电源检测

关键词：电源

电源检测（精选九篇）

电源检测篇1

一般而言, 开关电源主要由交流220V整流滤波电路、开关振荡电路、高频脉冲整流滤波电路、取样和稳压控制电路等几部分组成。这里以CL-A-15-5型开关电源 (15W/5V) 作为实例, 如图1所示。由图可见, 它是通用的变压器耦合并联型电路, 输入电压经由C1、C2、C3、LF1构成的线路滤波器、二极管VD1~VD4构成的桥式整流电路和电容C6滤波后变成约320V的直流电, 一路经自启动限流电阻R6、R3供给IC1的电源输入端, 可见, R6和R3为芯片自启动限流电阻;另一路经脉冲变压器T1送给IC1的4、5脚 (1CE2A内的MOSFET的漏极) , 并由与3脚 (1CE2A内的MOSFET的源极) 相连的过流检测保护电阻R1形成回路, 内部振荡器控制着MOSFET的通断。另外, 由脉冲变压器T1的次级、D6、R5、C7组成的辅助电源电路, 供给PWM控制器电源。

本电路的PWM变换器是由ICE2A (IC1) 及脉冲变压器T1组成。脉冲变压器T1在电路中具备能量储存、隔离输出和电压变换的功能。由电路图中的同名端可知, 这是一种反激式开关电源, 即在MOSFET导通时, 电能以磁场能量形式储存在初级线圈中、此时D7截止;在MOSFET截止时, 磁场能量形式传输给次级, 此时肖特基整流管D7导通, 经由C12、L1、C13、R9、C14构成的输出整流滤波电路形成直流电压输出。R13、LED1构成发光指示电路。另外, PWM变换器选用ICE2A0565 (IC1) , 它是双列直插8脚结构, 其引脚功能见表1。

对开关电源而言, 在功率相同时, 开关频率越高, 开关变压器的体积就越小, 但对开关管的要求就越高;开关变压器的次级可以有多个绕组或一个绕组有多个抽头, 以得到需要的输出。

开关电源的输出直流电压的大小与脉冲电压的有效值成正比, 而脉冲电压的大小又与开关管的导通占空比成正比。另外一方面, 通过取样比较电路去反馈控制占空比控制电路, 使占空比作相应变化。若输出直流电压下降, 则使占空比变大, 从而使输出电压上升, 反之亦然。

该电源采用配可调稳压器的光耦反馈式稳压反馈控制电路。R12、R11、W1、R8、IC2、IC3构成电压取样电路。IC1内部设有基准电压、比较放大电路和脉冲控制电路。C10是IC1的反馈信号输入端的旁路电容。稳压过程为:当由于某种原因致使输出电压升高时, 光耦中发光二极管的电流增大, 使IC1反馈控制端的电流增大, 因其内部的振荡器的占空比与该电流成反比, 故占空比减小, 这就迫使输出电压降低, 达到稳压的目的, 反之亦然。可见, 反馈控制电路正是通过调节占空比, 使输出电压趋于稳定的。

另外, 开关电源也设置了一些辅助保护电路。R4、D5和C8为缓冲保护电路, 避免在MOSFET关断的时刻, 由脉冲变压器产生的反蜂电压使MOSFET的漏极电压超过650V而损坏芯片。过流检测电阻R1的设置能限制开关管电流的过大。电路还设置了启动保护电路, 由于开机时输出直流电压未及时建立, 反馈电压未及时建立, 易使开关管的饱和期过长而损坏, 为此, 在集成块的1脚外加软启动电容C4, 利用开机时对电容的充电, 限制开关脉冲的宽度, 使开机时开关管的饱和期不至于过长而逐渐增大, 从而让稳压电路迅速进入正常状态, 其软启动时间由C4决定。此外, C3电容是接在输入线两端用来消除串模干扰, C1、C2电容接在输入线和地线之间用来消除共模干扰。

二、元件选择与印制电路板制作

元件的选择, 详细如表2所示。印刷电路板的制作, 如图2所示。

三、安装与检查

根据所选配的元件及PCB板, 按照原理电路相对应的PCB板对号入座, 并焊接各结点。当安装焊接完毕后, 再次检查电路是否有错接或漏接情况, 如有应及时纠正, 同时, 在通电前, 应用万用表R×lk挡测量开关电源的输入端电阻, 判别电路是否有短路现象。

四、调试与检测

1. 测试输出电压的可调范围

在输入端连线并接通220V电源, 看指示灯是否正常显示。调节可变电阻W1, 使之顺时针到底和逆时针到底时, 用数字万用表DC20V挡测量输出端的电压范围。

2. 空载电压的调整

将调压器调至220V, 接通电源, 数字万用表选用DC20V电压挡, 调节W1, 使输出电压为5V。如果电压不正常, 则检查相关电路并排除故障。

3. 电流调整率的测量

调节调压器使变压器输入电压为220V, 负载电流为空载IO=0时和满载IO=3A时, 满载时接上滑动变阻器, 测输出电压U2和U1, 并按公式计算 (UO为额定输出电压5V) 电流调整率。本电路要求电流调整率≤0.5%。

4. 电压调整率的测量

在满载状态下, 调节调压器使变压器输入电压升至265V, 测此时的输出电压U3;然后, 在满载状态下, 调节调压器使变压器输入电压降至185V, 再测此时的输出电压U4;最后, 把上面的数据分别代入两个公式进行计算 (UO为额定输出电压5V) , 从SU1和SU2中取其中较大的一个作为稳压电源的电压调整率。本电路要求电压调整率≤0.1%。

