的控制方法很多,每种控制方法都有其特点和适用场合。随着电力电子、微电子、计算机等技术的发展,采用DSP可快速实现复杂运算,一些复杂控制算法逐步得到实际应用;为使控制系统具有更高的动静态性能,应该寻找新型的控制方法或改进现有的控制方法;目前电VSR网侧电流控制有将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合的趋势;由于很难凭借单独一种控制方法来解决实际控制系统中的众多难点问题和实现综合性的设计目标,因此,可将不同的控制方法进行“整合”集成而形成复合控制,以实现取长补短,有机融合成更有效的控制方案。
(2)PWM整流器无传感器控制研究[30]
PWM整流器控制一般需要通过交流电压、交流电流和负载电压的三类传感器来检测交流侧的电流、电压和直流侧的电压值,有的控制方案还需负载电流传感器,实现成本较高。为了简化控制系统的结构、降低成本和安装费用,无传感器控制技术研究取消交流电压和交流电流传感器,而采用预测算法或观测器重构估算出网侧电压或者电流。
(3)PWM整流器无传感器控制技术
PWM整流器无交流电流传感器控制策略既有效克服了间接电流控制中动态性能不好的缺点,同时又可以节省价格昂贵的电流传感器,具有硬件结构简单,便于微机实现的优点。通过建立一个电流观测器来计算出网侧电流估计值,其关键部分在于开关函数的检测和输入电流指令的构造。由于该控制策略硬件成本低,因此在实际工程中有很好的应用价值。
(4)电网不平衡条件下VSR控制研究[31,32]
常规PWM整流器均以三相电网是平衡的为前提,这样一旦三相电压不平衡,电压的负序分量会使整流器网侧电流和直流输出电压含有丰富的低次谐波,利用常规的电网平衡条件下的控制方法进行控制,则会降低整流器的性能,甚至产生不正常的运行状态。电网不平衡条件下VSR控制技术目前主要集中在整流器网侧电感及直流侧电容的设计,或者是通过控制系统本身去改善和抑制整流器输入侧的不平衡因素以及对传统数学模型的重构和控制策略的改进。通过引入正序、负序两套同步旋转坐标系的独立控制方案,在各自的同步旋转坐标系中,将正序、负序基波分量均转换成直流分量,再通过各自的控制器实现无静差控制,从而大大提高了系统的运行稳定性和鲁棒性。
(5)CSR控制研究
随着高温超导技术的应用和发展,CSR电感储能的效率得到极大的提高,功率损耗大为降低,体积、价格等方面也得到改善。因此,利用CSR实现高性能的电能输送将逐渐兴起,而其控制研究也将成为热点。VSR的控制策略大多也可应用在CSR上,但由于CSR交流侧二阶滤波结构使整流器交流侧的瞬时功率平衡表达式与VSR不同,另外,CSR交流侧弱阻尼的二阶滤波环节较之VSR的一阶环节,更易激起振荡,CSR的电流控制更为复杂。因此CSR的控制远不及VSR成熟。
(6)电网不平衡条件下CSR控制研究
在CSR中,电网电压的不平衡同样会带来VSR类似的问题。为了消除由电压不平衡产生的低次非特征谐波,可以采用增大交流侧和直流侧滤波器的尺寸、前馈补偿的方法、反馈控制法等三种方法。其中前者增大了整个装置的尺寸,降低了响应迅速;中者研究较多,但网侧功率因数不可控,网侧电流开环控制,不能有效的保证交流电流的正弦性;后者重点主要在参考指令电流的产生和电流的无差跟踪两方面,此法已用于VSR中,但在CSR中还未见报道。因此,在电网电压不平衡条件下的CSR控制策略研究仍然是一项艰巨的任务。
5 结语
微电网电压稳定控制策略研究 篇8
