基带调制

关键词： 基带 滤波 调制 数字

基带调制（精选三篇）

基带调制 篇1

关键词：数字滤波器,高速调制,基带信号

在对高速调制器基带信号滤波成型时, 如果采用模拟电路实现 (如LC无源器件电路、微带电路或微波腔体) , 由于模拟滤波器的元件精度比较低, 从而很难满足成形滤波器所要求的滚降特性, 使得后期的调试工作量很大, 而且可靠性也很难保证。如果采用数字滤波技术, 当数据速率达到300Mb/s~500Mb/s时, 通常采用的数字滤波器己不能满足高速数据处理的要求, 必须对一般的数字滤波器进行改进, 改进的思路是以并行结构实现普通的FIR数字滤波器。本文就是针对高速调制基带信号, 研究数字滤波器的设计。

1 数字滤波器的一般设计方法

数字滤波器按单位脉冲响应长度可分为无限脉冲响应滤波器 (I I R) 和有限脉冲响应滤波器 (F I R) 两种, 它们的设计方法也不尽相同。它们都可以用计算机进行辅助设计, 也就是根据最小均方误差的原则, 对各种要求的幅频特性, 用计算机逐次叠代逼近, 求出所要求的系数。除此之外, 它们还有一些其它不同的设计方法。

对IIR滤波器来说, 可以采用最简易的零极点累试法, 不断地调整零极点的位置, 试出所需要的幅频特性;也可以用成熟的模拟滤波器的幅频特性转换得到数字滤波器的系统函数H (z) , 这种转换还可分为脉冲响应不变法和双线性变换法。脉冲响应不变法是从模拟滤波器的传输函数反变换得到其冲激响应, 以T为周期对进行等间隔采样, 将h (n) =作为数字滤波器的单位取样响应, 进行z变换得到数字滤波器的系统函数H (z) 。这是一种时域上的转换方法, 在采样点上h (n) 等于。这种转换方法存在的问题是如果原信号x a (t) 不限于之间, 则会引起数字滤波器输出在的奇数倍附近产生频率混叠。为了消除这种混叠, 可以用双线性变换法进行转换, 由于这种方法在转换时对S平面进行了压缩, 所以不会产生频率混叠。

F I R滤波器的设计方法有频率采样法、窗函数设计法等方法。频率采样法是将待设计的FIR滤波器的频率响应在0π~2π等间隔采样N点;窗函数法设计数字滤波器是一种常用的设计方法, 也是本文所研究的数字滤波器的设计思路。

2 数字滤波器的原理与过程研究

2.1 无码间干扰的设计

要使基带传输系统消除码间干扰, 使系统的误码率达到规定要求, H (w) 须满足一定的条件。也就是要忽略噪声影响, 说明怎样的基带传输特性H (w) 能降低乃至消除码间干扰。

其中, 基带信号输入为:;设系统H (w) 的冲激响应为h (t) , 则系统的输出基带信号为:;如果无码间干扰, 则对h (t) 在时刻K抽样, 由此推出无码间干扰时基带传输特性应满足:

将在一定限定条件下滚降, 得到具有升余弦频谱特性。升余弦频特性所形成的波形在抽样点处符合无码间干扰条件, 而且h (t) 波形衰减快, 即使抽样时刻出现偏差, 也不会造成很大干扰。

2.2 抗噪声的基带系统设计

上一小节指出, 基带系统的错误率受随机噪声和码间干扰的影响, 上面推导了无码间干扰的基带传输特性, 它虽然能在规定的抽样时刻消除码间干扰, 但对于噪声的影响, 却只能减小而不能消除。现在需要找到一种既可以消除码间干扰而抗噪声性能又最理想的基带传输系统, 我们把它称为最佳基带系统[3]。通过这一最佳基带系统的传输特性H (w) , 最终导出本文需要的基带数字滤波器的频谱特性。由于本文只考虑基带系统, 可以假定信道的通频带比信号频谱宽得多, 即所谓的理想信道, 亦即C (w) =1, 此时, 基带系统的传输特性H (w) =。