5. 纹波电压的测试

用示波器测输出交流纹波电压, 空载及满载情况下将输出直流电压从最小调到最大, 观察纹波电压变化的情况。记录最大纹波电压的数值。本电路要求纹波电压≤80mVP-P。

五、小结

怎样检测移动电源厂家电池容量篇2

1、注意看下移动电源厂家移动电源标识容量，一般在移动电源机身和说明书上，如6000mAh或10000MAH等。

2、先给移动电源充满电，让移动电源充足够的时间让电饱和。

3、使用一个移动电源能支持的数码产品先记录好产品电池容量，这个可以查网站，查看说明书，打开电池盖也有标示。

4、用移动电源对您的数码产品反复充电，充满用完点再充。数码产品的电池容量例如为：2000毫安时。一个10000毫安的移动电源理论上可以为你的数码产品充4次左右(10000X0.8/2000)因为能量转换会有消耗，所以充4次就可算是不错的产品，一般的转换率75%-85%不等，看移动电源方案商研发实力了，毕竟开发一款转换率高的好板成本会不少。

5、如果你的手机完整充了两次或三次就结束了，就可以计算出2000乘以3等于6000毫安，这可以断定有两种可能

一、这款移动电源实际电芯容量不会超过8000毫安，厂家为赚取利润故意标大容量。

二、在电池足量的情况下，厂家不重视电源板的开发，只使用60%转换率的电源板。

中频电源柜漏水检测与保护篇3

中频加热设备在锻压铸造等行业得到了广泛的应用, 中频电源功率也越来越大。对于大功率中频电源运行中产生的热量, 一般都是采用水冷方式进行强制冷却。冷却介质通常有软化水、自来水。软化水不结垢、不堵塞管路, 但是价格昂贵, 所以目前大部分中频设备都是采用循环自来水进行设备强制冷却。不管采用哪种冷却介质, 都可能出现管路漏水。

二、漏水原因及危害

以中国南车资阳机车有限公司锻压分公司的中频加热设备KGPS-1250/0.4为例, 中频电源柜的水路冷却系统管路采用塑料软管, 喉箍固定。原使用的是自来水, 现使用软化水。采用自来水作为冷却介质, 随着使用时间的增加, 管内很容易结垢、堵塞, 使水流量变小, 设备在这种情况下工作, 特别是大电流时, 发热元件产生的热量不能及时带走, 积聚的热量很快就会超过元器件的额定工作温度将其烧坏。而且塑料软管由于不能承受高温, 连接在发热元件端的冷却管子就会首先受热膨胀破裂, 从而漏水。采用软化水作为冷却介质, 也会由于设备长时间的使用、工作现场的振动、维护保养不及时等导致固定喉箍松动, 如果未及时进行紧固会导致漏水发生。如果没有及时发现漏水, 水喷溅到柜内的电子、电器元件、接线端子上面, 会引起线路、元器件短路、电气绝缘降低等。而且该中频加热设备安装时中频电源柜安装在室内, 而操作者是在室外操作, 操作者不能及时发现室内电源柜漏水, 在实际使用中多次出现漏水, 烧坏元器件, 导致设备非正常停机, 影响了生产。

三、漏水检测电路设计

根据中频供电示意图1, 为防止设备在漏水情况下的继续危险工作, 必须断开低压开关柜。漏水检测电路的灵敏、可靠关系到漏水保护的及时、可靠。

漏水检测与保护电路电源采用独立电源, 以便漏水故障发生时能声、光报警, 警示操作者。

1. 漏液检测器、传感带选择及连接

选择Omron公司的漏液检测器、传感带。漏液检测器型号K7L-AT50, 它可以平行接多根传感带, 对多个地方漏水进行检测。传感带型号F03-16SFC, 带目测识别。

由于该中频电源柜由三个柜子组装而成, 为了保证漏水检测功能及时, 保护可靠, 根据设备安装现场, 在地坑内平行放置三根传感带, 覆盖三个柜子所在的直线距离。漏液检测器、传感带连接示意见图2。

2. 漏水检测电路 (图3)

功能:漏水检测, NPN型输出。当漏水发生时, 根据设置漏液检测器输出ON, KA10吸合。

四、漏水保护电路设计

根据检测到的漏水信号KA10, 接通KA1, 自动启动保护功能, 同时声光报警 (HL1, DL1) , 保护电路 (图4~图7) 自动完成了“中频停止加热—延时1s—交流分闸—延时1s—低压开关柜断开”的顺序关断程序, 目的是为了防止直接低压开关柜断开产生的瞬间过电压可能引起晶闸管损坏。

保护电路中设置了“漏水保护功能启动、禁止”选择旋钮SA1, 增加了设备使用的灵活性。在漏水故障解除后, 由于传感带被打湿还未来得及恢复, KA10继续吸合, 在有人随时监视且能保证设备继续安全使用的情况下, 则可以将SA1置为OFF状态, 保护功能禁止, 不影响生产。在传感带恢复初始状态的情况下再将SA1置为ON状态, 保护功能启动。在设备漏水严重的情况下则需停机处理, 禁止再次启动设备。如果漏水故障未解除, 保护功能在未屏蔽的情况下中间继电器KA10始终吸合, 从而漏水保护始终起作用, 此时无法再次开启设备。如果漏水故障解除, KA10失电, 则KA1、KA2、KA3、KT1、KT2均失电, 漏水故障自动解除复位, 从而允许下次中频设备的启动。

1. 漏水保护及声、光报警电路 (图4)

漏液检测器检测到漏水信号后, KA10吸合, 接通KA1, 保护电路启动, 同时声光报警 (HL1、DL1) 。如果漏水故障长时间未得到解除, SA2、SA3可以选择是否关断声、光报警。