研究含有分布式电源的微电网接入主电网具有很强的现实意义。微电网是由分布式电源、储能装置、能量变换装置、负荷、保护装置集中而成的小型电力系统[1]。其中,分布式电源技术一般指以新能源与可再生能源为主的小型发电装置,就近布置在负荷附近的发电方式,发电容量为几十到几百千瓦的燃料电池、微型燃气轮机或者柴油发电、太阳能光伏发电技术、风力发电技术及迅速发展的超导储能技术等[2,3]。微电网有两种基本运行模式: 并网运行和孤岛运行。不管是并网运行或者是孤岛运行,都需要对各自子单元进行有效的质量控制,其输出电压的频率和幅值在一定范围内,电能质量到达标准[4]。微电网中的分布式电源通过电力电子设备接入配电系统,其主要设备为逆变器,其控制策略可分成PQ控制、V/f控制和下垂控制( Droop控制)[5]。对于输出功率随机的电源,一般采用PQ控制,可以达到最大的能源利用率。对于功率可以调节的电源,控制比较容易,可以实现V/f的控制,可用于保证微电网频率和电压的稳定性。在低压微电网系统中,传统Droop控制由于受到线路阻抗的影响,难可以实现有功功率和无功功率的分配[6],这会引起电压调节存在一些不协调的问题,主要表现为分布式电源输出电压幅值存在差异。文献[7]主要研究了通过控制器参数设计使得分布式电源之间输出阻抗呈分布式电源额定容量的反比,以实现有功功率和无功功率的分配,但是受到线路实际阻抗的影响,该方法难以精确实现。在微电网并网运行时,通过公共连接点和电网相连,电网电压幅值、频率的测量精度直接影响逆变器输出的交换功率。不管微电网线路呈阻性或者是感性,或者分散控制策略还是主从控制策略,都是利用控制功率的双向流动来达到稳定的电压[8]。因此,变换器需具备逆变( DC /AC) 与整流( AC /DC) 双重功能,可以称为双向变流器,是微电网系统中电压稳定的关键。
针对以上问题,根据运行不同系统的分布式电源,本研究提出一种适用于微电网的双向AC /DC变流器结构和控制策略。
1交直流混合微电网的结构
交直流混合微电网系统的结构如图1所示。图1中,主要包括交流母线、直流母线、双向AC /DC变流器、储能装置、交流负荷、直流负荷和分布式电源构成[9],包括风力发电、光伏发电、蓄电池、燃料电池、微型燃气轮机等。在微电网并网运行时,交流分布式电源和直流分布式电源都按照调度指令,双向AC /DC变流器对电网电压幅值的跟踪,可以通过储能装置对配电网络进行补充作用。孤岛运行时,双向AC /DC变流器配合调度指令,也可以通过双向AC /DC变流器的控制,使得功率实现双向流动。此时,微电网系统的稳定控制,维持微电网电压稳定在允许范围内。不管微电网处于何种运行方式,双向AC /DC变流器都对配电网络进行检测,也可以实现两种运行方式的平滑切换。
2双向 AC / DC 变流器的数学模型
在微电网系统中,根据功率的流向,双向AC /DC变流器可分成两种模式[10]: 整流模式( AC /DC) 和逆变模式( DC /AC) 。双向AC /DC变流器模型的结构框图如图2所示。
ea,eb,ec—交流侧三相电压; ia,ib,ic—三相线电流; vdc—直流侧电压; R,L—滤波电抗器的电阻和电感; iL—直流侧负荷电流; C—直流侧电容; RL—直流负荷; N—三相系统的中性点;N'—流侧电容的负极; P,Q—双向AC / DC变流器注入网络的有功功率和无功功率
2. 1 整流器( AC / DC) 数学模型
在图2中,假设三相交流电压对称,并忽略三相交流线路电阻和电感的不对称性,可以建立三相静止坐标系下的三相 电压型PWM整流器 ( VSR) 数学模型[11],如下式所示:
式中: Sa,b,c—二值开关函数,Sa,b,c= 1表示上桥臂开关导通,下桥臂开关关断,Sa,b,c= 0表示下桥臂开关导通,上桥臂开关关断。
交流电能经AC /DC变流器整流后,通过直流侧电容C接入直流母线。以交流侧电感电流ii与直流侧电压vdc为状态变量,可以表示为:
式中: ed,eq—电网电动势无量edq的d、q分量; vd,vq—三相VSR交流侧电压无量vdq的d、q分量; id,iq—三相VSR交流侧电流idq的d、q分量; Sd,Sq—dq坐标系中单极性二值逻辑开关函数。
2. 2 逆变器( DC / AC) 数学模型
