关键词：
信号特性分析（精选七篇）
信号特性分析 篇1
SPP(表面等离子体激元)是被短暂地局域在金属表面传播的电磁表面波。SPP在金属表面的传播距离应该尽可能长以适应于这些应用。增大传播距离的一种方法是将SPP耦合进波导结构中[1]。1981年,Sarid引入了LR(长程)-SPP模式的理念,这一开创性工作实现了电磁表面波在两个折射率相似的介质层中间的金属薄膜上的传导,Sarid团队同时还预测了超SPP传播长度能够实现长距离传播。一般情况下,当上下两个介质面的折射率相等或者在辐射损失的衰减值上接近时,就会出现最合适的结果。同时,在可接受的合理范围内,金属薄膜足够薄时,可以减少吸收率损失[2,3]。在此限制下,对于薄的金属薄膜来说,涉及到等离子激元的系统有两个TM(横磁)模式:对称模式和非对称模式[4]。通常在对称或者大致对称的金属薄膜介质层包层的情况下,人们会讨论LR-SPP[5]。本文基于这一背景是为了表明通过控制一系列较大的玻璃层厚度的值,传播长度和场强可以得到十分显著的提高。这一研究对于SPP在新型光子器件中的推广应用有一定的理论和实际意义。
1 结构设计与SPP激发分析
1.1 波导结构设计
设计结构如图1所示,与Kretschmann结构(下文简称“K结构”)激发SPP基本类似,只是在棱镜的另一面又连接了一层介质层。设计的ε3用来反射辐射损耗使其补偿SPP传播中的金属损耗,即启动了一个反馈效果。依据菲涅尔定律,在2层/3层(自上而下)界面上的反射光也能作为有相同角度的入射光。这就确保了被反射回金属的光反馈,形成谐振腔。为了反射所有的辐射光,折射光就不能进入3层,即在2层/3层界面上需要以相同角度发生全反射。设图1中入射光与表面的夹角为θSPP(即图中的θ),显然这个角度也是2层/3层界面上的反射角。因此,必须使θSPP≥θ2,3c(θ2,3c为2层/3层的反射角),这样就能写出SPP传播的谐振。又由于θSPP≥θ2,1c,这就使得ε2>max(ε1,ε3)。θSPP≥θ2,3c与K结构激发SPP条件基本类似,这样当ε1<ε3<ε2时,金属介电常数的实部(虚部)满足
如果ε1<ε3<ε2,它的范围与传统的情况相同:
1.2 SPP传播分析
这里用总场-分散场方法引入一个入射光束,其角频率ω0与时间呈正弦曲线关系,对应的波长为λ0=2πc/ω0=532nm。如图1所示,该光束以一定角度θ从玻璃侧入射到金属薄膜上,并且有一垂直于其传播方向的4μm的高斯空间分布。θSPP为光通过动量匹配有效地耦合至银-空气界面上的SPP时的角度的估值,我们取θ=θSPP=45°。
为了与Drude模型取得一致,引入关于金属银的介电常数εAg(ω)的辅助差分方程:
式中,ε"=4.168 3;共振频率ωD=1.340 2×1014Hz;反射光频率ΓD=2.126 4×1014Hz。当ω=ω0、λ0=532 nm时,εAg的理论值为εAg=-10.1+i0.84。
入射光束连续传播150fs时,其时间长到足以产生一个“稳态”对应于入射频率ω0。在FDTD(有限差分时域)运算中,E(x,y,t)=Re{Ec(x,y)exp(-iω0t)},式中,E(x,y,t)和Ec(x,y)分别表示一般电场强度和本文的反射光电场强度,这就意味着(实际的)电场矢量以时间重复性的方式变化,与入射波的频域复向量保持一致,从而求解麦克斯韦方程组。如果在层1和金属界面附近存在SPP传播,对于一个恰好在金属表面上方的不变值y,横轴(Exc)和纵轴(Eyc)的向量分量都会随exp(i kxx)中的x的变化而变化,其中复数kx=β+iα为传播常数,虚部α对应于金属的能量吸收。随着x值的增大,电场强度呈指数衰减:
式中,Lx=1/2α;φ为相位因子。对于距x轴一定距离的金属薄膜来说,通过时间平均强度〈|E|2〉t中的x值的变化可以确定Lx的值:
式中,τ为弛豫时间;T=2π/ω0。如果式(5)成立,那么式(6)应该随x的值呈指数形式衰减。因此,可以通过拟合时间平均强度与Cexp(-x/Lx)相匹配来确定Lx的值。
2 数值分析
2.1 传播长度分析
我们绘制了取决于FDTD结果的R-SPP传播长度Lx(d)的曲线(此处d表示玻璃厚度),如图2所示。从图中可以观察到显著的振荡相关性,其最大值为44!m,最小值为5!m。为了便于比较,标准K结构中传播长度仅设置为Lx(d=")=1.7μm,因此,根据导芯厚度,传播长度增加至30!m是可能的。
2.2 玻璃核芯厚度变化影响分析
图3给出了传播长度随玻璃核芯厚度d变化的最终色散关系,用ω(β)表示。图中,kair和kglass所对应的实线分别为空气和玻璃的光谱线,水平实线对应ω0=3.542×1015Hz或者λ0=532nm时的色散关系。很显然,随着d的增加,越来越多的模式变得可用,而且这些模式大部分位于空气(上层)和玻璃(下层)之间,因此,这些模式对应于空气-金属界面上的衰减模式。从图中还可以看出,无论在哪种情况下,总有一种模式的色散能够位于kglass曲线的下方(见图(b)~(e))。随着d的增加,这种模式更多的是与金属-玻璃界面上的衰减模式有关联(也就是玻璃面的SPP),而不是与空气面的传播常数有关。位于空气线和玻璃线之间的有关的TM模式分别用TM0、TM1、TM2…来标记,当ω一定时,有β(TM0)>β(TM1)>β(TM2)…。当d=0(见图(a)),即对应空气-金属-空气的情况时,应该考虑两种极限情况:在金属板的厚度极限值上有两个衰减TM模式,其代表值为tm=500nm;在金属板的薄度极限值上,其代表值为tm=30nm。这两个简并模式开始进行干扰和分裂,从而产生一个对称的LR-SPP模式(β值较小的情况)和一个短暂的非对称模式(β值较大的情况)。当d=210nm时(见图(b)),在金属(实线)和玻璃亮线之间只存在模式TM0,对应于λ0=532nm的那条水平线。然而,当d=518nm时(见图(e)),空气线和玻璃线之间沿λ0=532nm水平线有3种可能的模式:TM0、TM1和TM2。该种情况下,模式TM0(β值最大的情况)最靠近玻璃线,TM2最靠近空气线。
3 结束语
本文通过研究和分析R-SPP结构中有关SPP的传播增强,发现在不同的玻璃芯厚度d中SPP的传播长度Lx可以提高30倍。研究结果大大地扩展了传统的K结构传播SPP应用范围,能够通过改变入射角实现长距离的传播SPP模式。研究结果对于SPP在新型光子器件中的推广应用有一定的理论和实际意义。
参考文献
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[4]Marr M,Kuhn J,Metcalfe C,et al.Electrochemical performance of solid oxide fuel cells having electrolytes made by suspension and solution precursor plasma spraying[J].Journal of Power Sources,2014,245(1):398-405.