2. 与中频停止控制电路电气连接 (图5)

当检测到电源柜漏水时, 首先中频停止加热, 中频无输出。

3. 与交流分闸电路的电气连接示意图 (图6)

当检测到电源柜漏水且中频停止加热后, 由于KA1吸合, 从而KT1时间继电器得电, 延时1s后KA2吸合使交流分闸。

4. 与低压开关柜的万能断路器分闸电路的电气连接 (图7)

当交流分闸后由于KA2吸合, 从而KT2时间继电器得电, 延时1s后KA3吸合, 使低压开关柜断开。由于为双整流供电, 由两个低压开关柜控制, 所以使用两对KA3常开触点, 分别并联至每个低压开关柜的万能断路器的分闸电路。

通过对水冷系统漏水的检测与保护设计, 大大增强该类设备运行的安全、可靠性, 实践证明上述方法行之有效。

电源检测篇4

※ 要记得修理电源供应器的小技巧，先测量VSB或Power ON(绿线)是否有3至5V的电压？如果有，把维修重点放在激励变压器之后的电路(也就是整流电路)上，这个电压就是ATX电源的关键测试点，不要忘了哦！

※ 一位朋友送傀一个杂牌的电源供应器，据他说是无法开机，送给我研究....。

我插上电源空机短路Power ON测试，我发现它后面的风扇会动一下，我再测试短路Power ON，风扇又动一下....，拔掉电源线及打开上盖再拆起电路板，用吸锡枪吸掉+5V的共阴萧特基二极管，请看下

再用三用表测试发现左边的二极管短路了，请看下图︰

我没有原来这个型号的，换一个MOSPEC S30D40C代用，请看下图︰

再测试一次，开机了。

ATX电源供应器有一个很重要的测试点，那就是VSB(或者是Power ON)，只要这点有电压，表示交流应该没问题。（插头9脚除输出+5VSB）为什么呢？

因为交流如果有问题，你根本就不可能量到VSB了，所以，初学者可以从这点来决定你要往那里修，以这个例子，电源供应器能够被我触发，但是又马上停止，这表示VSB是有电压的，所以我不用去管交流部份，也就是你只要找从萧特基二极管到输出这段即可。

也因为我测量到5V的对地阻值很低，而且电容外观没有异常，所以我用吸锡枪吸下萧特基二极管的引脚确认，那为什么会转一下呢？这是电源供应器的保护电路动作了的缘故。

杂牌的电源其实也没有那么差，只要你把重要的零件改一改，它也是很好用的喔！

检修ATX开关电源，从+5VSB、PS-ON和PW-OK信号入手来定位故障区域，是快速检修中行之有效的方法。

一、+5VSB、PS-ON、PW-OK控制信号

ATX开关电源依靠+5VSB、PS-ON控制信号的组合来实现电源的开启和关闭。

+5VSB是供主机系统在ATX待机状态时的电源，以及开闭自动管理和远程唤醒通讯联络相关电路的工作电源，在待机及受控启动状态下，其输出电压均为5V高电位，使用紫色线由ATX插头(图1)9脚引出。

PS-ON为主机启闭电源或网络计算机远程唤醒电源的控制信号，不同型号的ATX开关电源，待机时电压值为3V、3.6V、4.6V各不相同。当按下主机面板的POWER开关或实现网络唤醒远程开机，受控启动后PS-ON由主机板的电子开关接地，使用绿色线从ATX插头14脚输入。PW-OK是供主机板检测电源好坏(Power Good)的输出信号，使用灰色线由ATX插头8脚引出，待机状态为零电位，受控启动电压输出稳定后为5V高电位。

电源检测篇5

电流模式控制的DC-DC变换器具有动态反应快、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点,因而获得越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中,需要准确、高效地测量功率管和电感的电流,电流检测电路不仅起到过流保护作用[1],而且需要通过将电流检测的结果加上斜坡补偿信号与电压环路的输出做比较,以实现脉宽调制(PWM)[2],故电流检测电路的实现就成为一个至关重要的问题,如图1所示。

根据电流模式开关电源系统的要求,本文设计了一种用于Buck型DC-DC变换器的高精度的电流检测电路,电路没有采用运算放大器,而是使用共源共栅结构的电流镜,有效降低了电源电压、偏置电流和温度等的影响,可以即时跟踪检测流过功率管的电流,通过反馈回路进行整个电路的调整,提高了电流检测精度,同时具有良好的电源抑制特性,使电路结构更加简单,易于应用。

1 目前电流检测方法

目前比较常用的电流检测方法有串联电阻检测、功率管RDS检测和并联电流镜检测。

串联电阻检测是将一个小电阻与功率管串联,电流流过小电阻就会产生一个压降,再通过运算放大器放大这个微小压降,就可以检测功率管的电流。这种方法的检测精度较高,采样速度快,但会引入额外的功率损耗,因此采样电阻不能太大,适合用于较小电流的检测,是业界应用最为广泛的一种方法。

功率管RDS检测是将工作在线性区的功率管等效为一个电阻,通过直接检测功率管上的压降来反映电流的变化。这种方法没有额外的功率损耗,最主要的缺点是检测精度较差,由于等效电阻RDS=L/WμCox(VGS-VT),温度的变化会导致μCox和VT的变化,因此功率管的RDS就会产生非线性的变化,最大误差范围可达-50%~+100%[3]。

并联电流镜检测是在功率管旁并联一个检测管,若功率管与检测管的宽长比为N(通常N>1 000),这样流过检测管的电流就为功率管电流的1/N。这种方法一般需要一个运算放大器以使检测管和功率管构成的电流镜达到更好的匹配,电路结构通常比较复杂,带宽较低[4],且检测精度会随N的增大而降低。