当微电网并网运行时,双向AC /DC变流器的工作状态相当于逆变器,通过LC滤波器滤除高次谐波后,接入交流母线。双向AC /DC变流器在dq坐标系下的数学模型[12],可以表示为:
式中: vod、voq—vodq的d轴和q轴分量; iod,ioq—iodq的d轴和q轴分量; iLd,iLq—iLdq的d轴分量和q轴分量。
3微电网电压稳定控制策略
3. 1 传统下垂控制原理
下垂控制的原理是分布式电源在线路等效阻抗呈感性时,可以实现P-f和Q-V的解耦[13],分布式电源并网的等效线路如图3所示。
双向AC /DC变流器的输出功率如下式所示:
式中: Pi,Qi—双向AC /DC变流器i输出的有功功率和无功功率; Zi,φi—双向AC /DC变流器i和PCC点输出线路阻抗的幅值和相角; Vi,VL—双向AC /DC变流器输出电压与PCC点电压的幅值; θi L—双向AC /DC变流器i的输出电压相量和PCC点电压相量的相角差θi L= θi- θL。
从式( 4) 可以看出,当线路的阻抗确定之后,双向AC / DC变流器输出的功率与其输出电压的幅值和相角有关。因此,传统电力系统的调频采用一次调频的有差控制原理,可以通过双向AC /DC变流器的输出功率与输出电压的幅值、相角之间的Droop控制,使功率在双向AC /DC变流器之间分配。通常采用情况下,θi L较小,可以认为θi L≈00。不同的线路阻抗模型下,双向AC /DC变流器的 输出功率 表达式与 相应的Droop控制方程式如下文所示。当线路阻抗主要是感性,φi≈90°,Z≈j X时,有:
式中: mi P,ni Q—下垂系数; V*i,f*i—电压和频率参考值; P*i,Q*i—有功功率、无功功率参考值。当线路阻抗主要是阻性,φi≈00,Z≈R时,有:
从式( 5,6) 可以看出,根据线路参数特性,低压、高压的功率传输表达式有所不同,从而下垂控制的表达式也有所不同。
3. 2 微电网电压稳定的分析
微电网中的分布式电源通过电力电子设备接入配电系统,因此其响应速度很快,当系统受到一个很小扰动时,系统电压和频率可能在短时间发生较大的变化,严重影响系统的微电网电压稳定性[14]。
3. 2. 1 有功功率分配
当微电网系统稳态运行时,所有双向AC /DC变流器的工作和频率都一样,即f1= f2,也可以根据式( 5) ,只需在Droop控制中使所有双向AC /DC变流器输出的额定功率和参考频率相同。另外,下垂系数与其额定功率成反比,可以表示为:
双向AC /DC变流器输出的有功功率按其额定功率分配的目的,可以表示为:
如果有功功率在双向AC /DC变流器之间能够分配,可以表示为:
如果θ1L= θ2L,V1= V2,那么:
3. 2. 2 无功功率分配
从式( 5) 可以看出,在式( 11,12) 的前提下,要保证无功功率按照额定功率分配,使式( 13) 成立的条件为 e1= e2。
由于无功功率/电压( Q - V) 下垂曲线的斜率较小,电压之间很小的偏差就会导致很大的无功功率偏差。此时,很容易造成双向AC /DC变流器的过流。从式( 5) 可以看出,在式( 11,12) 成立的前提条件,双向AC / DC变流器之间的电压偏差可以表示为:
式( 5) 中的Q - V下垂方程式代入式( 5) 中的无功功率可以表示为:
将式( 15) 代入式( 14) ,有:
从式( 16) 可以看出,在式( 11) 和式( 12) 成立的前提条件,只有当式( 17) 成立时才能保证电压( V1) 和电压( V2) 都一样V1= V2,即f1= f2,实现无功功率在双向AC / DC变流器之间按额定容量进行分配。
根据以上分析,采用传统的Droop控制实现有功功率和无功功率分配的条件是以下两式同时满足:
从式( 18,19) 可以表明,同时满足下述条件: 1额定功率下的参考频率与参考电压设置相同; 2下垂系数和其容量成反比; 3线路的阻抗和双向AC /DC变流器的容量成反比; 4双向AC /DC变流器的输出电压幅值和相位相同,才能实现不同容量双向AC /DC变流器之间的有功功率和无功功率分配。为了解决上述问题( 微电网电压的稳定运行) ,本研究提出一种改进型P - f和Q - V的自适应下垂系数控制策略。
3. 2. 3 下垂控制改进
下垂特性如图4所示。
从式( 5) 可以看出,传统的Droop控制中的下垂系数不变化,当微电网和主电网断开时可能存在较大的功率缺额,微电源需要发出较大的有功功率或者无功功率,并且微电网频率和电压下降幅度将很大,这会引起运行不稳定的微电网。如果采用自适应下垂系数,工作曲线将动态变化可以解决频率和电压下降过快,减小微电网暂态冲击[15]。因此,自适应下垂系数应该保证系统的稳定性和灵敏度。根据以上分析,改进下垂系数控制可以表示为:
其中: kf= mi P- 1 + fi/ f*i,kv= ni Q- 1 + Vi/ V*i。当频率不变化时,fi= f*i,fi/ f*i= 1,kf= mi P,自适应下垂系数和传统下垂系数都一样,工作曲线不变化。当频率变小fi< f*i时,fi/ f*i< 1,kf= mi P- 1 + fi/ f*i< mi P,自适应下垂系数控制小于传统下垂系数控制,曲线斜率将变小,频率将会增大,最后在工作曲线1和工作曲线4之间达到动态平衡。当频率变大fi> f*i时,fi/ f*i>1,kf= mi P- 1 + fi/ f*i> mi P,自适应下垂系数控制大于传统下垂系数控制,曲线斜率将变大,频率将会减小,最后在工作曲线1和工作曲线3之间达到动态平衡。同理也适应于Q - V自适应下垂系数控制工作曲线。从式( 20) 可以看出,为了自适应下垂系数控制得到的参考信号可以直接作用于双向AC /DC变流器控制,但是由于双向AC/DC变流器的输出电压受负载不对称性或者负载非线性影响较大,于是在自适应下垂系数控制后增加电压控制,防止产生电压波动,可以得到电流内环控制器的参考为i*Ld、i*Lq[16]。由式( 20) 可得的P - f和Q - V的自适应下垂系数控制框图,如图5所示。
3. 3 双向 AC / DC 变流器的控制策略
双向AC /DC变流器的控制系统设计中,一般采用双闭环控制,即采用电压外环和电流内环的控制方法[17]。电压外环主要是维持中间交流侧vodq的稳定,电压外环控制一般采用PI控制器。电压控制的数学模型,可以表示为:
式中:—电感电流参考值的d轴和q轴分量;电压指令值; KPV,KIV—电压控制中PI控制的比例参数和积分参数。
电流内环主要是按照电压外环输出的电流指令进行电流控制,电流内环控制一般采用PI控制器,电流控制的数学模型,可以表示为:
式中: v*id,v*iq—逆变桥调制电压信号的d轴和q轴分量; iLd,iLq—iLdq的d轴分量和q轴分量; KPC,KIC—电流控制中PI控制的比例参数和积分参数。
另外,在图2中( 双向AC/DC变流器的拓扑结构) ,建立采用开关函数的VSR模型,本研究采用的控制策略在并网运行时分两种情况[18]: 当vL< vdc时,双向AC/DC变流器运行于整流模式( AC / DC) ,功率由主电网流向直流侧。当vL> vdc时,双向AC/DC变流器运行于逆变模式( DC/AC) ,功率由直流侧流向主电网。双向AC / DC变流器在旋转坐标系下控制策略如图6所示。
4系统仿真与结果分析