信号特性分析 篇2
关键词：振动信号,瑞利波,时域分析,频域分析,目标识别
随着民用和军用工业的发展,无论是桥梁监控、仓库监视,还是在军事上对哨位监视、战场探测及人迹罕见恶劣条件的边远地区巡逻,地面探测是不可或缺的一个维度。人员、车辆、装备等目标地面上运动,必然会发出声响、引起地面振动,而地面传感器即可以通过探测这些物理量的变化来发现与识别运动目标。地面目标运动形成振源,其产生的地振波以纵波、横波和瑞利波等形式在地球介质中传播。纵波传播速度快、频率高;横波速度低、能量较弱;而瑞利波频率较低、能量较强,其主要频率成分集中在0～150 Hz范围内。因此在进行振动目标识别系统设计时,主要考虑对150 Hz以内的信号进行处理。在均匀介质下瑞利波的频率与传播速度无关,且无频散性,因此,在获取地面目标信息时通常用瑞利波为分析对象[1]。
对地面运动目标的振动信号特性分析,就是将振动信号作变换处理,从中提取出能够反映特定目标本质属性的特征信息,为实现目标的识别提供充分依据。在信号处理方面,目标信号的特性分析一般在时域和频域中进行。在时域中,单人行走与车辆行驶产生的波形之间有明显的区别。无论是人员行走还是车辆行驶产生的振动信号,在频域中都能找到对应各自信号的特征信息,特别是单人行走与多人随机行走产生的波形,在时域中找不到明显的区别,因此对其采用频域分析是重要的。所以采用时域和频域两种方法对目标信号特性进行分析。
1 信号样本数据库的建立
信号的特征是能够反映目标本质属性的特征信息。目标识别主要是对地面运动目标产生的振动信号进行特征信息的分析与提取,从而识别目标。其根本的方法是匹配,即把分析提取的目标信号特征归属于样本库中和其信号特征相匹配的某一个目标类型,最终根据已知样本库中的目标进行分类识别[2]。所以,要对目标进行识别,建立一个包含所有可能对应目标属性的特征信息的数据库尤为重要。
根据文中的应用需求和使用到的算法,信号样本数据库至少包含3种地面运动目标信号,以及这3种目标所对应的特征信息属性,为地面运动目标振动信号的识别提供原始样本。
在实验测试中,以人员、车辆为典型目标,多次定点采集运动目标的信号。实验条件为良好的水泥地质,环境良好。主要做了以下实验:(1)测试单人行走和多人随机行走产生的地表面振动,定点采集各种距离的信号。(2)测试车辆行驶产生的地表面振动,定点采集各种距离的信号。从中采集和提取目标振动信号的特征信息,并建立信号样本数据库。
2 时域分析
地面目标激励下产生的地面振动信号,主要取决于地质条件、目标的运动状态和目标的距离[3]。图1和图2是用软件KEIL MDK对在外场试验采集地面目标运动产生的振动信号生成的时域图,为便于分析,取时间长度为3 s。时域图的横轴和纵轴分别表示采集的时间和信号幅度。如图1和图2所示,人员行走、车辆行驶产生的地振动信号在时域上具有以下两个基本特征[2]:一是地振动的目标信号同目标与传感器之间的距离有关,随着距离的增大,信号的幅度值逐渐减小;二是由于人的走动对地面的冲击是短暂的,而且相邻步伐之间的时间间隔基本相同,约为0.5 s,所以人员脚步信号具有的特征为每个脚步信号可以看成是周期脉冲式的,近似为离散的;而车辆运动时由于发动机连续发动所产生,故其产生的信号是连续,当然它还取决于车架悬挂系统自振以及传动系统振动等。
2.1 过零数算法原理
过零数是指某一段时间内时域信号的幅度值经过特定阈值的总次数,用这个次数作为地振动信号的时域特征。信号的过零数与采样率密切相关。在信号采样率不变的情况下,信号的过零数与频率有着直接的关系。
若某正弦信号的频率为f,则过零数为
N=kf (1)
即过零数与频率成正比,其中k为比例系数。过零数与信号幅值无关,所以该方法抗干扰能力比较强,在语音、地震动信号识别等方面有广泛的应用。
对于频带范围从f1到f2的平稳高斯随机信号,单位长度内的过零点数与功率G(f)之间存在的关系为
从式(2)可见,若信号的主频f0越高,单位长度内的过零数就越多;若信号的主频f0越低,单位长度内的过零数就越少[2]。
2.2 基于过零数分析的目标识别
从图1和图2中可知,脚步作用时间很短,信号可近似为周期性的脉冲,而车辆信号是连续的,且脚步信号的频数远低于车辆信号的主频,即车辆行驶产生的振动信号的过零数在某段时间内明显多于单人行走信号。所以只要确定的过零阈值在某段时间内使得计算出两类信号的过零数差距够大,就能有效识别出这两种目标。