2 电流检测电路设计

传统的串联电阻检测方法通常需要一个运算放大器放大电阻上的压降,本文提出的电流检测电路不需要运算放大器,电路结构如图2所示。

图2中功率管MN、功率管MP、电感L、电容C以及负载Rload构成了Buck电路,VN和VP分别是功率管MN和MP的驱动信号。M1~M13、电阻RSENSE、电阻R1~R4构成了电流检测电路,Ibias为电路的偏置电流,通常采用微安级,本设计中为1μA。由于电感在充电时,电感电流线性上升,这一阶段包含了输入电压的信息,所以一般情况下,检测电感电流只需要检测电感电流的上升阶段[5],而这一阶段对应功率管MP导通,MN关断,即流过功率管MP的电流就是电感电流的上升阶段,因此检测电阻与功率管MP串联,而不是与电感串联,这种方法的另一个优点是降低了检测电阻所引入的额外功率损耗。

图2所示电路中,电阻R1和R2的阻值相等,M5、M7与M9、M10是共源共栅的电流镜结构,M6、M8与M9、M10也是共源共栅的电流镜结构,通过镜像偏置电流,M5、M7和M6、M8两条支路流过相同的电流,均为偏置电流Ibias,这样流过M1、M3和M2、M4的电流也相同,又由于M1、M3和M2、M4是共源共栅的电流镜结构,要使流过M1和M2的电流相同,则M1和M2的源极电压必须相同,即VGS1=VGS2。电路采用共源共栅结构主要是为了改善由沟道调制效应而引起的不匹配,从而减小电流检测的误差。

根据KVL定律可以得到:

由于VGS1=VGS2,R1=R2,整理可得:

式中,IL为功率管电流,检测电阻RSENSE阻值很小,以减小其所引入的额外功率损耗,通常为几十毫欧,电阻R1和R2的阻值很大,为千欧级,同时Ibias为1μA,所以式(2)中最后一项引起的误差非常小,可以忽略不计,因此,检测电流ISENSE与功率管电流IL的关系为:

可见,检测电流ISENSE与功率管电流IL为线性关系,其比值为RSENSE/R1,可以通过设置电阻RSENSE和R1、R2的阻值来调节检测电流的大小。电阻R3、R4以及M12、M13构成电流镜,镜像检测电流ISENSE到输出。

本文设计的电流检测电路相对于传统的电阻检测方法原理简单且精度较高。电路中电阻RSENSE、R1、R2选用同种电阻,其温度系数相同,就可以消除RSENSE/R1的值随温度的变化而变化,得到较好的温度特性,使检测电流ISENSE不随温度的变化而变化。

3 仿真结果及讨论

本文设计的电流检测电路,其输入电压范围为2.6 V~5.5 V,基于TSMC0.18μm工艺实现,并用Hspice进行仿真验证,设置偏置电流为1μA,功率管工作频率为500 k Hz,输入电压为典型值3 V,电感电流从0 A变化到1 A,在-40℃、0℃、+25℃和+85℃下,电路瞬态仿真结果如图3所示。

图3中，上图为功率管电流IL,下图为电流检测电路的输出电流ISENSE,可见在不同温度下(-40℃、0℃、+25℃和+85℃),检测电流ISENSE基本重合为一条线,不随温度的变化而变化,正如前面所分析的,该电流检测电路具有很好的温度特性。

同样条件下,电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的关系如图4所示。图中,横坐标为功率管电流IL,纵坐标为电流检测电路的输出电流ISENSE,不同温度下(-40℃、0℃、+25℃和+85℃),电流检测电路的输出电流ISENSE随功率管电流IL均线性变化,且电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的比率随温度的变化较小,也说明电路具有较好的温度特性。

表1中的数据是在不同温度下,电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的比率。比率在+85℃时达到最大和最小,分别为电感电流为100 m A时的11.1118e-6和电感电流为1 A时的11.0396e-6,两者之间相差7.22e-8,比率的理论值为11.0804e-6,差值仅占理论值的0.65%,因此比率ISENSE/IL基本不随温度而改变,可以达到较高的检测精度。这组数据还说明比率ISENSE/IL随温度的增加而微小增大,随功率管电流的增大而略微减小。

另外,电路具有较好的电源抑制特性,不同输入电压下,电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的比率随输入电压的升高而略微减小,两者仍呈良好的线性关系。

电流检测电路的输出电流ISENSE与功率管电流IL的比率为RSENSE/R1,可通过设置电阻RSENSE和R1、R2的阻值来调整比率。该电流检测电路采用TSMC0.18μm工艺实现,Hspice仿真结果表明,电路可工作的输入电压范围为2.6 V~5.5 V,功率管工作频率为500 k Hz,可在不同温度下(-40℃、0℃、+25℃和+85℃)精确检测功率管电流从0 A~1 A的变化,且电流检测电路的输出电流ISENSE随功率管电流IL线性变化,验证了理论分析,证明了该电路的可行性。

摘要：电流检测是采用电流模式PWM控制方案的DC-DC变换器中最重要的技术之一。分析了目前电流检测电路的优点和不足,基于TSMC0.18μm工艺,设计了一款高精度的电流检测电路,该电路不需要运算放大器,从而简化了电路结构,降低了设计的复杂度,而且有很好的线性度,其采样率不会随着温度和输入电压的改变而改变,实现了高精度的检测。

关键词：电流检测,电流模式,Buck,DC-DC变换器,电源管理

参考文献

[1]程晓洁,冯全源.一种低功耗高可靠性的CMOS过流保护电路[J].微电子学与计算机,2006,23(1):52-54.