由于基带系统必须满足无码间干扰, H (w) 必须满足上一节所推出的升余弦特性, 即H (w) 是确定的, 问题归结为选择怎样的发送滤波器特性和接收滤波器。我们知道, 在加性高斯白噪声下, 为使错误概率最小, 就要使接收滤波器与输入信号的频谱共扼匹配。由于是发送基带信号波形的成型滤波器特性, 所以它也是输入信号之频谱。对于信号而言, 如果网络输出信号在t=t0时刻有瞬时最大值, 则该理想延迟网络 (无失真, 且传输系数为1) 的输入信号在t=o时刻应有完全一样的瞬时最大值。

本来, 根据上面得到的发送滤波器的特性就可以通过傅立叶反变换求出发送数字滤波器的单位冲击响应h (t) , 但本文研究内容的实际情况是, 由于速率较高, 解调基带暂时无相应的匹配滤波器, 故可以理想认为=1, 这样, 可以得到:

这样升余弦基带传输特性H (w) 就可以作为发送滤波器的特性直接应用。

2.3 单位取样的响应设计

上面讨论了最佳基带传输特性, 在本文中, 它就是数字滤波器的频潜特性, 设为, 对其进行傅立叶反变换, 得到相应的单位冲激响应为, 对进行等间隔采样, 采样间隔为T, 得到, 将=作为数字滤波器的单位取样响应。我们现在关心的是, 采样后的能否替代, 其传输特性有无改变。

如果采样速率足够高, 采样信号的频谱没有混叠, 理想低通滤波器可以无失真地将基带频谱的那部分过滤出来。等效模拟滤波器和数字滤波器传输函数之间是的频率转换关系。等效模拟滤波器单位冲击响应和数字滤波器单位取样响应之间的关系为:

也就是说, 可通过对采样得到, 采样周期为T。由于T是信号的采样周期, 必须满足采样定理。调制器速率很高, 故采用了两倍速采样。在本文的研究中, 就是上一小节得到的基带传输特性H (w) 的单位冲击响应h (t) , 对其进行两倍于最高码速的采样, 就得到了数字滤波器的单位取样响应。采样后得到的单位取样响应是一个无限长序列, 这在实际电路中是无法实现的, 我们必须用一个有限长序列来代替它, 亦即对其进行截断, 截断后的单位取样响应序列设为, 最终的表达式为:

该式说明截断后的滤波器的幅度特性等于无截断时的滤波器的幅度特性与矩形窗幅度特性的卷积。在幅频特性上表现为通带内波动影响滤波器通带中的平稳性, 阻带内波动影响阻带最小衰减不满足技术指标要求, 这就是截断效应, 也称吉布斯效应。增加矩形窗口的宽度, 即加大N, 可以减少吉布斯效应的影响。设计电路时, 既要加大N, 避免影响技术指标, 又要考虑电路的可实现性。由于在卷积时, 考虑1 0个码元的相互影响, 又由于是两倍速采样, 结合卷积的算法, 所以将截断为1 9个采样值的近似单位取样响应序列, 设为h (n) 。

2.4 数据的卷积运算的实现

得到h (n) 以后, 需要预先计算出输入数据和h (n) 的卷积值。在调制器的I或Q通道中, 输入到成形滤波器的信号为单比特的数据流, 因而完全可以用正负单位冲击信号来表示。另一方面, 对于典型的滚降因子为0.4到0.6的成形滤波器, 其冲击响应持续时间一般为7~9个符号期间, 即对于相应于某一比特的滤波器输出, 影响该输出波形的其他数据比特不超过9个。

参考文献

基带调制 篇2

关键词：调制离散性,RFST,地面数字电视,单频网

1 地面数字电视广播单频网

地面电视的数字化使得构建地面数字电视广播单频网(Single Frequency Network,SFN)成为可能。单频网中若干个发射机在相同时间点上以同一频率发送相同的无线信号，实现一定服务区域内的可靠覆盖[1]，具有频谱利用率高、覆盖质量好、降低发射机功率等特点。然而发射机的严格同步对传输分配网络也提出了相应的要求。目前单频网实现方式普遍采用基带同步方式，即各基站分别对接收的基带码流进行调制并同步发射，属于传输码流的数字分配。如图1所示。

