关键词： 电流
滤波设计（精选十篇）
滤波设计 篇1
关键词：矿井提升机,电流谐波,滤波,高通滤波器
0 引言
2007年淮南矿业集团潘北矿引进ABB公司的ACS6000sd交-直-交变频同步电动机直接转矩控制设备, 用于矿井提升机传动。在安装调试过程中发现, 虽采用了双P的交-直-交变频装置, 但在提升机重载时, 网侧谐波电流较大和存在较大的无功, 不仅对提升机本身性能有较大影响, 同时影响矿井其它电力设备的正常运行。为减小谐波电流, 传统方案是通过增加网侧电感来滤除谐波。但矿井提升机作为频繁启动、周期性负荷, 对系统跟随性有较高要求, 增加网侧电感会使系统的动态响应大大降低, 无法准确实时控制提升机速度[1]。
笔者在分析了高通滤波器的原理之后, 提出了将高通滤波器应用在提升机滤波的方案, 在不影响系统动态响应的情况下, 使网侧谐波电流大大降低。详细的仿真验证了该方案的可行性和可靠性, 为现场设计提供了理论和技术支持。
1 提升机负载特性
提升机单机装机功率大, 在矿井总供电负荷中占的比重较大。伴随着煤矿设计生产规模的扩大、井筒的加深, 要求配套的提升机装置容量也越来越大。此次淮南矿业集团潘北矿引进的主电动机单机容量为4 000 kW, 额定电压为3 150 V, 提升机单斗提升载重达40 t。如此大的负载在提升中产生了较大的谐波电流, 谐波电流对电网的污染较为严重。
2 高通滤波器的原理与设计
2.1 高通滤波器原理
传统的LC无源滤波器分为单调滤波器和高通滤波器。单调滤波器只对特定次数的谐波电流滤除效果明显, 对于同时存在多次谐波电流时的滤波效果较差。鉴于现场勘测得到潘北矿的提升机网侧存在多次谐波电流, 笔者采用高通滤波器进行滤波。
高通滤波器也称为减幅滤波器, 有多种形式:一阶、二阶、三阶和C型4种。考虑其各自优缺点, 本方案采用二阶高通滤波器进行滤波。二阶高通滤波器是一个带阻尼的宽频带滤波器, 其阻抗受频率变化的影响很小, 也不灵敏, 但损耗较单调滤波器大。
高通滤波器的阻抗表达式如下:
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式中:ni (i为自然数) 为ni次谐波;R为高通滤波器电阻值;L为高通滤波器电感;C为高通滤波器电容;ωs为基波角频率;Z (ni) 为ni次谐波阻抗。
二阶高通滤波器的阻抗频率特性如图1所示。
从图1中的频率特性曲线可看出, 该曲线在某一很宽的频带范围内呈现为低阻抗, 形成对多次谐波电流的低阻抗通路, 使得这些谐波电流大部分流入高通滤波器。
2.2 高通滤波器的设计
在设计高通滤波器时, 首先要确定所抑制的谐波电流的次数, 再根据所需要抑制的谐波电流来设计高通滤波器。
在讨论高通滤波器的设计时, 先介绍高通滤波器的3个重要参数:
式中:X0为基波电抗。在频率f=f0～∞的频率范围内, 滤波器的阻抗是1个小于其电阻R的一个低阻抗。Q值为反映滤波器的调谐锐度方面的一个参数, 在高通滤波器中, 因电阻与电感并联, 若电阻值越大, 调谐曲线形状越尖锐, 滤波器滤除谐波频率范围越窄。m是一个与Q直接有关的参数, 一般在Q选择为0.7～1.4时, 相应的m值在2～0.5之间。
高通滤波器的设计思路:首先确定需要滤除谐波电流的次数, 而后设计确定滤波器中R、L、C三个参数。
若需滤除的谐波电流次数为k～n次, 按照滤波电容器的最小安装容量要求, 可确定电容量[2]:
undefined
式中:ni (k, …, n) 为应滤除的谐波电流次数。
C值确定之后, 可确定滤波器的R、L值。由参考文献[2]可知, 为减少滤波器的损耗, m值越小越好, 因此, 应选择m=0.5。
令:undefined
则:undefined
再由式 (2) 、 (4) 得:
undefined
式中:ω (k) 为第k谐波电流的角频率;f (1) 为基波电流频率。
在确定需要滤除的谐波电流次数后, 根据上述各式进行高通滤波器设计, 计算出高通滤波器的R、L、C值。
3 滤波方案
根据以上对高通滤波器的原理与设计分析, 拟采用高通滤波器对提升机调速系统网侧整流器进行谐波滤除, 其设计方案如图2所示。
将高通滤波器与调速系统网侧整流器相并联, 连接点位于整流器进线电感之前。高通滤波器除滤除谐波后还兼顾补偿无功, 因此, 将高通滤波器应用于矿井提升机滤波是可行的。
4 系统仿真
ACS6000sd传动系统采用交-直-交变频装置, 由2个PWM整流器串联组成 (如图2所示) , 通过中间大容量的电解电容连接[3]。网侧整流器的主要功能是实现网侧单位功率因数运行, 由于中间环节电容的存在, 网侧整流器的功能相对独立, 可以不考虑逆变器的影响而独立设计网侧整流器的滤波器。因此, 为验证二阶高通滤波器的滤波效果, 可将逆变器与同步电动机等效为电阻性负载, 进行系统滤波环节的设计。
根据图2的方案, 建立基于Matlab的系统仿真模型图, 如图3所示。
4.1 未加高通滤波器的系统仿真
为更接近实际, 系统网侧整流器按ACS6000sd传动系统要求, 建立双闭环控制系统, 外环为直流电压环, 内环为电流环。
仿真参数:交流电压为220 V、电感L=5 mH、电容C=2 000 μF、电压期望值V*dc=800 V、负载等效电阻R在t=0.17 s时, 由R=50 Ω跳变至R=100 Ω、整流器开关频率为5.5 kHz。仿真结果如图4、5所示。
由图4、5可知, 网侧电流谐波含量较大, 网侧电流畸变率THD=5.7%, 谐波电流较大。谐波电流主要为2次、4次、5次、7次, 因此, 滤波器的设计应着眼于滤除2次、4次、5次、7次谐波电流。
4.2 并联高通滤波器的系统仿真
据上节分析可知:确定了所需要滤除的谐波次数为2次、4次、5次、7次后, 根据式 (5) ～ (7) 确定高通滤波器的各个参数。
经计算得出高通滤波器各个参数:L=0.8 mh、C=100 μF、R=0.5。
仿真参数设置:网侧整流器参数设置与前相同, 负载等效电阻R在t=0.17 s时, 由R=50 Ω跳变至R=100 Ω。仿真结果如图6、7所示。
从图6、7中可看出, 网侧电压与电流依然同相位, 网侧谐波电流减小明显, 畸变率THD从5.7%下降为1.19%。高通滤波器滤波效果明显。
对比图5与图7也可以看出二阶高通滤波器的缺点, 即其对基波损耗较大。
图8为在负载突变时直流电压的动态响应图。从图8中可看出负载突变 (R由50 Ω突变到100 Ω) 时直流电压的动态响应。图8中, Vdc1为未并联高通滤波器时的直流电压, Vdc2为并联高通滤波器时的直流电压。由波形可知, 并联高通滤波器时, 系统的动态响应并未明显改变。
从仿真结果可知:采用并联高通滤波器进行滤波, 在不影响系统动态响应的前提下, 滤波效果非常明显, 达到了滤除谐波但不影响系统动态响应的目的。
5 结语
本文提出将高通滤波器应用于矿井提升机网侧整流器滤波的方案, 将高通滤波器与整流器相并联。高通滤波器结构简单, 运行可靠性较强, 所用电容电感容量都较小, 投资费用较小, 是一种经济可行的理想滤波方案。仿真结果表明:该方案滤波效果明显, 且对系统的动态性能无明显影响, 完全适用于矿井提升机滤波。该方案的缺点为滤波器对基波幅值有一定的损耗。
参考文献
[1]王清灵, 龚幼民.现代矿井提升机电控系统[M].北京:机械工业出版社, 1996.