[2]CHEUNG Fai Lee,PHILIP K T M.A Monolithic current-mode CMOS DC-DC converter with on-chip current-sens-ing technique[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,2004,39(1):3-14.

[3]Hassan Pooya Forghani-zadeh.Current-sensing techniques for DC-DC converters[J].Midwest Symp Circuits Syst,2002,2:577-580.

[4]GRANT D,WILLIAMS R.Dynamic performance of current-sensing power MOSFETs[J].Electronic Letters,1988,24(18):1129-1131.

电源检测篇6

1 电源插头放电线路的分析

电网能够影响电器正常工作, 电器电源的开关脉冲也会影响电网, 为防止电网与电器的互相干扰, 很多电器产品的电源开关都实现了在交流电压中增加电源滤波器, 且与滤波电容器形成并联。在电器正常工作时, 能量将分别存在于电容器以及线圈中, 在电源插头拔下时, 这些被存储在电容器和线圈中的能量也会在一定时间内完全消失, 这样就能有效确保用户人身安全。所以, 应选取合适的跨线电容和电阻, 切忌过大或过小, 只有这样才能有效防止在拔插头时出现触电危险。

2 国家相关标准对电源插头防触电的安全设计规定

2.1 信息技术设备安全指标

对于信息技术设备电容器放电安全指标, 我国已经对其作出了明确规定:信息技术设备在设计时要确保电网电源不存在超负荷电容器情况, 减少电击危险的发生。只有在电网电源标准电压在59V以上时才能进行电击试验。如果在信息技术设备中存有电容器, 且在与电网电源相连接的电路上, 电容器放电时间并未超出相关规定, 这样的设备也是合乎规定的。

2.2 电器产品安全指标

国家对电器产品的电源插头安全指标做了如下规定:那些要用于与电网电源相连的插头, 在设计时应保证在插头拔下时, 如果手指不慎接触到插销时, 不会因电容器中还存有电荷出现电击危险。同时, 在插头拔下两秒以后, 要求插脚不再存有电流。

3 电源插头放电回路的设计分析

要分析电源插头的放电回路, 最先进行的应是分析与计算放电时间, 一般情况下, 电容器的放电时间用T来表示, 放电时间与放电容量形成反比例, 也就是说, 随着放电时间的延长, 放电容量就会减少。通常情况下, 在拔掉电源插头的两秒以后, 电源插头上的电压将从正常的220V逐渐转变为安全电压, 甚至比安全电压更低, 电容器的放电方式所组成的时间常数也会小于一秒。这样的设计将完全负荷国家相关规定。

4 电源插头放电测试检测方式方法的分析

4.1 测试电器产品的剩余电压值

为完成这项实验, 需要选用多种类型的探头阻抗, 分别为10 欧姆、66.7 欧姆以及100 欧姆。在实验中, 不管是哪种探头阻抗, 在插头拔出时样品上的峰值电压均设定为310V, 当时间为一秒时, 被测样品的电压值理论值均为117V, 时间为两秒时, 其电压理论值为44V, 但在实验以后, 测得10 欧姆的探头阻抗在一秒时的电压值为95V, 两秒以后为29V, 66.7 欧姆的探头阻抗在一秒时的电压值为112V, 两秒时则为41V, 100 欧姆的探头阻抗在一秒时的电压值为117V, 两秒时为44V。通过这次实验得知, 10 欧姆的探头阻抗示波器, 理论值与实测值之间的误差较大, 其安全性难以保证。而100 欧姆的探头阻抗示波器, 理论值与实测值相差最小, 安全性较为可靠。

4.2 导致实际电压实测值与理论值出现偏差的原因

在实际实验中之所以会出现电压实测值与理论值不一致情况, 主要原因在于其放电电阻并不单纯的是产品本身在放电, 真正的放电回路在本身放电的同时也将与并联示波器探头阻抗。为证明该理论的正确性, 将融合示波器探头阻抗因素计算放电回路, 并找出偏差的因素。

在这次实验中依然选用10 欧姆、66.7 欧姆和100 欧姆的示波器, 在拔出插头时其峰值电压设定为310V, 在一秒时, 被测电器的电压值理论上均为117V, 两秒时, 被测电器的理论电压值为44V, 而实际上, 在插头拔下的一秒后10 欧姆示波器理论值为96V, 实测值为95V, 66.7 欧姆示波器的理论值为113V, 实测值则为112V, 100 欧姆示波器理论值为118V, 实测值为117V;两秒后的10 欧姆理论值为30V, 实测值为29V, 66.7 欧姆示波器理论值为41.1V, 实测值为41.4V, 而100 欧姆示波器的理论值为45V, 实测值为44V。

通过以上数据证明在将示波器探头阻抗融入到其中以后, 电器产品的理论值与实测值所存在的误差就明显缩小, 这项实验也就证明了参与实验的电器在实际放电时, 不仅有产品本身的放电, 还有示波器探头阻抗的放电, 示波器阻抗也会影响检测结果。

4.3 转变测试方式, 注重高精度测量

为有效解决上述问题中因示波器探头阻抗的不同而出现的测量偏差, 保证测试结果, 应当转变测试方式, 将带有定时切换作用的定时器应用其中, 在标准式示波器探头在使用一定时间后, 再连接到相应的设备中进行回路测试。在这项实验中所使用示波器探头阻抗、峰值电压、理论值与之前实验中所使用的均不发生变化, 只是在定时器被应用以后, 其实测值发生的一些变化。这些变化主要是定时器的应用使得检测结果不再受示波器探头的影响, 缩小了实测值与理论值之间的差距, 即便使用了不同阻抗的示波器探头, 定时器被应用以后也不会影响检测结果, 这样一来就有利于电器生产商和实验研究者做出正确的评价, 保证用户安全用电。