上述组网方式针对覆盖面积较小的区域，通常采用单点大功率发射站可完成基本覆盖要求，多点小功率发射站进行补点覆盖盲区。该方案中，单点大功率的发射导致覆盖盲区较多，信号覆盖不均匀使得覆盖盲区的站点建设尤为重要，在满足补点覆盖的要求下同时需要避免盲目建站带来的投资浪费。因此其网络优化相对复杂，且大功率的发射更容易造成同频干扰。

地面数字电视SFN组网要求各发射站点发射的射频信号具有严格的时间、频率和比特同步。本文针对基带同步方式可能存在的调制离散性误差，分析其关键指标调制误差率及误码率，并提出一种采用射频同步方式且更适合较小覆盖区域的组网方案。

2 基带同步的调制离散性

由图1可见，同一TS数据流通过传输网络传送到各发射站点，由于各激励器之间调制的非线性，经过数字电视激励器和功率放大发射的射频已调波信号，存在着调制离散性误差。

输出信号频谱特性的差异可能导致接收机中同频干扰的产生。对于模拟电视信号，同频干扰将导致电视机画面出现水波纹和网纹状。数字电视信号由于其较强的纠错编码和抗干扰能力在一定程度上保证了减少了射频已调波频谱的多径效应。但在多重信号的覆盖区域，若超过OFDM保护间隔的信号间场强差不大，同样会造成同频干扰[2]。因此，基带同步方式容易存在同频干扰。

2.1 MER与SNR的等效关系

正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)技术在地面数字电视信号传输信道中，可能引入包括IQ幅度不平衡、IQ正交不平衡、高斯噪声、载波泄漏、相位噪声等失真与干扰[3]。工程上，调制误差率(Modulation Error Ratio,MER)是衡量数字电视系统的重要标准，反映数字电视信号经传输后的损伤程度。MER的恶化是传输网络质量恶化的最主要因素。

根据QAM调制机制，经过信道编码的数字电视信号TS码流被QAM调制器分成I、Q两路信号，相位相差90°。码流中的每一个符号对应IQ平面上的一个点，设接收理想符号的数据点坐标为(I,Q)，则相应实际接收数据点的坐标为(I+ΔI,Q+ΔQ)，其中ΔI和ΔQ代表该符号理想位置(判决区域中心)和实际接收点位置的距离。MER定义为数字电视信号的理想符号功率与噪声功率之比

由上述MER定义表达式可推导出当加性高斯噪声(Additive White Gaussian Noise,AWGN)是造成QAM调制器的失真的原因时，MER与信号噪声功率比(Signal Noise Ratio,SNR)等效。信噪比SNR是衡量系统性能的关键指标，而在数字电视广播系统中，引起失真的原因种类多样，无法直接测量，因此在工程中通常使用调制误差率测试仪器测量MER值反映信号质量，替代SNR的系统性能指标作用。

以DVB-T系统为例，针对单点收发的地面数字电视传输链路MATLAB模型如图2所示，其中Data source为188 byte一帧的随机数字序列，经过标准的信道编码、64QAM和OFDM调制后被接收机解调解码。将信号噪声功率比SNR设置为0～20 dB以1 dB步进增长，测得MER随SNR变化的数据曲线图如图3所示。

由数据结果推导该曲线近似满足下式

验证了仅存在高斯噪声的情况下，MER值可等效为SNR，且通过设置SNR值来对MER进行改变，便于后续仿真分析。

2.2 调制离散性对信号接收性能的影响

在基带同步方式中，A、B基站发射的RF信号存在二者MER不一致，即存在调制度误差的情况，从而影响接收信号的质量。仍以DVB-T系统为例，其地面数字电视广播单频网的双发射站MATLAB仿真模型如图4所示。其中Data source为188 byte一帧的随机数字序列，在各发射站点完成标准的信道编码、64QAM和OFDM调制后，经过传输信道被接收机接收并解调解码，将还原信号与原始信号进行误码率(Bit Error Ratio,BER)计算。