[2]王兆安.谐波抑制和无功功率补偿[M].2版.北京:机械工业出版社, 2005.
模电课程设计报告——滤波器设计 篇2
——模拟电子电路课程设计报告
一：实验预习与查找资料：
1：滤波器是一种具有频率选择功能的电路，允许在一定的范围内的信号通过，对不需要的频率范围内的信号进行有效的抑制。滤波器在通信，信号处理，测控仪表等领域中有广泛的的应用。滤波器分数字滤波器和模拟滤波器，而模拟滤波器又分有源滤波器和无源滤波器。按滤波器的设计方案又分巴特沃思型，切尔雪夫型，椭圆函数型等等。
2：查找资料：《信号处理与滤波器的设计》，《电路与模拟电子学》，《模拟电子电路》等相关资料。
二：实验任务：
滤波器是限制信号的频率范围，用于提取有用信号、滤除噪声干扰信号、提高信噪比。滤波器类型有无源滤波器和有源滤波器，其中又分为低通、高通、带通、带阻、全通等。滤波器的主要性能参数有：截止频率、下降速率、品质因素等。
1、要求完成原理设计并通过软件仿真部分
（1）低通滤波器电路，截止频率分别为300Hz、1KHz，衰减速率≥40dB/十倍频。（2）高通滤波器电路，截止频率分别为300Hz、1KHz，衰减速率≥40dB/十倍频。（3）带通滤波器，频率范围300Hz~3400Hz，衰减速率≥40dB/十倍频。
（4）四阶椭圆形低通滤波器，带内起伏≤1dB，-3dB通带为50kHz，要求在200kHz处小于-50dB，-3dB通带误差不大于5%。
三：实验内容：
为满足设计要求：阻带衰减大于或等于40每10倍率。选择二阶即可满足要求。
1：二阶压控电压源低通滤波器：
A：截止频率为300HZ；
根据集成运放虚短虚断及电路结构，可导出传递函数的表达式为： A（S）=Uo（S）/Ui（S）= Ao*Wn*Wn/(s*s+Wn*s/Q+Wn*Wn)
Ao=1+R4/R3;Wn*Wn=1/R1R2C1C2 在设计参数时Q值分高Q值，中Q值，和低Q值。在本实验设计中取Q值为0。6 A0是电路的通带放大倍数，可在设计前选择，若实验结果不合理，再改变A0的值。取 Q=0。6,A0=4，通过以上公式可算出电路各元件参数的值,再通过仿真电路调整参数得出电路图如下:
在输入端接一电源,输出端接波特仪,显示滤波器的幅度频率特性如下:
图形分析: 在低频通带内为12.02DB,衰减3DB后为9.02DB.此时频率应该是300HZ,但是由于误差以及各方面的影响,从图中可以看出在9.223DB时截止频率为300.339HZ.此电路图可以再经过修改参数使得满足题目要求.在高频截止段衰减达到了40DB每10倍率,符合题目要求.B:截止频率为1000HZ : 设计过程同A: 通过公式得出各元件参数值,取Q=0。6，A0=2。通过仿真优化参数值得到电路图与波特图如下: 图形分析: 通带时为6DB,下降3DB后即3.055DB时频率为1000HZ.通带内起伏为0DB.此图有很大的误差,在通带到截止频率体现良好, 在高于1000HZ 到阻带截止频率衰减达到了40DB每10倍率.但是在很高频带内,由图可知出现了一高频不衰减带区,内起伏0DB.没有了衰减.所以此滤波器不符合要求,只因时间关系没有再修改.应该通过再修改参数使得在高频段都是衰减.2二阶压控电压源高通滤波器：
A：截止频率为300HZ；
高通滤波器与低通滤波器具有对偶关系,只要把上面低通滤波器的电路图中的电阻,电容互换,就可以得到二阶压控电压源高通滤波器.根据集成运放虚短虚断及电路结构，可导出传递函数的表达式为： A（S）=Uo（S）/Ui（S）= Ao*s*s/(s*s+Wn*s/Q+Wn*Wn)
Ao=1+R5/R4 Wn*Wn=1/R1R2C1C2 取 Q=0。6,A0=2,通过以上公式可算出电路各元件参数的值,再通过仿真电路调整参数得出电路图如下: 图形分析: 在通带内即高频段衰减为0DB,所以一直维持为6.10DB.衰减3DB时为3.10DB.此时为截止频率300HZ.图中在3.011DB时频率为312.651HZ.与理想的设计有一定的误差.阻带内衰减满足40DB每10倍率.此滤波器总的来说比较符合要求.B:截止频率为1000HZ :
设计过程同A: 通过公式得出各元件参数值, 取Q=0。6,A0=2。通过仿真优化参数值得到电路图与波特图如下:
图形分析：低频段衰减大40DB每10倍率，满足设计要求。在通带内摔减为0DB，一直维持为6DB。衰减到3DB时频率为1。053KHZ。大体符合要求。但是在高频的通带内出现一衰减频段为8DB每10倍率。之后又变成一通频带。所以此滤波器有很大欠缺。需要进一步改进。
3：带通滤波器，频率范围300Hz~3400Hz，衰减速率≥40dB/十倍频。
带通滤波器是由一低通滤波器和一高通滤波器合成。
根据集成运放虚短虚断及电路结构，可导出传递函数的表达式为：
A（S）=Uo（S）/Ui（S）={ Ao*（1+s*s/W0*W0）}/(1+ s /W0*Q+ s*s/W0*W0)
Ao=1+R5/R4 W0=1/RC 取 Q=0。6,A0=2,通过以上公式可算出电路各元件参数的值,再通过仿真电路调整参数得出电路图如下: 图形分析：
本电路图是由两个运算放大器构成，其中第一段就是一个低通滤波器，第2段是一高通滤波器。
幅度频率特性图如下：
图形分析：带通的通带为300到3400HZ，通带为12。3DB。衰减3DB时为截止频率，图中有一定的误差，低频到9。246DB，FL=299。797HA。高频段衰减到9。248DB时 FH=3。464JKHZ。
4：圆形低通滤波器，带内起伏≤1dB，-3dB通带为50kHz，要求在200kHz处小于-50dB，-3dB通带误差不大于5%。
此滤波器的设计是通过滤波器设计软件，把要设计的参数调整好，如下图：
设计出来的电路图如下；
再连接而成，经过修改参数，调节波形而得下电路图：
四：报告总结与心得。
有源高通滤波器的设计 篇3
关键词 GIC SC滤波器 高通滤波器
中图分类号：TN713 文献标识码：A
1 有源高通滤波器的特性
高通滤波器是一个使高频率比较容易通过而阻止低频率通过的系统，它去掉了信号中不必要的低频成分。在电力系统中，谐波补偿时用高通滤波器滤除某次及其以上的各次谐波。由于在基本的电路元件中电感是最不理想的，体积大，价格昂贵，不适合IC型式的大规模生产。文中介绍了频率限制在兆赫兹以下范围用运算放大器取代电感来设计高通滤波器的方法，并介绍了用级联设计方法和直接综合法实现高阶有源高通滤波器。
2 级联的方法设计高通滤波器
一阶和二阶滤波器是构建高阶滤波器的基本模块，一阶滤波器有反相和同相两种结构，二阶滤波器有Sallen-Key和多路反馈两种结构。
设计举例：设计一个三阶贝塞尔高通滤波器，要求滤波器的转折频率fc=1KHz。