5 结论

综上所述, 由于电器产品电源插头安全事故频发, 使得插头电源检测成为现阶段重点研究问题, 基于此, 本文从分析电源插头放电线路入手, 结合国家相关指标, 提出了一系列检测影响电源插座安全性的方式方法, 并通过实验的方式对所提出的办法进行了研究, 极大的提升了电器产品在设计、生产中的可靠性, 更有效减少了触电事故的发生, 将由此带来的经济损失降到最低, 提高了用户用电安全性。

参考文献

[1]何伟洪.家用电热水器安全使用风险评估及快速检测技术研究[D].华南理工大学, 2012.

三相电源自然换相点检测方法的研究篇7

关键词：自然换相点,检测,Saber仿真

引言

在使用三相交流电时, 往往要利用三相交流电的自然换相点作为控制的参考点, 所以需要对三相交流电的自然换相点进行检测, 以保证用电设备的安全可靠运行, 同时对三相交流电的频率、相序、缺相情况进行实时监测, 并且在三相电源出现异常时, 进行相应的告警并做出保护措施[2,3]。

换相点检测工作原理

三相电源在自然换相点处, 两相电压相等, 并且是电压反相的起始点, 该设计正是利用这一特点实现对自然换相点的检测, 如图1所示。

在一个周期内, u1和u2存在两个交点, 即a, b两点。a点是u2>u1的起始点, b点是u1>u2的起始点, 该设计对a点进行检测, 通过电路变换, 在每一个周期的a时刻产生相应的脉冲信号, 并将该信号送至单片机的外部中断, 单片机对中断进行处理和判断, 从而检测到自然换相点, 同时通过软件对三相电源的频率、相序以及是否缺相作出判断[4]。

硬件电路设计

三相电源自然换相点的检测有很多方法, 大多数是采用模拟电路, 通过比较器对相与相之间的电压进行比较, 但是这种方法的精度不高[5], 会直接影响输出电压控制的精度;另外也有通过数字电路实现的, 但是大多数电路存在器件较多, 电路复杂, 并占用较多单片机资源的缺点。

传统的检测电路设计[6]

图2是一种传统的数字型自然换相点检测电路的原理图, 其中占用了7个I/O口, 并且还需要ADC、数值寄存器和脉冲逻辑组合电路。电路相当复杂, 在程序设计上也需要进行设计以后才能对自然换相点作出判断。另外这种方法还存在换相点丢失的情况, 丢失的概率会随采样频率的降低而增大, 极大降低了控制的可靠性。

检测电路设计

设计了如下检测方法, 克服了传统的检测方法存在的问题, 如图3。当u1>u2时, 稳压管两端电压为5V, 电容C1充电, 由于C1容值较小。而u1>u2的时间为半个周期, 即0.01s, 足以保证电容C1充电完成, 此时并联在三极管Q1基射极两端的的二极管提供钳位电压, 使得三极管工作在截止区, 光耦U1的控制二极管不导通, 受控三极管截止, 单片机外部INT0拉至高电平, 当经过a点后, u2>u1, U2为三极管Q1提供基极电压, 同时电容C1提供集射极电压, 三极管Q1导通, 在这段时间内, C1、控制二极管、R3、Q1形成回路, 光耦U1中的受控三极管导通, 单片机外部中断INT0下拉至低电平, 在这个过程中, 单片机对这个下降沿进行捕捉, 实现对u1、u2两相交点a进行检测, 光耦U1实现了输入端和输出端的电气隔离, 同时提高了系统的抗干扰能力。

以同样的方法设计另外两组检测电路, 输入电压分别为u1和u3、u2和u3, 输出分别为INT1和INT2, 完成对同一周期另外两个自然换相点的检测。

脉宽计算

忽略三极管导通压降, 由C1、发光二极管、R3组成的回路可以等效成一个RC电路的一阶零输入 (图4) 。

u0为稳压二极管VD的稳定电压, 发光二极管的导通压降为VF, t≥0时电容储存的能量通过发光二极管和电阻释放出来, 在这段时间内发光二极管发光, 根据KVL可得

而, 将其带入式 (1) 得

根据初始条件uC (0+) -VF=uC (0-) -VF=u0-VF, 并令式 (2) 的通解为uC-VF=Aem, 得该一阶齐次微分方程的解为

令乘积RC=τ, τ为RC电路的时间常数, 反映了电容电压uC的衰减速度, 式 (3) 可写为

仿真

以上设计方案在Saber环境下进行了仿真验证, 仿真结果如图5所示, 其中两正弦波为三相电源的其中两相电压, 脉冲电压为送至单片机外部中断INT0的信号。从图5可以清晰的看到, 在自然换相点附近, 产生了一组幅值为5V, 脉宽约为2ms, 频率为50Hz的脉冲信号, 而在自然换相点处, 产生了一个近乎90度的下降沿, 有利于单片机进行捕捉。改变时间常数τ可以改变脉冲电压的脉宽, 如图5所示, 在自然换相点处产生了一组幅值为5V, 脉宽约为10mS, 频率为50Hz的脉冲信号。图5为经检测电路得到的脉冲电压, 图6为不同τ值检测电路得到的脉冲电压。

软件设计

检测电路得到的脉冲电压信号送至Atmega16单片机进行处理, 单片机的程序通过C语言编制, 主程序流程如图7所示, 主要分为三个模块:缺相判定, 频率正常判定和相序判定, 系统正常工作后, 三个模块循环执行[7]。