为分析经过发射机中激励器调制后发射站间调制度误差对接收信号质量的影响，可通过设置两站输出信号的SNR值不同，来实现MER的不一致。当A、B两发射站不存在调制度误差，即保证两站发射信号MER相同，其接收信号BER随发射信号MER的增长如同4中的100%MER曲线所示。当考虑A、B两发射站存在调制度误差时，设置B站发射信号MER相对A站分别劣化1%,5%和10%，得到接收信号BER随A站标准MER的增长变化如图5中的曲线所示。观测保证低误码率即MER=15 dB左右的曲线可知，当发射信号MER劣化1%时，仿真中需要将MER提高0.2 dB才能保证近10-3的低误码率接收效果，而劣化5%时则需要提高0.5 dB保证低误码率。根据仿真结果，保证低误码率时，两发射站MER一致可提高接收信号BER，劣化越明显，信号质量提高越明显。

而随着A、B两发射信号的调制离散性误差ΔMER增大，接收信号BER劣化程度如图6所示。根据仿真结果可得，在保证低误码率10-3时，当1个发射站的射频信号MER劣化1 dB，其误码率降低近1倍，且调制离散性ΔMER越大，误码率增长越快。

这里需要特别提到的是，我国发射机的标准要求其输出的射频信号MER值不小于32 dB，激励器输出不小于36 dB[4]，与上述仿真的MER设置值相差甚远。因为在实际工程中，发射站台激励器除调制器外还包括功率放大等模块，存在的线性失真和非线性失真种类繁多，因此相应对发射机MER值的要求也要大幅提高。

3 射频同步技术RFST

针对基带同步中，发射信号MER的不一致导致误码率增加，从而提高接收门限，最终影响接收信号性能的问题。而基于射频同步技术(RF Synchronization Technology,RFST)的地面数字电视广播单频组网方案，则采用射频信号集中产生方式，将集中调制后的射频已调波信号分发至各基站，各基站进行射频同步延时处理后同频发射。系统框图如图7所示。

该系统节目分配网络是各基站接收同一数字电视激励器(主站)分发的射频已调波信号，并以同一频率发射出去，保证各基站信号交叠区的接收信号频谱特性一致，即MER一致。而各基站经过数字存储延时，预失真线性等处理，保证时间同步。因此，该方案满足SFN组网要求。射频分发可以多点中小功率宽带发射机协同工作，降低发射功率，实现均匀的信号覆盖，减少同频干扰和覆盖成本。

3.1 射频拷贝传输技术

射频同步方式中，射频同步需要保证A,B基站发射的RF信号调制度一致，频谱特性一致。射频拷贝技术原理图如图8所示。

射频已调信号Sm(t)经上变频器混频后，得到混频产物S1(t)和可能存在的载波泄漏。其中S1(t)包含上下两边带

滤除下边带后，两接收端信号包含泄漏载波分量和上边带分量

利用泄漏载波分量与上边带分量得到的混频产物包括一系列高频信号和中频信号IFout。经低通滤波器后得到中频信号。其中

由式(5)推导结果可知，在本振信号保证同频同相下，IFout与主站射频已调信号Sm(t)频谱特性一致。

3.2 数字射频同步处理

信号接收时间不一致，频率偏移和数据差错是导致单频网系统性能差的重要因素[5]。射频拷贝处理过程保证了两基站接收信号的频谱特性相同，即同频同比特，在各基站仅需完成RF信号的时间同步。利用雷达电子对抗领域的数字射频存储(Digital Radio Frequency Memory,DRFM)技术，在发射端进行数字电视射频信号的精密存储延时和无失真传输。

接收端接收两基站发射的RF信号是否存在时差取决于发射机时刻偏移和与接收端的相对位置。时刻偏移是指码流信号经节目分配网络到达各发射站时的时刻差异，其确定可根据如GPS接收提供的时间信息。设A、B发射站接收同一数字电视激励器发射RF信号的时刻为:Ta,Tb。而根据收发端地理位置、环境和发射功率等参数确定的延时固定为Da,Db。数字射频同步延时处理是将RF信号数字下变频到中频信号，经过DSP存储延时处理，增加各自时延再转换为RF信号发射出去，增加的延时保证接收端接收信号的时刻一致。