设计思路是首先查表取出三阶贝塞尔滤波器的系数，然后计算每级滤波器的参数。先选定电容值，然后计算出电阻值。设定C1=C2= C3=100nF，第一级用一个一阶同相高通滤波器，R1=4.2k€%R；第二级用一个二阶Sallen-Key高通滤波器，R4=6.36 k€%R，R5=3.34 k€%R。图1是设计的滤波器仿真电路。
3 梯形模仿设计高通滤波器
从模块化设计的角度来说，要求级联滤波器的各部分相互独立。从灵敏度方面考虑，可以以无源RLC梯形原型作为出发点，用模仿模块来替代电感使滤波器变成有源结构。
举例设计，设计一个椭圆高通滤波器，fc=300Hz，Amax=0.1dB，Amin=40dB。
首先画出要设计的高通滤波器对应的高通全极点梯形电路，然后用通用阻抗转换器（GIC） 来模仿电感，并综合出与频率有关的电阻值，就可以来实现不同响应的高通滤波器。图2是最终设计的电路。
4 通用SC滤波器综合成高阶高通滤波器
LMF100CIWM通用SC滤波器是由两个双积分环路模块组成，在每一模块中都配置了一个独立的运放，借助外部电阻能独立的配置成低通、带通、高通、带阻和全通响应，具有可编程性。通过级联多个双积分器环路节可以实现高阶滤波器。
举例设计：采用两个LMF100CIWM，设计一个fc=500Hz，高频增益为0dB的八阶1.0dB切比雪夫高通滤波器。
设计过程，令fck=100fc=50KHz。查表取出各级参数，令LMF100CIWM的节A为低Q级，节B为高Q级，要避免各滤波器级的电路进入饱和，按Q值由低到高的顺序将它们级联以使滤波器动态特性最大。图3是设计的电路图，图中各电阻值都已经舍入到标准值的1%范围内。
5 结论
本文介绍了高通滤波器的特性，以及用三种方法通过举例设计贝塞尔、椭圆、切比雪夫三种响应的有源高阶高通滤波器，设计方法简单、直观。
参考文献
[1] R.Schaumann，M.S.Ghausi，and K.R.Laker.Design of Analog Filters；Passive，Active RC，and Switched Capacitor.Prentice-Hall，Englewood Cliffs，NJ，1990.
[2] Arther B Williams.ELECTRONIC FILTER DESIGN HANDBOOK[M].北京.电子工业出版社，2004.
[3] 祁国权.RLC串联电路谐振特性的Multisim仿真[J].电子设计工程，2012（1）.
[4] 高立，陈书远.通用阻抗变化器在有源滤波器中的应用[J].电子元件应用，2007（10）.
滤波设计 篇4
关键词：有源电力滤波器,LCL滤波器,有源阻尼,谐振,反馈,仿真
0 引言
近年来,随着电力电子技术的快速发展,大量非线性负载不断投入电力系统,造成电能质量问题日益严重。有源电力滤波器(APF)[1]作为一种消除谐波的有效设备,目前已得到广泛使用。但APF一般采用高频SPWM,导致大量的开关次谐波流入电网,这会对电网中其他敏感设备产生干扰,故APF输出滤波器的选取及设计尤为重要。
为了滤除开关次谐波,通常采用L型或LC型滤波器。传统的L型滤波器结构简单,但在满足相同的高频滤波效果的情况下,所需的电感值比LCL滤波器要大,动态性能也变差。LC型滤波器则容易因电网阻抗的不确定性影响滤波效果[2,3]。LCL滤波器则能够在较低的开关频率下,获得比L和LC型滤波器更优异的性能,尤其适用于大功率、开关频率较低的并网变换器设备,但其设计比较复杂,并且是一个谐振电路,对系统的稳定性有较大影响,通常需要引入无源或有源阻尼。无源阻尼算法简单,但会引起系统损耗。
针对以上问题,本文在详细设计LCL滤波器的基础上,采用了引入电容电流反馈的有源阻尼控制策略,等效地增加了LCL滤波器的阻尼作用,从而有效地抑制了低频谐振尖峰,避免了系统的不稳定[2]。最后通过PSCAD仿真对比了采用L型、LCL滤波器的APF补偿效果,仿真结果证明了本文所述的LCL滤波器设计方法是可行的,且其应用于APF具有较好的滤波效果。
1 APF输出滤波器设计要求
图1为并联型APF系统结构框图。它主要由电压型三相桥式逆变器和输出滤波器组成。本文所采用的控制策略为重复学习控制[4,5,6]。
谐波补偿时,APF首先将检测到的系统谐波电流ish形成补偿电流指令信号,然后经控制策略及逆变器变换生成补偿电流,再通过输出滤波器送入电网,实现谐波补偿目的。考虑到并联型APF主要用于补偿2~25次低次谐波电流含量,且补偿电流含有开关频率及其周边高次谐波分量,故APF要求其输出滤波器对中低频具有较宽的通频带,而对高频具有很强的抑制作用,且需满足APF的瞬态电流跟踪能力及最大纹波指标要求。
2 LCL滤波器的设计
图2为LCL滤波器在高次谐波下的单相等效电路模型。
高次谐波下LCL滤波器[7,8]的传递函数为:
由式(1)可知,此LCL系统出现谐振时,阻尼比,谐振频率。
2.1 进线总电感LT的设计
对于并联型APF,其补偿性能极大地受制于输出补偿电流对参考电流的跟踪能力。令LT=L1+L2,当直流母线电压和交流电压一定时,输出总电感LT就决定了补偿电流的跟踪速度[2]。当电感减小时,电流跟踪速度变快,APF补偿误差变小,动态响应速度也变快,但电流变化也越剧烈,极容易造成系统振荡冲击,工作不稳定;反之电感越大,电流纹波越小,但从经济角度而言,设备成本却显著增加。故在实际应用中,通常在保证补偿性能的前提下,尽量选择较小的电感值,下面给出具体设计过程。
2.1.1 电流跟踪快速性
文献[2]详细分析了谐波电流过零点附近的一个开关周期中电流跟踪的瞬态过程,计算出电感跟踪能力最强时的电感最大值,但它无法保证APF最小跟踪能力也满足要求。文献[9]讨论了开关系数不同情况下取值的概率,进而采用平均法计算出电感最大值,故电感的估计比较粗糙。本文参考文献[10]中三相APF的主电路工作模式及相应开关系数的分析,得出各相电流变化率与系统电压及直流侧电压之间的关系,以A相为例,表达式如下:
若ea=Emsinωt,则得:
且当ea=Em,或ea=-Em,时,最小,即:
要使补偿电流能跟随指令电流,则补偿电流的斜率必须大于指令电流的斜率的最大值,即:
故电感的最大取值为:
对于不同的谐波源和不同的补偿要求,指令电流i*ca是不同的,但其最大电流变化率与补偿指令电流的具体表达式密切相关。其经验公式[10,11]为:
其中,f为基波电流频率;I*ca为指令电流有效值,可根据具体的负载情况计算出补偿指令电流。
本文采用三相桥式不控整流电路加阻感负载作为谐波源,可通过具体仿真得出其中2~25次谐波含量(具体波形将在后文详细展示),进而计算出谐波有效值,即补偿指令有效值。本文经计算得I*ca=5.886 A,取经验公式(7)中参数为20,代入式(6)可得Lmax=1.647 m H。也即:
2.1.2 纹波电流最大允许值
当逆变器输出电压Ui的基波分量与系统电压Us相等时,电感上的基波电流为零,这时UL在电感两端产生的电流Δi称为纹波电流[12],它是影响波形质量的一个重要参数。在APF中,要求输出的纹波电流在一定的范围内,一般取为15%~20%的额定电流。本文取20%,即:
其中,PN为额定输出功率,Us为系统相电压有效值,Is为额定输出电流。
文献[12]详细分析了采用双极性PWM时半个周期内调制比ma与纹波电流Δipp的关系,得出纹波电流最大允许值表达式如下:
综合式(9)、(10)可得:
综上,本文选取总电感LT=0.3 m H。
2.2 电容
电容支路的增加为开关次谐波提供了低阻通路,极大减少了注入电网的高频谐波含量。理论上希望电容阻抗越小越好,即增大电容量,但电容的增加势必会减少电容支路对基波的阻抗,进而使系统效率过度降低。通常要求滤波电容吸收的基波无功功率不能大于系统额定有功功率的5%[2,13]。故可得:
2.3 电感L1、L2的选取
考虑到APF主要用于补偿低次谐波,故其输出滤波器应对中低频具有较宽的通频带,对高频具有很强的抑制作用。即应使其截止频率在中频和开关频率之间折中选取,且其高频衰减率应满足性能要求。同时为防止谐振对低频谐波的放大,谐振频率也应尽量靠近开关频率的一半。详细分析如下。
2.3.1 谐振频率
由前述可知谐振角频率,
对于APF通常要求谐振频率位于25倍基频和一半开关频率之间[2,13],即:
令,则LT=(1+r)L1,故得:
当总电感LT固定时,谐振频率fr、r及电容C之间的三维关系如图3所示。
为更方便观测,图4(a)、(b)分别给出了电容C、r与谐振频率fr之间的二维关系图。
由图可知,当r不变时,谐振频率fr随电容C的增大而减小;当电容C不变时,谐振频率fr也基本上随着r的增大而减小。
2.3.2 开关次谐波衰减比
开关次谐波衰减比是LCL滤波器消除开关次谐波含量的一个重要参数,通常要求其不大于0.1[13,14],故表达式如下:
令,则由式(14)可知,LT固定时,开关次谐波衰减比d、电容C以及r之间的三维关系见图5。
为方便观测,图6(a)、(b)分别给出了电容C、r与开关次谐波衰减比d之间的二维关系图。
由图可知,当电容C不变时,开关次谐波衰减比d随着r的增大而减小;当r不变时,开关次谐波衰减比d也随电容C的增大而减小。
故综上分析可知,r固定时,C越大,谐波衰减效果越好,但谐振频率却越小;C固定时,r越大,谐波衰减效果越好,谐振频率却基本呈减小趋势。即要同时满足取值范围及各项要求,r、C参数的确定还是存在一定难度。文献[13]采用联立的方法得出二次方程,进而根据范围进行试凑。此方法理论完善,但求解麻烦。本文直接利用MATLAB工具,在图3、5三维关系图中增加平面fr=5 k Hz、dr=0.1确定满足范围,寻找公共点,并根据实际工艺,选取了比较理想的参数值,如图7(a)、(b)所示。
从图7可知当LT=0.3 mH、r=0.5、C=30μF时,谐振频率fr=3559Hz,开关次谐波衰减比d=0.09222,均满足性能要求。
2.3.3 截止频率
根据前述分析可知,截止频率[15]选取过高,可能对开关次谐波衰减不够,过低则可能对补偿的低次谐波造成影响。考虑到三阶系统,截止频率不易计算,本文直接通过Bode图读取所选参数的截止频率。
图8为参数LT=0.3mH、r=0.5、C=30μF时对应的LCL输出滤波器Bode图。
在MATLAB中,利用指令可得出此时截止频率为3414.5Hz,满足低频输出的要求。同时可看出图中出现谐振,谐振频率为2240rad/s,即3559Hz附近,且放大增益非常大,约为127 dB,故对系统稳定性有很大影响。
2.4 有源阻尼
对于APF输出LCL滤波器谐振电路,当开关频率较低时,其谐振频率取值也较低,难免会使低次谐波产生畸变,因此为改善其对系统稳定性的影响,通常需要引入阻尼作用[2,16]。
传统的解决方法为加入无源阻尼电阻,虽简单,但对谐振的抑制效果有限且电阻的增加必然增加系统损耗。故本文采用了一种引入电容电流反馈的电流双环控制策略,其在保证谐振频率不变的情况下,增加了阻尼作用,有效抑制了低次谐波的振荡。
图9为APF控制结构框图,图10为电容电流环控制原理图。图中KC为电容电流的反馈控制系数。
由图10可得,忽略电压扰动时,电容电流环传递函数为:
故可绘出关于KC的广义根轨迹,如图11所示。
由上图可知KC的稳定范围为0.6685~8.125 7。若取阻尼系数时,可求出最佳反馈控制系数KC=6.3236。
3 仿真效果图
本文所用到的APF系统仿真参数如下:系统电压220V,系统频率50Hz,Udc=1000V,KC=6.323 6,L1=0.2mH,L2=0.1mH,C=30μF,fsw=10kHz。
为验证所设计的LCL滤波器的有效性,本文采用PSCAD/EMTDC工具,对三相并联型APF进行了仿真,主要研究采用LCL滤波器的APF补偿效果及开关次谐波含量。仿真系统中负载为带阻感负载的三相桥式不控整流器,负载侧输出电感为0.05mH。系统电流开始1s内含有谐波,并在1s时投入APF进行谐波补偿,得到的仿真波形如下。
图12为A相负载电流波形及基波、2~25次谐波含量分布图。
图13(a)、(b)、(c)分别为采用LCL滤波器的APF补偿效果图、局部放大图及低次谐波含量。
从图13中各图对比分析可知,补偿前系统电流(即负载电流)低次谐波含量很高,以5次谐波为例,约为0.044kA;而经LCL滤波器下的APF补偿后降为0.000935359kA。显然,低次谐波含量已大幅减少,且开关次谐波含量也仅为0.0000268738kA。
为了证明LCL滤波器的优越性,本文对采用L型滤波器的APF也进行了仿真。图14(a)、(b)、(c)
分别为采用L型滤波器的APF补偿效果图、局部放大图及低次谐波含量。
如图14所示,经L型滤波器的APF补偿后系统电流5次谐波含量降为0.001 793 6 k A,开关次谐波含量为0.000 397 901 k A。故相对L型滤波器而言,采用LCL滤波器的APF开关次谐波含量明显要少,补偿效果也更好。
综上可知,本文所论述的基于有源阻尼的并联型APF输出LCL滤波器的设计方法是可行且有效的,并且相对L型滤波器,具有明显优越性。
4 结论
有源模拟带通滤波器课程设计 篇5
二阶有源模拟带通滤波器电路，如图1所示。图中R1、C2组成低通网络，R3、C1组成高
通网络，A、Ra、Rb组成了同相比例放大电路，三者共同组成了具有放大作用的二阶有源模
拟带通滤波器，以下均简称为二阶带通滤波器。
根据图l可导出带通滤波器的传递函数为
5
式(5)为二阶带通滤波器传递函数典型表达式，其中ω0称为中心角频率。
令s=jω，代入式(4)，可得带通滤波器的频率响应特性为
可画出其幅频响应曲线，如图2所示。图中，当ω=ω0时，电压放大倍数最大。带通
滤波器的通频带宽度为BW0.7=ω0/(2πQ)=f0/Q，显然Q值越高，则通频带越窄。
6
通频带越窄，说明其对频率的选择性就越好，抑制能力也就越强。理想的幅频特性应该
是宽度为BW0.7的矩形曲线，如图3(a)所示。在通频带内A(f)是平坦的，而通带外的各种