为了验证上述控制策略的正确性,本研究利用Matlab / Simulink搭建仿真模型,仿真模型如图7所示。系统的主电路参数: 电源线电压为Vg= 380 V; 电网频率为fg= 50 Hz; 电感为L1= L2= L3= L4= 0. 35 m H; 电阻为R1= R2= R3= R4= 0. 03Ω; 线路电阻为RL1=0. 23Ω,RL2= 0. 35Ω; RL3= 0. 23Ω; 线路电感为LL1=318μH,LL2= 1 487μH; LL3= 318μH; 负荷( 1 ) 的功率为P1= 15 k W,Q1= 12 kvar; 负荷 ( 2 ) 的功率为P2=20. 3 k W,Q2= 7. 6 kvar。控制器参数: 双向AC / DC变流器开关频率为3 k Hz; 电压外环为KPV= 0. 1、KIV=420; 电流内环为KPC= 15、KIC= 16×103; 下垂系数为kf= 1,kv= 10。微电网中的分布式电源包括DG1、DG2、DG3和DG4。
双向AC /DC变流器的仿真结果如图8所示。由图8可知,整流模式输出的直流电压为VDC= 650 V,逆变模式输出的交流电压为VAC= 380 V。
微电网输出的有功功率( PMG) 和无功功率( QMG)如图9所示。微电网有两种基本的运行方式包括孤岛运行和并网运行:
( 1) 微电网在0 ~ 0. 1 s孤岛运行。通过图9中的仿真结果可以得出,在t = 0. 02 s之前,微电网中的分布式电源还没有输出功率; 在t = 0. 02 s之后,微电网输出的有功功率分别为DG1 = 3 k W、DG2 = 10 k W、DG3 = 6. 5 k W、DG4 = 2 k W。微电网输出的无功功率分别为DG1 = 7. 5 kvar、DG2 = 9 kvar、DG3 = 5 kvar、DG4 = 4 kvar。频率响应如图10所示。包括微电网频率fMG和主电网频率fg。在0. 02 s ~ 0. 1 s之间,微电网输出的电压不稳定和电压相角( 包括微电网的电压相角θMG、主电网的电压相角θg) 如图11所示。根据IEEE1547标准[19],对于容量为( 0 ~500 k VA) 的分布式电源,进行并网时,允许频率偏差为±0. 3 Hz,允许电压偏差为±10% 和相角偏差为±20°。因此,在图10、图11中的仿真结果可以显示,频率和电压的偏差不超过IEEE1547标准所规定的允许极限,即符合该标准。
( 2) 微电网在0. 1 s ~ 0. 2 s并网运行,当负荷变化时或分布式电源输出功率的波动性,微电网输出的有功功率分别为DG1 = 22 k W、DG2 = 15 k W、DG3 =13 k W、DG4 = 8 k W。如图9所示,微电网输出的无功功率分别为DG1为负值、DG2 = 3 kvar、DG3 = 3 kvar、DG4 = 1 kvar。同时,微电网的电压和主电网的电压都为380 V( 电压稳定VMG= Vg= 380 V) ,微电网的频率和主电网的频 率都为50 Hz ( 频率稳定fMG= fg=50 Hz) ,微电网的电压相角和主电网的电压相角都为θMG= θg如图10、图11所示。因此,通过仿真结果可以得出,并网后,分布式电源输出功率的波动性时微电网电压仍保持平衡和稳定。
此外,孤岛至并网和并网至孤岛的模式切换图如图12所示。通过图12中的仿真结果可以得出,在孤岛模式下,三相电压有效值为365 V。在并网模式下,三相电压有效值为380 V。因此,在孤岛和并网模式下,双向AC /DC变流器微电网运行稳定,电能质量达到标准。
5结束语
本研究解决了以下问题: 分布式电源的微电网电压稳定采用改进下垂控制方法,通过双向AC /DC变流器的控制策略不仅提高了系统供电可靠性,而且保证了微电网各种运行方式的无缝切换; 在考虑到负荷变化和分布式电源出力的波动性的情况下,并入电网的微电网系统的频率和电压幅值一直保持稳定,频率偏差、电压偏差、相 角偏差都 在允许范 围内,符合IEEE1547标准。
斜率调节下的电压协调控制策略 篇9
关键词：静止无功补偿器,静止同步补偿器,混合无功补偿系统,协调运行,斜率调节
1 前言