当A、B两发射站使用射频同步方式时，理论上不存在调制度误差，即保证两站MER保证相同，其BER随MER的变化如图5中的100%MER曲线所示。

3.3 射频同步实验网

为评估射频同步技术应用在数字电视广播单频组网覆盖中的实际效果，本试验网分别以传统基带码流分配方式和射频集中分发技术构建CMMB单频网，并采用移动路测手段，对两种工作方式的实际覆盖效果，进行评估比较。在试验网中，同频发射台站距离为38 km，场强差小于8 d B的区域，绝大多数地区落在51.2μs的双曲线保护间隔以内，符合单频网组网覆盖要求。以光纤构建节目分配网络为例，在该网中选取东西向线路移动接收相同测试数据的接收效果如表1所示。表中LDPC误块率和RS误块率记录落在0～0.02的次数，信噪比录入高于15 d B的次数，功率电平录入低于-60 d B的次数。

次数

由表1可见，尽管信噪比劣化，但射频同步的误码率明显低于基带同步，最小接收功率电平更低，证明其灵敏度更高。根据路测仪记录显示，在两发射台的覆盖的8 dB相干区域内，传统单频网方式存在误块率。CMMB接收机偶然出现马赛克或停顿现象。而由光纤构建的已调波同频谱组网模式，在整个路测过程中，路测仪未显示明显误块率，CMMB接收机图像始终流畅，未出现过马赛克和画面停顿。

4 总结

射频同步分配方式保证各发射站点发射信号频谱特性一致，接收时间一致，从而在不产生同频干扰的前提下提高接收信号质量，解决基带同步码流分配方式中因调制度离散性而产生的误码率增加。该技术为较小覆盖区域的地面数字电视广播系统单频网提供了更优的组网方案，特别针对山区复杂地形和城市多建筑遮挡的环境。在减省数字激励器等设备的同时降低建网工程复杂度和成本，降低发射功率以提升覆盖效果和信号质量。当然该方案的关键还在于射频延时处理器的精准度，配合GPS、北斗等卫星系统提供的基准时间频率，也是不难实现的。

参考文献

[1]杨知行,王军,王昭诚,等.数字电视传输技术[M].北京:电子工业出版社,2011.

[2]PENTTINEN J.SFN gain simulations in non-interfered and interfered SFN network[J].International Journal on Advances in Internet Technology,2009,2(1):115-134.

[3]高滨,龚波,程伟.数字电视QAM调制器关键参数测量的深入探讨[J].广播与电视技术,2005,32(1):87-90.

[4]GY/T 229.4—2008,地面数字电视广播激励器技术要求和测量方法[S].2008.

基带调制 篇3

短波调制解调器分为单音串行和多音并行两种工作模式。其中,单音串行模式还可分为固定频率和跳频两种工作方式。固定频率方式采用载波频率为1 800±1 Hz,跳频工作方式仅在系统数据处理上与固定频率方式有所差别,其数据流形成流程与固定频率模式基本一致[1,2]。本文主要针对单音串行固定频率工作模式下短波调制解调器发送端基带数据流成形展开研究。

参照美军标MIL-STD-110B,在VF(语音频段)范围内工作的短波调制解调器数据率主要有:75 b/s,150 b/s,300 b/s,600 b/s,1 200 b/s,2 400 b/s和4 800 b/s。其中,4800 b/s不进行编码,其工作状态不稳定,是下一步研究设计的目标。短波调制解调器的数据流形成包括如下几个阶段:数据编码、交织、格雷编码、加扰、同步序列的发送、信道探测序列发送和用户信息发送,各阶段数据处理之间有所交叉。串行短波调制解调器采用8PSK调制方式,不管用户采用何种信道速率,在基带信号处理中,码符号速率均为2 400 Baud。