干扰信号却具有无限抑制能力。各种带通滤波器总是力求趋近理想矩形特性。
然而实际设计出来的带通滤波器的幅频特性曲线，如图3(b)所示。
在工程上，定义增益自A(f0)下降3 dB(即0.707倍)时的`上、下限频率之差值为通频带，
用BW0.7表示。要求其值大于有用信号的频谱宽度，保证信号的不失真传输。
综上分析可知：当有源带通滤波器的同相放大倍数变化时，既影响通带增
益A0，又影响Q值(进而影响通频带BW0.7)，而中心角频率ω0与通带增益A0无关。
3.1.2课题要求 带通滤波的设计
设计要求：要求设计一个有源二阶带通滤波器，通带中心频率为500Hz，通带中心频率
处的电压放大倍数为10;带宽为50Hz。根据要求，选用相应的元件实现带通滤波器电路，
并对进行仿真和制作，并能利用相关仪器测量其技术指标，通过示波器观察结果。
通带中心频率
通带中心频率处的电压放大倍数：
带宽：
设计方案
为了能了解二阶带通滤波器在实际电路中应用的效果，设计了如图1的电路进行实验验
证。图中U1A部分为放大电路，UlB部分为二阶带通滤波器电路。
根据式(2)~式(4)，设计出了中心频率在500Hz附近，品质因素Q为10，频带宽度约为
50Hz的二阶带通滤波器 。
有题可知Q=10 ;f=500HZ;BW=50HZ;Au=10
7
?02?[1/(R2C)2][(1/R)?(1/R3)]
?f?[(1/2?c)]{(1/R1)?(2/R2)?[R5/(R3R4)]}
Q?f0/?f(?f??f0时)
KF?(R4?R5)(R4R12??fC)
KF为中心频率的放大倍数常常R4?R5
K0?100/(f0C)?10
经查表的到所要的数据
由Q=10，K=10，可查表得各电阻阻值.
因为k=100/(f。*c)=10
R1?3.183?10?31.83K?
得 R2?1.11?10?11.1K?
R3?3.078?10?30.78K?
R4?R5?6.15?10?61.5K?
8
9
图5 设计电路
仿真波形
图6
10
幅频特性
图7
调试结果
处于中心频率时滤波器显示图形如下：
图8
截止频率时示波器显示波形：
11
高低频时处于截止状态，示波器显示波形如下：
12
幅频特性曲线：
四 遇到的问题
在这次实践中我们遇到了一些问题，在最后阶段的调试时，我们才发现电容用错了，最
后我们不得不重新焊接电路，由于实践问题，我们也只能放弃了一个方案，只焊接了一个电路。这还是说明我们实践的少，希望以后能多实践来弥补我们的不足，提高我们的能力。
五 项目总结
拿到这个项目之后，我们首先查阅了大量资料，了解了带通滤波器的基本模型，及公式算法。通过这次课程设计，加强了我们的动手、思考和解决问题的能力。在整个课程设计过程中，我们用了两套方案来实现题目的要求。通过实际的操作，调试，使我们对滤波器有了更深入的了解。对于我们通信工程专业来说实践能力又十分重要，所以这次机会对我们来说非常的重要。实践是对课本上知识的巩固，通过实践我们加深了对知识的理解。另外，通过在网上查阅资料，我们发现了自身的不足，了解到自身的水平十分有限，需要学习的地方还很多，有很多知识需要自己去拓展，同时也需要更多的实践来完善我们对知识的理解。
从理论到实践，在整整两星期的日子里，我们遇到了一些困难和问题，都需要我们自己去解决，但是可以学到很多很多的的东西，这些东西都是课本所不能学到的，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。通过这次课程设计使我懂得了理论与实际相结合是很重要的，只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正为社会服务，从而提高自己的实际
13
动手能力和独立思考的能力。
基于fir的数字滤波器设计研究 篇6
摘 要：伴随着知识科技的快速发展，我国在电子计算机技术研究领域逐渐走在前列。这对于如何进行社会主经济建设来讲意义重大，为了有效促进网络通讯技术的快速发展，当前，正在研究一种新的科技，这就是fir的数字滤波器。针对fir的数字滤波器的设计研究已经成为现阶段提出的科技发展的重要课题。我们通过认真分析可以知道基于fir的数字滤波器设计是一种计算机工程技术。通常我们在处理一些数字信号时，一定要结合fir的数字滤波器的设计环节来处理，不可抛开数字滤波器的分析结果，因为基于fir的数字滤波器设计研究是一种重要的应用通讯系统。本文结合实际，通过研究fir的数字滤波器设计的过程，笔者认为在研究分析fir的数字滤波器的过程中，主要注重其实际实践效能才是重点。
关键词：fir；数字滤波器；设计；研究
1 fir滤波器
fir滤波器即有限长单位冲激相应滤波器，又称为非递归型滤波器，是数字信号处理系统中最基本的元件。在fir滤波器的作用下，可以保证任意幅频特性的同时具备严格的现行相频特性，可见，通常情况下fir滤波器是一个较为稳定的系统。从实践来看，fir滤波器在通信、图像处理等领域的应用十分广泛。从数字滤波器的结构来看，可将其分为无线脉冲响应型与有限脉冲响应型。其中，后者在设计的过程中，可以采用窗函数方法、频率采样法等策略对其进行设计，从相关的研究资料中来看，这些方法的整合应用都令数字滤波器的设计取得了实质性的进步。（图1）
2 基于fir的数字滤波器设计研究
通常情况下，基于fir的数字滤波器的设计原理采用的是加窗函数方法。由于基于fir的数字滤波器在性能、功耗等方面的优势十分明显，基于FPGA的信号处理模块已广泛应用于各种信号处理领域。
2.1 基于fir的数字滤波器的设计原理 基于fir的数字滤波器在设计时，所选择参数的幅度是较为明确的，因此，在实际应用时，需要凭借一个可实现的传输函数去调整整个设计构造，这就需要在工程设计及应用中，多给出相对的参数指标数值，以此来保障数据计算的精准度。另外，由于基于fir的数字滤波器的冲激响应仅仅能够延续一阵，时间较短，在研究的过程中，则通常会考虑基于fir的数字滤波器的此项特征来构造数字滤波器的模型。（图2）
2.2 浅析基于fir的数字滤波器的设计实例 通过精确的设计，有限冲激相应滤波器在某一具体的频率范围内均能够为系统提供出较为准确的线性相位。从具体来看，通过设计技术参数以后，构建出一个较为完整的fir数字滤波器模型，再通过使其逼近既定目标，则可以对整个设计实例进行性能分析。从整体来看，fir数字滤波器的基本结构可以表示为下图的形式：（图3）
采用窗函数法来设计fir数字滤波器的应用较为常见。从上图所显示的fir数字滤波器基础框架来看，对于一个四阶的滤波器子系统的输出情况可以用公式来表示，即：
在整个试验过程中，可以利用窗函数设计法，滤波器参数要求如下：ωp=0.2π，αp=0.25B，ωq=0.3π，αq=50dB
调用4个这样的子系统级联起来构成16阶的滤波器。其中，滤波器系数h（0），h（1），…，h（15）由滤波器设计工具FDATools生成，系数与滤波器关联，建立出完整的滤波系统模型。