SVC和STATCOM是电网中两类重要的静止无功补偿装置, 在电力系统的无功补偿、提高电力系统的电压质量和支撑系统稳定等方面有着重要的作用。由于SVC的工程经验比较成熟, 早期的电力系统安装了许多SVC装置, 以实现无功补偿和电压支撑。兼有无功补偿和电能质量治理功能的STATCOM, 得到了更加广泛的应用, 因此, 需要对原有的电力系统进行改造。在很长一段时间里, 必然会出现SVC和STATCOM并存的情况[1], 有必要对两个控制器并存时的交互影响及协调控制进行研究。
FACTS控制器间协调运行技术是目前FACTS领域中的研究热点。作为FACTS中两种重要的并联型电能质量调节装置。文献[2]建立了SVC和STATCOM的Phillip-Heffron模型, 分析SVC和STATCOM多个控制器之间存在着交互影响的可能性。并通过设计自适应单神经元控制器, 有效地消除了控制器件的相互作用。文献[3]引入了对增益矩阵 (RGA) 控制器交互分析理论, 对含SVC和STATCOM的单机无穷大电力系统的扩展Phillips-Heffron模型, 定量研究了SVC和STATCOM在不同电气距离下交互影响的强弱, 并经过时域仿真验证, 结果表明, RGA理论能有效地分析SVC和STATCOM之间的交互作用。以上文献对STATCOM和SVC之间的相互作用进行研究, 也设计了相应控制方法消除这些影响, 但普遍存在控制方法复杂, 需要控制器间相互通信才能实现协调控制的问题。以下通过仿真分析SVC和STATCOM之间的相互耦合作用, 设计基于斜率调节的协调控制策略, 消除同一条母线下SVC与STATCOM之间的耦合作用, 使得混合系统的无功分配合理, 控制电压的动态性能得到改善。
2 SVC与STATCOM相互作用
STATCOM可以连续动态输出无功, 还能起到电压支撑的作用, 但其成本较高, 难以做到大容量。SVC控制原理相对简单, 其容量也相对较大。为研究SVC和STATCOM之间的相互作用, 搭建如图1所示的仿真模型, 仿真参数如下:母线电压:10kV;SVC容量:±32MVar;STATCOM容量:±16MVar投入负载:-20MVar。
在同一条母线下, SVC和STATCOM混合系统没有进行协调控制时, 仿真结果如图2所示。1s时刻, 在负载投入后小容量STATCOM就进入极限输出状态, 无法抑制电压闪变, STATCOM只发挥了类似固定电容器的作用。另一方面, 3s时刻负载切除后, STATCOM首先动作, 由于SVC需要一个周波的响应时间, 快速响应的STATCOM补偿了SVC的无功, 在STATCOM和SVC之间形成无功环流, 对STATCOM来说, 此时的SVC相当于一个无功负载, 显然SVC和STATCOM补偿的无功存在耦合, 增加了混合系统的运行损耗。
2.1 SVC+STATCOM的电压协调控制
2.1.1 静止无功补偿器中引入斜率
在许多实际应用中, 静止补偿器并不是作为一个理想的电压调节器来使用的, 而是允许输出端电压随着输出电流成一定比例的变化。根据STATCOM和SVC的U-I特性曲线可知, 在补偿器线性控制范围内, U-I特性曲线的斜率 (也叫调差率) 可以进行如下定义
undefined (1)
式中, ΔU表示补偿器输出电压的幅值增量, ΔI补偿器输出电流的幅值增量[4]。
引入斜率k之后, 对静止无功补偿器的有效参考电压值进行如下调整
U*ref=Uref+kIQ (2)
式中, U*ref为静止补偿器的有效参考电压, Uundefined为参考电压, IQ为补偿器输出电流 (电流的极性与电流的性质相关, 容性电流为负, 感性电流为正) 。
由式 (2) 可以看出有效参考电压的变化是由补偿电流的性质来决定的, 即它随容性电流的增加而减少, 感性电流的增加而增大。因此补偿器输出端电压可以按照给定的斜率在整个补偿器的线性范围内进行调节。它的变化范围在最大容性电流和感性电流之间。