1 发送端数据流程

1.1 数据编码与交织

用户数据输出二进制信息至编码器,对输入数据进行纠错编码。纠错编码一般采用(7,[133 171])的卷积编码方式,所有数据率均采用不编码或1/2码率编码,并重复相应次数,以达到相应的数据率。其中,4 800 b/s和2 400 b/s数据率时编码输出为4 800 b/s;1 200 b/s数据率时编码输出为2 400 b/s;600 b/s,300 b/s,150 b/s数据率时编码输出为1 200 b/s;75 b/s数据率时编码输出为150 b/s。

编码输出数据进入交织矩阵,有两种交织方式长交织和短交织,其对应的时间常数分别为4.8 s和0.6 s或0 s;短交织一般是0.6 s。数据交织的存与取,以交织长度为单位处理,交织矩阵的规模与用户数据率有关。同时,在等待交织长度数据过程中,系统发送同步数据序列,供系统同步用。因此,系统同步的时间长度与交织长度一致。无交织即对发送数据流不进行交织处理,如用户数据流为4 800 b/s时,不进行交织处理。关于交织存储的具体实现算法,各种文献可能有所差别,这里不做详细讨论,但其基本思想均是将发送相近的比特流分裂成发送距离远的比特流。

1.2 修正格雷编码

修正格雷编码是为了当码符号出现差错时,只有1个bit数据传输出错[3]。在短波调制解调器中,均采用8PSK的调制方式,为了将不同的用户速率,均映射到2 400 Baud的信道速率,将4 800 b/s和2 400 b/s数据流每3个bit为一组,进行一次格雷编码;将1 200 b/s和75 b/s数据流,每2个bit为一组,进行一次格雷编码,对应调制为4PSK;600 b/s,300 b/s,150 b/s数据流,不进行格雷编码,对应调制为BPSK。

1.3 发送数据流的形成

在调制解调器中,物理层发送的数据流包括同步信息数据流、用户数据流和信道探测数据流,三者根据不同的时隙分配,选择性发送。当用户启动数据发送时,根据用户选择的交织形式发送同步信息,同步信息的长度与交织深度一致。当同步系信息发送完毕后,数据流从交织矩阵中输出,开始进入信息发送流程。在信息发送过程中由于需要加入信道探测信息,因此需要交替发送用户信息和信道探测信息。

1.3.1 同步序列的发送

每次启动数据发送时,均需要先发送同步数据。同步数据以段为单位,每段数据长度为200 ms,根据系统的交织深度,调整同步数据段的发送次数。同步数据段包括15个8进制数据,其内容包括同步识别信息、交织信息和同步发送次数计数。

信道探测与用户数据发送的比例与用户数据率有关。在用户数据率为4 800 b/s和2 400 b/s 时,每16个信道探测符号后,发送32个用户数据符号,探测符号与用户数据符号的比例为1∶2;当用户数据分别为1 200 b/s,600 b/s,300 b/s,150 b/s时,在每20个信道探测符号后,发送20个用户数据符号,探测符号与用户数据符号的比例为1∶1。

可见,用户数据率越低,用户信道探测的数据越长,通信也将越可靠。当用户数据为75 b/s时,将不发送信道探测序列,而采取其他的技术手段,以确保通信的可靠性。

1.3.2 用户数据的发送

对不同的波特率,由于插入的信道探测数据符号长度不等,用户数据经过修正格雷编码后,还要经过数据成形,以确保信道波特率为2 400 Baud。当用户数据率分别为4 800 b/s,2 400 b/s时,数据流不变化。其他用户数据率的映射方式可参见表1,实际上,其较低数据率对应较低的调制阶数。

当用户数据率为75 b/s时,采用发送正交波形模式,每2个比特数据映射成8位8进制数据,并重复4次。

1.3.3 数据与同步信息加扰

当发送数据流形成后,为了增加其抗白噪声干扰的能力,对发送数据流加扰。针对用户数据和信道探测数据的加扰,一般采用3抽头的12位移位寄存器,选取特定的三抽头输出,生成8进制的伪随机序列,与发送端数据进行模8和运算,生成加扰数据。每进行一次加扰运算,移位寄存器移位运算8次,再输出新的伪随机数据展开计算。每160个加扰数据后,移位寄存器复位至初始状态。