设计FIR滤波器首先要根据设计目标来选择合理化的滤波器技术指标，按照系统的频率特性，采取与之对应的策略方法来将其实现，从这一点来看，实例中多采用的仍为窗函数方法来推进设计。
3 结束语
通过对基于fir的数字滤波器设计原理的研究，进一步了解到有关数字滤波器的相关设计内容，尤其是从具体的基于fir的数字滤波器的实际实例中清楚地看到，采用VisualBasic6.0所设计出的fir数字滤波器的设计软件可以实现，且突破了以往的设计方案，从而更加有利于在设计基于fir的数字滤波器的过程中进行实时在线修正，进而完善整个内容的最终设计方案。
参考文献：
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IIR数字滤波器设计 篇7
1 IIR数字滤波器的设计思想
IIR数字滤波器的单位响应是无限长的,而模拟滤波器一般都具有无限长的单位脉冲响应,因此与模拟滤波器相匹配。由于模拟滤波器的设计在理论上已十分成熟,因此数字滤波器设计的关键是将H(s)转化成H(z),即利用复值映射将模拟滤波器离散化。已经证明,冲激响应不变法和双线性变换法能较好地担当此任,在此基础上,数字滤波器的设计就可首先归结为模拟滤波器的设计,先设计一个合适的模拟滤波器,然后将其数字化,即将S平面映射到Z平面得到所需的数字滤波器。模拟滤波器的设计技术非常成熟,不仅得到的是闭合形式的公式,而且设计系数已经表格化了。
从模拟滤波器变换成数字滤波器主要有4种方法[3]:微分-差分变换法;冲激响应不变法;双线性变换法;匹配Z变换法。本文主要介绍双线性变换法,设计步骤是:按一定技术指标将给出的数字滤波器转换为模拟低通滤波器;根据转换后的技术指标设计模拟低通滤波器H(s);再将H(s)转换成H(z)。对于高通、带通或带阻数字滤波器的设计,先将其技术指标转化为与之相应的作为“样本”的低通模拟滤波器的技术指标,再进行频率变换,然后按上述步骤设计出低通H(s),再将H(s)转换为所需的H(z)。
因此,由模拟滤波器设计数字滤波器的方法准确、简便,得到普遍的应用[4,5,6]。程序实现流程见图1。
2 IIR数字滤波器的设计方法
2.1 模拟滤波器的设计
模拟滤波器的理论和设计方法已发展得相当成熟,有若干典型的模拟滤波器可供选择,如巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、椭圆滤波器等[7],可以根据具体要求选用不同类型的滤波器。
下面介绍巴特沃斯低通滤波器的设计过程[8]。
巴特沃斯低通滤波器平方振幅函数为
其中,N为滤波器的阶数;fC为振幅响应跌至-3 d B处的频率。
N阶巴特沃斯低通滤波器的极点位置,可由如下公式确定:
N为偶数时,
N为奇数时,
2.2 模拟滤波器到数字滤波器的设计
由给定的模拟滤波器指标,用巴特沃斯低通滤波器逼近,根据巴特沃斯平方振幅函数可列出方程组:
其中,N向上取整。根据以上模拟滤波器设计,很容易得到传递函数H(s)。
由不同的双线性变换公式实现不同的映射,可得数字滤波器传递函数H(z),如实现模拟低通滤波器到数字低通滤波器的转换。
同理,可设计巴特沃斯高通、巴特沃斯带通、巴特沃斯带阻滤波器。下面是主要函数及主要程序代码。
a.转化为模拟指标。
b.巴特沃斯滤波器参数计算。
高通、带通、带阻滤波器设计的程序代码与低通滤波器类似。根据求得的H(z)表达式可计算幅值并用来绘图显示。
3 结语
利用双线性变换法设计IIR数字滤波器,给出了设计步骤,并设计了巴特沃斯数字滤波器。
参考文献
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电磁干扰滤波器的设计 篇8
1干扰源分析
1.1二极管的反向恢复
整流二极管在高频整流回路中,当有较大的电流正向导通时,受反偏电压的影响,发生转向截止,在载流子消失前的一段时间内,由于PN中的载流子积累,导致电流反向流动,进而产生电流变化。
1.2开关管产生的谐波
功率开关管在导通时会流过较大的脉冲电流,开关管产生的谐波在开关选择零电流、零电压开关时会降低。此时谐波干扰的影响会很小。
1.3交流输入回路产生
使用无工频变压器的开关电源在反向恢复期间,输入端整流管会产生干扰,主要由高频衰减震荡产生。
2电磁干扰的特征和测试技术
2.1开关电源电磁干扰特征
工作中的开关电源因处于能量转化的状态,其电压和电流的变化很大,因此会产生强度较大的干扰。与之相关的还有散热器和高频变压器。开关的频率相对是较低的,在几十千赫和数兆赫之间,会产生传导干扰和近场干扰。
2.2电磁干扰的测试技术
在电磁干扰的测试中,主要有射频电流探头、差模抑制网络和噪声分离网络这三种测试方法。其中最简单的检测技术是射频电流探头,但需要在测量结果和标准限值的比较中经过较为复杂的换算。差模抑制网络适用范围较窄,结构简单且结果可以直接比较,只能检测共模干扰。最后一种噪声分离网络是最理想的方法,所需成本较大,因其对变压器关键器件的制造要求较高。
3电磁干扰滤波器的设计原理
3.1交流侧滤波
交流侧滤波阻止共模和差模的噪声是通过在开关电源的输入端插入共模和差模滤波器于交流电源的一端传递到电源线,如此不仅可以消除其他用电设备的影响,还可以抑制来自电网中的噪声。下图1中,就是交流侧滤波的示意图,图中,C、 D抑制电磁干扰的效果相较于A、B更好。如C中,若用来滤除共模干扰的元器件为LC1C2,C3C4可滤除串模干扰,R则可将C3上的累积电荷泄放掉。避免电荷累积带来的影响。保证用户的安全因断电后电源线进线端将不带电得到保证。
3.2直流侧滤波
直流侧滤波由共模扼流圈、扼流圈和两个电容组成,在开关电源的直流输出侧插入电源滤波器。扼流圈的磁芯应采用磁场强度大和高频特性好的恒μ磁芯,才能确保在较大磁场强度的情形下,磁芯仍然能正常工作。
3.3其他滤波
安全电容能够有效的去除初级、次级绕组耦合电容引起的干扰,将安全电容和电阻并联,如下图所示,电子元器件能够在高频开关状态下消除自激振荡。另外,将磁珠串联在二次整流滤波器上,也可以消除电磁干扰。开关电源的绕组线圈上会产生尖峰电压,这是在导通和截止电流时常见的现象。故,脉冲变压器在漏感时通常会采用瞬态电压抑制器和超快恢复二极管进行钳位,这样的电路组成是效果较好的。
4电磁干扰滤波器的构造原理
4.1构造原理
造成电磁干扰的主要是频谱在10千赫到30兆赫之间的电源噪声,有时候这种电源噪声高达150兆赫。电源噪声具有双向干扰的特征,根据传播方向的差异可以分为两类,即从电源进线引入的外界干扰和电子设备产生经由电源线传导而来的噪声。故而,电子设备既是噪声的干扰对象也是生产噪声的源头。电源噪声根据形成特征可分为共模干扰和串模干扰两种, 前者是两条电源线与对大地的噪声,后者是两条输电线之间的噪声。通常电磁干扰滤波器应符合电磁兼容性的要求,即能够双向射频滤波,不仅需要避免设备本身向外部发出的噪声干扰,还要滤除交流电源线上引入的外部噪声。如此才能保证电子设备的正常工作。