图3为静止补偿器电压控制器中加入斜率的示意图, 即控制器参考电压的输入端引入输出电流的负反馈, 输出电流的中间传递函数就是该斜率值。
引入斜率之后, STATCOM和SVC的U-I曲线的输出特性如图4所示。负荷曲线1与补偿器U-I特性曲线的交点为系统额定参考电压, 此时对应补偿器的输出电流为0。负荷曲线2表示系统电压的减少, 例如发电机出现故障等情况的发生, 就有可能导致这样的情况出现, 它与补偿器的U-I特性曲线的交点就是补偿器为将母线电压控制到目标值需要提供的容性电流IC, 它与纵轴的交点是补偿器未进行补偿时, 系统的电压情况。负荷曲线3与补偿器U-I特性曲线的交点为补偿器为将母线电压控制到目标值需要提供的感性电流IL, 它与纵轴的交点是补偿器未进行补偿时, 系统的电压情况。从图4可以看出, 在静止补偿器 (STATCOM或是SVC) 线性运行范围内, 系统电压的调节是由补偿器的斜率来决定的, 而不管补偿器使用的类型[5]。
2.1.2 斜率在静止无功补偿器协调运行的作用
考虑SVC和STATCOM连接在同一条母线上, 两个补偿器具有相同的容量值, SVC和STATCOM有相同的斜率, 补偿器的U-I特性如图5所示。令SVC和STATCOM的U-I特性曲线的纵坐标 (补偿电压) 不变, 将两者的横坐标相加, 就得到SVC和STATCOMU-I特性的合成曲线, 对合成曲线加粗。
由电流的调差特性可知, 两个补偿器的U-I合成曲线也是连续的, 尽管它们的参考值略有差别。由其合成曲线可知:BC段, 电压主要受SVC控制, 此时STATCOM输出达最大;GH段系统电压受STATCOM控制, SVC处于最大输出状态。CD和FG段, SVC和STATCOM都工作在线性区域, 斜率的存在是无功得到很好的分配。
假设SVC和STATCOM的U-I特性曲线对应的方程为
undefined
式中, kSVC, kSTAT为SVC和STATCOM的U-I特性曲线的斜率, Uref为参考电压值, ε为SVC和STATCOM的参考电压差, 是为分析方便而引入的量。
undefined
ε的引入只是为了说明方便, 因此可令ε=0。对应一个补偿电压y=U, 代入式 (4) , 则混合无功补偿系统总的无功电流的输出为
undefined
将y=U代入式 (3) , 可得SVC和STATCOM各自的无功电流输出为
undefined
由式 (6) 可知, 为把电压稳定在U值, 混合无功补偿系统中无功电流的分配与控制器的斜率相关。只要对控制器的斜率合理取值, 就能实现无功的合理分配。
1) SVC+STATCOM的线性运行范围
对经过斜率调节的混合无功补偿系统的线性运行范围进行分析:令式 (3) 中x=I (STAT) max , 得
y=kSTATI (STAT) max+Uref+e (7)
代入式 (4) 得
undefined
I (SVC+STAT) Cmax 即为SVC和STATCOM混合无功补偿系统的最大容性运行点。同理可求得SVC和STATCOM混合无功补偿系统的最大感性运行点为
undefined
由图 (6) 可以看出, 当系统-负荷曲线与两个补偿器的U-I特性的合成曲线与DF段有交点时STATCOM和SVC发出的无功互相补偿。
令y=Uref, 解得
undefined
令y=Uref+ε, 解得
undefined
综上所述, STATCOM和SVC混合无功补偿系统运行在线性区域且不发生耦合的区间为
undefined
实际应用中, ε可以忽略不计, 令ε=0, 可得STATCOM和SVC运行在线性区域且不发生耦合的区间为
undefined
(13)
2) SVC与STATCOM斜率的整定
当混合无功补偿系统中的一个装置运行在其容量的临界点时, 希望另外一个无功补偿装置也恰好运行在其无功容量的临界点, 这样可实现混合装置的线性运行范围最大化, 使混合装置在undefined范围内线性运行。