为了保证系统的安全运行, 可以根据不同的场合和应用环境, 添加相应的保护模块, 如在电机控制中, 频率出现异常后, 停止电机的供电输出等。

结论

三相电源自然换相点的在三相电源的使用中起着极其重要的作用, 对自然换相点的精确检测可以有效地提高对三相电源的控制能力。

参考文献

[1]张财志, 高祖昌, 杨军等.三相电源过零信号检测及相序自适应的研究与实现[J].北京:国外电子元器件, 2008 (9) :57-61

[2]马潮.AVR单片机嵌入式系统原理与应用实践[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2007:217-228

[3]敖华.基于单片机的室内环境控制系统设计[J].程序员, 2009 (8) :37-42

[4]刘俊俊, 廖小松, 袁嫣红.提高过零检测精度的方法研究[J].工业控制计算机.2009:80-88

[5]陆继明, 樊俊.基于微机的实用新型晶闸管变流控制器[J].华中理工大学学报, 1990 (18) :157-160.

[6]张宋超, 尹文庆, 胡飞.一种数字式可控整流电路相序相位检测方法[J].科学技术与工程, 2009 (9) :5165-5171

电源检测篇8

1 取能电源的工作原理

取能电源的工作原理如图1所示。

该供电方式利用电磁感应原理,由C型绕线铁芯从母线中感应得到交流电电能,经过整流、滤波和电源变换转换成所需的电压为高压侧电子设备供电。设计要尽量减小启动电流,保证在输电线上流过较小电流时能提供足以驱动后级电路的功率,如无法满足所需能量时将转向蓄能电池向电子电路供电;当电力系统负荷变化很大或出现短路故障时,母线随之流过很大电流,此时通过功率调整电路调节线圈输出电压,使得整流滤波后的电压输出保持稳定,从而保护了后级电路,避免了由于过压所造成的损坏,保证了整个电子电路的正常稳定工作。

2 取能电源的设计与实现

由电磁理论的相关知识[3]可知,电力线路周围存在着磁场,线圈通过磁场感应获取能量。取能线圈二次侧的感应电势为[4]

有效值为

铁芯能提供的功率为

由安培环路定律可知

式中,E2为二次侧感应电动势有效值;f为电流基频50Hz;N1为一次侧线圈匝数,即为1;N2为二次侧线圈匝数;I1为一次侧线圈电流,即母线电流;I2为二次侧线圈电流;Im为铁芯励磁电流,可忽略不计;L为平均磁路长度;B为铁芯磁感应强度;H为磁场强度;μ为导磁率;φm为磁路中磁通;S为铁芯截面积;λ为铁芯叠片系数。

2.1 取能线圈铁芯材料与匝数的选取

根据上述理论可知,在线路电流不变的情况下,增大N2,B或S均能够提高二次侧感应电势,也就是可以提高其所提供的功率。B与铁芯的材料特性有关,为减小电源工作死区,降低启动电流,应选择初始磁导率高的材料。为了改善小电流启动状态而增加线圈匝数,同时也使得母线大电流状态时的感应电压过高;增加铁芯截面积会给模块的安装带来不便。从应用角度出发,考虑到实际问题,理论与实验相结合,因此应选取较合适的铁芯材料,确定截面积大小和线圈匝数。

硅钢材料具有高饱和磁通密度,低损耗,良好的温度稳定性和时效稳定性,虽然其初始磁导率不及现代非晶材料,小电流启动情况也没有非晶材料效果突出,但可以通过稍增加线圈匝数的措施来弥补,加之硅钢材料易于获取,且成本上具有相当明显的优势,故本文决定选取特制的C型硅钢作为铁芯。截面积选择10mm×13mm的C型结构,满足在带电方式下经过特制的外壳装夹在架空输电线上。线圈匝数的确定根据式(1)~式(5)的计算,再经实验调整,最终决定选取Υ=0.45mm的漆包线在铁芯骨架上绕制300匝。

2.2 过压过流保护与功率调整

为了防止在发生雷击或线路中出现短路故障产生大电流的瞬间,线圈二次侧会感应出很高的冲击电压,对后级电路产生灾难性的损坏,设计在线圈接入电路端并联一瞬变抑制二极管(TVS)和压敏电阻,抑制和防止感应线圈产生的冲击电压。随着母线电流的增加,线圈感应出的电压过高,整流滤波后的电压也随之增加,当电压超过DC-DC模块前级允许最大输入电压时,将导致DC-DC模块受损。为了防止类似故障的发生在整流滤波电路后级增添一电压监控和功率调整模块,其原理图如图2所示。

电压监控和功率调整模块输入端接整流滤波电路输出,输出端接取能线圈输出。当整流滤波电路的输出电压大于电路设定的额定电压时,稳压管D1导通,给光电耦合器U1前级提供触发电流,光电耦合器U1输出导通;光电耦合器选用内部带过零检测功能、双向可控硅控制输出的MOC型光电耦合器,在每次过零点时判断是否有前置电流,如果有前置电流则在此周期内光耦导通。光耦输出导通后,电阻R4上产生电压,触发双向可控硅D2导通,短接取能线圈两端。通过双向可控硅不断地导通和截止,整流滤波电路输出电容不停地充放电,从而使输出电压保持稳定。

本文设计的功率调整电路,测试实验采用调压器模拟取能线圈感应电压的方式进行。由于在达到电路设定的额定电压下需要短接线圈,为了防止损坏调压器,在其输出端串接一个电阻以达到实验效果。在各输入电压情况下调整电压稳定输出的情况如图3所示。实验证明本电路模块工作性能稳定,能对后级电子元件起到良好的保护作用。