数据加扰后,采用1 800 Hz的载频,进行8PSK基带调制及脉冲成形,生成基带信号[4]。在射频发射时,还要进行二次调制,将基带信号调制到射频段。关于信号基带调制及脉冲成形等,相关参考文献很多,在此不再讨论。

2 关键技术探讨

在短波数据调制解调器设计中,对不同的用户数据率,信道符号速率均为2 400 Baud。发送同步序列与75 b/s的用户数据时,数据波形采用正交形式,以提高接收端的可靠性;75~600 b/s时,实际采用的是BPSK;1 200 b/s时,采用QPSK;而2 400~4 800 b/s时,采用的是8PSK方式。显然,波特率越高,调制阶数越高,信道符号相似程度也越大,在经过信道及噪声干扰的情况下,增大接收端的解调难度。

发送端数据流设计得是否合理,直接影响到接收端接收相应的系统同步、信道均衡、解调算法的效果,发送端数据流的设计,对短波调制解调器至关重要。针对目前短波调制解调器的基带数据流形成方式和信道均衡方式,进行以下几方面的改进和研究。

2.1 降低信道码元速率方案研究

由于短波信道属于时变色散信道,信道环境参数随时间变化比较大,其直接影响是导致用户通信频率随时间、地点而变化。在用户数据率较低时,系统采用重复编码的方式,降低编码效率和调制阶数,从而达到保持信道符号速率不变的目的。降低调制阶数方案可取,但可否不进行重复编码,而是通过降低信道符号速率来提高数据解调的可靠性,对此值得研究;同样,在同步数据和用户数据为75 b/s时,每个信道符号映射至32个调制符号,实际上这32个调制符号是某8个8进制数据的4次重复,那么,可否降低数据的重复次数,降低信道波特率来提高数据解调的可靠性,对此也值得考虑。

2.2 高阶调制技术研究

目前,短波数据通信的数据率均很低,采用多音并行技术的调制解调器,最高的数据率能达到9 600 b/s,但信噪比要求达40 dB左右,难以工程实现[5]。在单音串行体制的短波调制解调器中,其数据率一般限制在4 800 b/s。在信道码元速率不变的情况下,可研究引入高阶调制,接收端配以相应的解调算法,以提高通信数据率。

2.3 短波信道盲均衡技术研究

为了使接收端能够及时跟踪短波信道的变化,现行的短波调制解调器一般采用判决反馈自适应均衡方式,在发送端周期性地插入已知的训练序列配合下,以探测短波信道参数,完成信道的自适应均衡。美军标MIL-STD-188-110B中,对较低速短波Modem规定数据传输时插入比例分两种情况:对4 800 b/s,2 400 b/s训练序列和数据的插入比为0.5;对1 200 b/s及以下速率插入比为1,这种传输方式极大地浪费了信道资源。

可考虑减少或消除信道探测序列,解调端采用全盲或半盲的信道均衡方式[6,7],从而大幅度提高系统的数据率。目前,全盲均衡算法主要分为基于平稳信号的盲均衡(包括基于Bussgang性质的盲均衡算法和基于高阶谱理论的盲均衡算法)、基于循环平稳信号的盲均衡和基于神经网络理论的盲均衡算法等[8]。

其中,基于Bussgang性质的盲均衡算法中最具代表性的是恒模算法(Constant Modulus Algorithm,CMA)[9,10,11],该算法韧性好,代价函数仅与接收信号的幅值有关,而与相位无关,算法实现简单,但受无线信道时变特性造成的相位模糊影响,收敛速度慢。法国雷恩大学的研究小组基于多天线技术,应用CMA算法实现了时空域的盲均衡,在建立的9 kHz带宽780 km短波信道试验链路上实现了30 Kb/s速率的数据传输,传输了著名的LENA图像[12]。CMA应用在短波信道上的主要问题是收敛速度和稳态误差的问题,然而固定步长盲均衡器中收敛速度和稳态误差是两个相互制约的因素,这两个性能指标之一的提高必须以牺牲另一个为代价,如何克服这一矛盾已成为亟待解决的问题[13,14,15]。信道盲均衡是无线信道目前最富有挑战性和应用前景的信号处理研究方向。

3 结 语