4.2基本电路图和应用
图2所示为电磁干扰滤波器的电路图。图中共有两个输入端和输出端,一个接地端。外壳与大地在保证设备使用的时候相通,电路中包含了共模扼流圈L、滤波电容C1、C2、C3、C4, 这里共模扼流圈对串模干扰是无效的,两个线圈的磁通方向在共模干扰时是相通的,总电感量经过耦合后的将迅速增大,感抗因此对共模信号呈现较大。共模扼流此时便得以体现。当有电流通过时,这里的两个线圈绕组在低损耗、高磁导率的铁氧体磁环上,其磁场能够相互叠加。
当额定电流在实际运用中较大时,需要同时增大共模扼流圈线的直径,才能承受较大的电流。电感量此时增加还可以改善低频衰减的特性。滤除串模干扰的效果在薄膜电容的容量范围一般情况下0.91Mf-0.47μF时较好。将两个电容在输出端跨接,并将电容的中点接地,能够有效地抑制共模干扰。一般情形下,输出端电容选用陶瓷电容,容量范围为2200Pf-0.1μF, 为了减少漏电流,电容量应在小于等于0.1μF的范围内,并保证接地。图3为两极复合式电磁干扰滤波器电路图,因为采用了两级滤波,所以消除电源噪声的效果更好。为了更好地消除实际使用过程中出现的快速瞬态脉冲,技术前沿领域以开发出群脉冲滤波器,能够有效地抑制实际使用中出现的电源干扰。
当前,电磁干扰滤波器在开关电源中的运用十分的广泛, 且体积越来越小,成本也越来越低,在遵循基本原理的条件下, 各种电源开关滤波器性能更加的优越,更具有安全性和可靠性。
摘要：电力技术飞速发展的如今,带来了电源技术的进步。防电磁干扰带来的问题,开关电源尤为值得注意。本文对开关电源电磁干扰滤波器的原因及种类进行了分析,并进行科学合理的设计方案。
数字滤波系统的分析与设计 篇9
关键词：数字信号,DSP,数字滤波
1 引言
在科技高速发展的今天, 我们已经来到了数字化的时代, 这是因为传统的模拟信号和模拟技术存在着成本高、噪声多、处理速度低、体积过大等弊端。而数字信号处理系统可以用软件完成, 因此成本较低, 也可以用硬件平台实现, 因此处理速度快、可以降低延时, 也可以软硬件配合使用, 使得系统灵活性高、使用更加便捷[1]。
与此同时, 数字滤波技术作为数字技术的主要构成内容, 出现在了很多的数字系统之中, 其主要用于提取有效数据、改变数据的特征等, 相关的应用极其广泛, 比如在音频处理系统中, 数字滤波技术能够削弱有效数据中的干扰等无效信号, 提高音频信号的有效性和传播速率。相比于模拟滤波器而言, 数字滤波器有很多好处:能够避免漂移现象、能够处理频率较低的数据、精度高、在良好设计下的频率响应曲线可以做到极其接近于理想滤波器的指标。本文将对数字滤波系统的算法进行分析、对实现结构进行设计。
2 数字滤波器的算法分析
数字滤波最早于20世纪50年代被提出, 但是最初大多是基于模拟滤波器的方式进行的, 相关研究人员主要是用数字的方式去实现模拟滤波器, 从而对数字化的信号进行处理。但是随着相关硬件技术的发展和数字技术理论的完善, 数字滤波系统的设计已脱离了模拟滤波器的影响, 成为了独立发展的一门学科, 而且具备了许多模拟滤波器没有办法达成的一些优势。
总结来看, 目前的数字滤波器的主流算法主要有两种, 一种是有限脉冲响应数字滤波器, 即FIR (Finite Impulse Response Digital Filter) 数字滤波器, 该类型滤波器的单位冲激响应是有限长的, 系统函数仅在平面的有限点处不为零, 全部的极点都在零点处, 其系统函数和输入输出的关系式分别如式 (1) 、式 (2) 所示。
另一种实现算法是无限脉冲响应数字滤波器, 也就是IIR (Infinite Impulse Response Digital Filter) 数字滤波器[2]。其单位冲激响应为无限长的, 系统函数在平面内存在极点, 相应的系统函数和输入输出关系式如下所示。
由系统函数可知, 无限脉冲响应数字滤波器是存在反馈回路的, 输出的数据能够通过反馈影响输入数据, 因此在同样的技术指标条件下, 该类型滤波器设计时的阶数较低, 则整体的计算复杂度低, 在实现过程中所需的存储资源和运算资源也就相应的较少。同时, 无限脉冲响应数字滤波器在设计的过程中, 能够借助模拟滤波器的一些成型的公式和数据, 设计过程是属于规格化的, 可以减轻设计工作量, 并且设计中也不需要太过复杂高端的计算工具。由于无限脉冲响应数字滤波器的这些优越性, 在各领域都较常被使用, 本文设计的滤波器也选择该种系统函数算法进行实现。
3 数字滤波器的结构设计与优化
无限脉冲响应数字滤波器的实现结构包括直接实现结构、级联实现结构、并联实现结构以及格形、格梯形和脉动等各类形式与方案, 不同结构的滤波器对整个系统的计算精度、计算速率、计算误差、计算量等性能会有所影响, 也就是说, 在设计数字滤波系统过程中, 虽然整个系统的传递函数是相同的, 但是不同的实现架构仍然会使得滤波系统的计算难度、稳定程度和实现成本有所差异。在多数方案中, 为了实现便捷, 都要在设计时尽量保证乘法器与延时器的数量较少[3]。
无限脉冲响应数字滤波系统的系统函数可以被转换成多个二阶子式相乘的形式, 此时的数字滤波系统就能够变化为多个二阶子模块相级联的结构。首先把系统传递函数由零点与极点进行因式分解, 继而变形成多个子式相乘的形式, 具体推导过程如下所示, 其中ak和bk分别表示系统的零点和极点。
因为pk和qk都是实数, 所以ak和bk应是共轭出现的, 把所有共轭成对的零点与极点合并, 能够得到相应的实数域上的二阶子模块, 则可以继续对公式进行变形, 得到下式。
由式 (6) 可以得到如图1所示的数字滤波系统的级联架构。
图1中, 每个对应的支路的输入是相同的, 因此可以进行合并, 得到如图2所示的优化后的结构, 优化的结构可以减少延迟器的个数。
该设计下的级联结构有如下好处:全部二阶的子单元能够根据系统要求交换位置, 因此系统较为灵活;实现时可以调整子单元的位置, 从而使得系统达到最优的状态, 便于降低系统误差;在硬件实现时能够借助流水线操作的方式实现时分复用, 有助于提升系统速率;仅需少量的存储器;各个二阶的子单元有且仅有一对零点或极点, 所以当相关系数有所变化时, 仅仅会影响相关的零点或极点, 其他单元不会收到影响, 因此该设计容易控制系统的零点和极点分布, 易于改变滤波系统的频响属性, 且更加精确。
4 结语
数字滤波器在现代信号处理领域是非常重要的组成成分之一, 本文重点研究了数字滤波系统的相关实现原理, 对算法进行了分析, 对系统结构进行了设计。
参考文献
[1]胡广书.数字信号处理:理论、算法与实现[M].北京:清华大学出版社, 2012.
[2]陈真, 王钊.IIR数字滤波器的仿真设计与分析[J].实验技术与管理, 2016, 33 (7) :122-125.