2.3 DC-DC电压变换

由于特制线圈从母线感应出交流电并经过整流滤波后得到具有一定变化范围的直流电压,因此采用一个宽范围输入的DC-DC变换器芯片LM 2576ADJ。LM 2576ADJ输入电压范围为4.75~40V,输出可得到可调的稳定电压,且高低温度特性好,输出纹波不超过20mV。DC-DC变换器原理图如图4所示。

2.4 储能电池充电管理电路

本设计采用线圈取能与储能电池相结合的方式为工作在高压侧的电子设备供能,取能电源处于正常工作状态时,为电子电路提供电源,并且能对储能电池进行充电;当取能电源不能为后级电路提供足够大的能量时,此时转换成储能电池供能,保证电子设备能连续不断电工作。通过对比各类充电电池特性后,选取大容量磷酸铁锂充电电池组作为后备电源。

磷酸铁锂电池具有卓著的安全性能,不会因过充、过热、短路、撞击而产生爆炸或燃烧;使用寿命长,循环使用次数多,其容量保持率是铅酸电池的8倍、镍氢电池的3倍、锰酸锂电池的4~5倍等;充电速度快,自放电少,无记忆效应,单体电压3.3V,放电平台稳定。

鉴于对储能电池的维护,利用CN 3058设计了专门充电管理电路控制其充电过程[5]。内部恒定输出电压3.6V,也可通过一外部电阻调节充电电压;可激活深度放电的电池和减少功耗,电池电压低于2.05V时采用涓流充电模式,可编程的持续恒流充电电流可达500mA,电源电压掉电时自动进入低功耗的睡眠模式。图5为储能电池充电管理电路。

3 实验结果

基于上述设计参数对取电模块带负载能力进行实验,在取电模块后级接入相关课题研制的架空输电线故障检测器模块,测试表明取能装置在母线一次侧10A的电流下可以启动,在正常工作状态下,该模块能够输出5V左右供电电压,不低于60mA的电流,使后级检测器模块可以正常工作;并且在过压的情况下通过功率调节电路能保证输出电压稳定,对后级电路不造成损坏,测试结果见表1。由此可见,本文所提出的一种通过特制线圈从高压侧一次母线取能与蓄能电池相结合的供能方案,能解决线路短时间停电和母线大电流情况下,架空线路上的电子设备的电源供给问题,保障设备持续不掉电的稳定工作。

4 结束语

利用取能线圈从高压线母线侧取电和蓄能电池供能相结合的方法,解决了在母线电流很小时存在的死区问题和在大电流情况下,对电子设备的安全稳定工作实施了有效保护,能为后级电路提供稳定的电压输出。通过实验验证了该方法的可行性,能够使工作在架空输电线的电子设备连续稳定工作,有效地解决了高压侧电子设备的供能问题。

参考文献

[1]高迎霞,毕卫红,刘丰.电子式电流互感器高压端供能电源的设计[J].电力电子技术,2007,41(10):74-76.

[2]胡彬,周有庆,钟选书,等.电子式电流互感器高压侧电源的研究与实现[J].电气应用,2006,25(5):99-102.

[3]邱关源.电路[M].北京:高等教育出版社,2006.

[4]修荣堃,叶军旭,温渤婴.智能型线路故障检测器的研制[J].电力自动化设备,2009,29(2):132-135.

电源检测篇9

关键词：便携式,电源保安,漏电,过压,欠压,接地

1 概述

按照国标及相关行业标准中对通信车的电源保安功能的要求,通信车辆的电源保安系统已经走上了通用化、标准化的道路,这为通用检测仪的研制提供了可能。根据多年在通信车的研制、生产、检验和用户的售后服务过程中积累的经验,以通信车通用车壁电源盒电源保安功能的维护测试作为重点目标,我们研制了工厂使用的通用检测平台,并已经在工厂的通信车生产、检测过程中被广泛使用。针对用户的实际使用需求,在原通用检测平台的基础上进行了集成化、便携式的设计, 研制出一种便携式电源保安检测仪,可以很好的满足用户对通信车辆电源保安系统的日常维护和检测的要求。

2 结构设计

通用检测仪由便携式手提包、检测主机和线缆三部分组成。整体设计成一个便携式的手提包形式,包内安装检测仪和线缆,满足使用人员野外随身携行方便使用,如下图1。

检测仪面板上部安装仪表对外接口, 包括电源入口和检测口。中部安装电源指示灯、电压表、电流表,方便观察。下部安装电源开关、电压调整旋扭、漏电流调整旋扭及各种检测开关。线缆安装在检测仪旁的线缆盒中,包括一根接市电的电源电缆、三根测试电缆和一根接地线。

3 电气设计

按照相关标准的要求,通信车的电源保安功能应有接地、漏电和过压保护功能,即接地不良时发出声光告警 ;车辆发生漏电时发出声光告警并切断输入电源 ; 输入电源过压时切断输入电源并发出声光告警。针对以上要求,设计的通用电源保安检测仪必须具有对接地、漏电和过压保护功能的检测。

以下图2是通用电源保安检测仪电气原理图。

下面针对图2按功能进行分别介绍 :

a) 过压检测

此电路包括电源开关QF1、调压器Tr1、电压表PV1和过压检测开关QF2。

检测项目 :通信车车壁电源输入误接380V高压时能立即切断输入电源并发出声光告警。

检测指标 :防输入电源误接380V高压的检测电压点为280V,当输入电源电压达到280V时车壁电源保安模块应切断输入电源并发出声光告警。

b) 电流型漏电检测