因此可令
undefined
得
undefined
由式 (15) 可以看出, SVC与STATCOM的斜率整定规则为:无功容量不同的SVC和STATCOM, 各自斜率的大小与其最大补偿容量成反比。
对混合系统的动态工作过程进行分析, 分两种情况讨论:第一种情况, STATCOM与负荷曲线有交点, 如图5所示。
此时STATCOM的容量大于系统所需的无功容量。当负荷投入后, STATCOM立即对负荷进行补偿, 将电压稳定在它的线性控制区域A点处, 此时系统的电压为UA。一个周波之后SVC投入运行, 由式:U*ref=Uref+kSVCISVC, 可知, 系统处于A点时, 对SVC来说, ISVC=0, 有效参考电压为Uref, 此时系统电压UA不满足SVC有效参考电压的要求, 故SVC发出无功电流, 使系统电压升高。由STATCOM的U-I特性曲线可以看出, 随着系统电压的升高, STATCOM发出的无功电流逐渐减少。当系统电压到达混合无功补偿系统合成U-I特性曲线与负荷曲线交点D对应的电压UD时, 混合无功补偿装置与系统的无功达到动态平衡。由图6可以看出, 此时SVC和STATCOM投入的容量分别为
undefined
显然为把系统电压稳定在UD, SVC和STATCOM投入的容量与它们各自的斜率成反比, 与各自的最大无功容量成正比, 即
undefined
由式 (17) 可知:通过对各个补偿器斜率的整定, 混合无功补偿系统在控制系统达到目标电压时, 各个补偿器输出的无功与各自的最大容量成正比, 即实现容量越大, 输出越大, 出力越多的目的。
第二种情况:STATCOM与负荷曲线没有交点, 此时STATCOM的容量小于系统所需的无功容量。这种情况的分析和第一种情况是一样的, 唯一不同的是, 混合无功补偿系统投入之后, STATCOM立即进入极限输出状态, 一个周波后, 混合无功补偿系统达到无功的最佳分配点。
因此, 根据装置的最大无功容量整定斜率, 能使混合装置在稳定系统电压时, 实现无功容量越大, 无功出力越多的目的。在该整定斜率调节下的无功分配方式无疑是比较合理的。
3 仿真研究
根据图1的混合补偿系统仿真模型, 在SVC和STATCOM的电压控制器上加入斜率控制, 斜率kSVC=0.01, kSTAT=0.02, 其余参数同上。图7a所示的是该混合无功补偿系统加入斜率调节后的仿真结果图。从图7a) 中可以看出, 1s时刻, 负载投入, STATCOM进入极限输出状态。但由于斜率的调节作用, STATCOM快速从“极限”输出状态中摆脱出来, 负载无功在STATCOM和SVC中得到比较合理的分配。3s时刻, 负荷切除, 两者之间无功环流情况得到明显改善; 从图7b) 中可以看出, 由于斜率的作用, 补偿后的实际电压要略低于参考电压;从图7b) 中可以看出, 混合系统进行电压补偿后, 系统电压被有效抬升至合理的范围。
通过仿真可以看出, 所设计的基于斜率调节的协调控制器大大提高了混合无功补偿系统的静态和暂态性能, 消除了SVC和STATCOM之间的相互耦合, 优化了整个系统。
4 结束语
为了消除SVC与STATCOM之间的相互耦合, 实现混合系统对负载无功的合理分配, 提高系统的稳定性和运行性能, 本文提出了基于斜率调节的协调控制策略。该策略方法简单, 不需要控制器间实时通讯, 增强混合系统的可靠性, 对混合系统中的无功实现合理的分配。还可实现混合系统线性运行范围的最大化, 满足工程需要。在装有SVC与STATCOM的电力系统上进行相应的仿真研究, 结果表明控制策略成功地消除了同一条母线下SVC与STATCOM控制器之间的耦合作用, 使得混合系统的无功分配合理, 控制电压的动态性能得到改善。
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