声音引导系统及其信号滤波的设计 篇10
关键词：声音信号滤波,声源定位,SPCE061A,信号采集
信号与信息处理学科是信息科学的重要组成部分, 该学科水平的高低反映一个国家的整体科技水平[1]。数字信号处理已在通信、声音、图像、自动控制、雷达、军事、航空航天等领域广泛应用。数字信号处理的主要研究对象是声音信号和图像信号。现代技术发展中, 实现智能化、数字化是控制系统的重要发展方向。而声音信号的处理是重要应用之一。滤波是声音信号处理的重要部分, 其主要目的是在信号中提取有用信号, 屏蔽无用的噪声。将提取的有用信号进行处理, 从而控制硬件实现智能化。声音控制小车是智能化发展的方向之一。下面通过具体的例子进行声音引导系统及其信号滤波的设计的分析和说明。
1硬件设计
1.1 硬件总体概况[2,3]
系统包括:音频处理终端模块, 声源控制终端模块, 无线发送、接收模块, 音频发送、接收模块, MMC-1芯片, 驱动电机模块。系统基本结构如图1所示。
整个系统可分为2大部分:声源定位和车体移动。系统各部分工作是由高性能芯片SPCE061A控制和协调, 它是整个系统的核心。SPCE061A[4]是一款16位结构的微控制器, 主要包括输入/输出模块、定时器/计数器, 数/模转换, 模/数转换, 串行设备的输入输出, 通用异步串行接口, 低电压监测和复位等部分, 并且内置在线仿真电路ICE接口, 较高的处理速度使其能够快速的处理复杂的数字信号, 应用十分广泛, 例如应用在家用电器控制器、工业控制、通信产品、医疗设备以及电子书籍等诸多方面。
系统利用蜂鸣器发出的固定报警声音作为输入系统, 使用2个音频接收模块对声音进行采集、放大、滤波等处理, 根据2个接收模块接收到音频的时间差判断小车的位置, 通过nRF2401芯片对小车发出无线信号控制小车移动。
1.2 单元电路模块的设计
1.2.1 无线发送接收模块
这里采用nRF2401作为该系统的通信模块。
单片机向nRF2401发送数据时, 由一帧数据组成, 前一段为地址段, 后一段为数据段, 当nRF2401接收到数据后将数据打包后再发送。
当nRF2401接收端成功接收到数据后, 将会置位对应的数据请求管脚DR1/DR2, 单片机通过查询该管脚状态, 或者通过中断方式接收数据, 从而实现实时控制。通过无线传输模块nRF2401就能很轻松地对无线接收端进行有效实时控制, 具有很好的实时性。
1.2.2 音频信号发送模块与接收模块
在此采用频率为5 Hz占空比为1∶9的脉宽调制信号驱动蜂鸣器作为信号源。音频的接收模块是通过运放以及滤波处理输出稳定的脉冲信号。电路如图2所示。
声音接收和处理是本系统的关键部分, 本模块使用5级信号处理系统, 第1级使用三极管对MIC接收到脉冲信号进行放大, 然后使用C1隔直流;第2级采用LM324对信号进行放大, 再隔直流;第3级使用带通滤波器[5]滤除周围的噪声, 如图3, 4所示, 通过频域分析法[6]计算出R, C值, 其中f0=2 000 Hz;第4级再通过比较器生成数字信号;第5级使用555触发器[7]搭成单稳态电路, 如图5所示。经过5级处理后把音频信号变为数字脉冲信号。滤波处理前与处理后的波形如图6所示。2个通道分别为A, B两点采集的脉冲数据, 用来计算波形差定位的。通过计算声源发出的声音被各个音频接收模块接收到的时间差来确定声源与音频接收模块的相对位置。
1.2.3 电机驱动模块
在此外接一个全桥驱动芯片 (这里使用L298芯片) 就可以控制直流电机[8,9]工作, 直流电机驱动原理如图7所示。
通过SPCE061A处理器的I/O口发送控制信号, 就能很简单地驱动L298来控制电机。
引脚IN1和IN2控制M1正转和反转, 通过EN1输入PWM信号控制直流电机M1的转速, 同理, 通过IN3和IN4控制M2正转和反转, 通过EN2输入PWM信号控制直流电机M2的转速。
1.2.4 声光报警模块
声光报警系统利用软件实现, 当接收端接收到音频信号的时间差在一定阈值中时, 小车停止, I/O口发出高电平, 选通三极管的基极, 使蜂鸣器发出声音, 同时给发光二极管电压, 使二极管发光。
2系统软件设计
2.1 系统软件设计
系统软件程序流程图如图8所示。
2.2 声源定位算法[10]设计
系统软件设计部分主要是实现移动声源定位, 以下是2种算法的思路:
(1) 声源定位算法1。首先将对声源的定位问题放在同一平面里, 定位的结果为声源点坐标。
如图9所示, 在一个平面上分布2个传感器的位置A和B, 当平面上某处S (x, y) 发出声波时, 2个传感器将先后接收到信号。实验时并不能真正测到事件到达的绝对时间, 而只能测出它们的时间差, 设声波沿媒质表面的传播速度为v, 可以得到:
式 (1) 两端同乘以
联立式 (1) 和 (2) 可得:
令:
可简写为:
根据A, B两点接收信号时间差和声音在空气中的传播速度, 计算出声源S (x, y) 的坐标, 确定声源的位置。
(2) 声源定位算法2。如图10所示, 小车上蜂鸣器发出声音, 接收点1先接收到下降沿, 触发外部中断1, 开Timer_A, 开始计数;当接收点2接收到下降沿时, 开外部中断2, 算出差值Delta_time, 通过Delta_time来判断声源距离接收点1和接收点2的差值的大小, 如果为正则声源向接收点1靠近;如果为负则声源向接收点2靠近;如果在零左右的一定阈值里, 则说明声源在ox的一定范围之内, 声源停止。
3系统调试
测试仪器如表1所示。
(1) 音频信号测试。
测量结果:用SPCE061的1 kHz时基中断让蜂鸣器响20 ms, 停止180 ms, 产生周期为200 ms的音频脉冲信号。
(2) 声源移动距离测试。
可移动声源发出声音后开始运动, 到达ox中线停止, 这段运动时间为响应时间。测量响应时间, 采用下面公式计算出响应的平均速度, 要求平均速度大于5 cm/s, 平均速度实际测量结果如表2所示。
(3) 声源移动距离定位误差测试。
可移动声源停止后的位置与ox中线之间的距离为定位误差。移动声源运动中任意时刻超过ox中线左侧距离为过线距离。定位误差实际测量结果如表3所示。
(4) 声源声光报警测试。
测量结果:可移动声源到达ox中线后, 有发光二极管发光, 蜂鸣器发出声音。
4结语
系统采用了滤波系统对声音信号进行滤波, 使得原本杂乱无章的信号变成系统可清晰辨别的脉冲信号, 由于信号采集系统对外界的信号特别灵敏, 只要有声音便能让其通过采样, 滤波变成一个脉冲信号, 所以系统对外界的环境要求特别高, 在信号测试阶段, 必须屏蔽掉其他噪音, 使系统采集声源的声音, 这里通过低通滤波器对外界的噪声进行屏蔽, 达到了很好的效果, 可以对声源 (小车) 进行很好的控制。
声音滤波电路在实际生活中有很多应用, 可以通过声音的采集滤波实现对某种声音的响应, 比如智能声控机器人, 通过人的声音对智能机器人实现起名, 控制向左、向右行走等。
参考文献
[1]张贤达.现代信号处理[M].北京:清华大学出版社, 2002.
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[7]康华光, 陈大钦, 张林.电子技术基础 (数字部分) [M].5版.北京:高等教育出版社, 2006.
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