从实验采集的信号数据库中分别随机抽取15组人员和车辆的样本信号,并分别计算过零数。由于采样频率为1 kHz,采样时间为3 s,所以每组数据有3 000个点。对各组信号进行过零数统计如表1所示。
从表1可知,在15个单人行走样本信号的过零数统计中有14个<110,15个车辆行驶样本信号的过零数统计中有14个>110,即在单位长度内车辆行驶信号的过零数远大于单人行走信号的过零数,所以可通过对单位长度内信号的过零数比较进而识别人员和车辆两种目标。若将过零阈值设定为110,则信号的过零数<110时,识别为人员目标;信号的过零数>110时,识别为车辆目标。对于表1统计的过零数数据,可计算出人员和车辆的正确识别率均为14/15=93.33%。
3 频域分析
信号的频谱分析是研究信号特性的重要手段之一[4]。对于确定信号,可以用傅里叶变换分析其频谱性质,而对于广义平稳随机信号,由于它一般既不是周期信号,又不满足平方可积,严格来说不能进行傅里叶变换,所以通常采用信号的功率谱来进行频谱分析。由于地面目标运动引起的振动信号可以近似为广义平稳随机信号,所以文中对振动信号进行功率谱分析,提取信号特征,从而进行目标识别。然而,实际应用中的广义平稳随机信号一般是有限长的,只能根据有限长的信号来估计原始信号真实的功率谱,这就是功率谱估计问题。
由于周期图法的方差性能差,且Bartlett法方差的改善是以牺牲分辨率为代价,所以文中采用Welch法。
3.1 Welch法算法原理
Welch谱估计法是对Bartlett法的改进,目的是在保持Bartlett法方差性能的同时改善其分辨率,又称加权交叠平均法。其基本原理是:首先,将数据xN(n)分成M段,得到分段数据xN,i(n),可使每一段的部分数据重叠,然后采用一个合适的窗函数对每一段数据进行平滑处理,其次,对各段功率谱
xN,i(n)=xN[n+(i-1)L]w(n) (3)
式中,0≤n≤L-1,1≤i≤M;
3.2 基于Welch法的目标识别
通过对单人行走和多人随机行走产生的振动信号用Welch法进行仿真实验,所得的功率谱如图3和图4所示。由图3和图4可知:单人行走产生的振动信号在频率为40 Hz附近的功率较大,大约在频率为120 Hz附近也有较高功率。而多人以随意的脚步行进时,因为不同的人在不同的时刻对地面产生冲击,信号在时域内正负叠加相消,幅值反而比较小,表现在功率谱域内,其能量较小,谱峰频率主要集中在30 Hz、40 Hz和70 Hz附近。
从实验采集的信号数据库中分别随机抽取6组单人行走和多人随机行走信号,进行Welch法分析,得到两种信号的谱峰频率和谱峰相对强度统计表如表2所示。经目标统计可得信号功率谱特征如表3所示。从表2和表3中根据功率谱的特征信息对单人行走和多人随机行走两种目标可进行识别,即先比较谱峰强度,若谱峰强度在-5～0 dB和15～20 dB之间,则确认为多人目标;若谱峰强度在0～15 dB之间,再比较谱峰频率,若谱峰频率仅在40 Hz附近,则确认为单人目标,若谱峰频率主要集中在30 Hz、40 Hz和70 Hz附近,则确认为多人目标。可见该算法简便、易行,效果好。
4 结束语
对单人正常行走、多人随机正常行走以及车辆正常行驶3种地面目标运动产生的振动信号进行了时域和频域分析,实验结果表明:过零数分析法对于单人和车辆目标的正确识别率高,但对于单人和多人目标信号的识别还欠考虑;而Welch谱分析法对于单人和多人随机行走目标的识别非常有效,且简便形象。但在实际情况下,有多人齐步行走、跑步以及人与车混合等多种情况,此时就要采用时频域相结合,从中提取不同目标的特征向量,利用D-S算法和BP神经元算法相结合,可以提高识别的正确率。
参考文献
[1]朱亚坤.基于传感器阵列的振动目标识别与定位技术研究[D].西安:武警工程大学,2012.
[2]徐照胜.地震动传感器的目标检测和识别算法研究[D].合肥:安徽大学,2010.
[3]蓝金辉.目标地震动信号的特征提取及识别研究[J].振动与冲击,2001,20(4):42-44.
信号特性分析 篇3
伪卫星在设计过程中存在远近效应的问题[1,2],分析发现主要由于伪卫星布设在地面或飞机等近地目标上,即与GNSS导航系统相比,伪卫星与接收机之间相距很近,当二者距离发生相对变化时,信号强度会发生剧烈的变化[3]。脉冲调制被认为是一种减少远近效应影响的有效方式[4,5]。然而在设计过程中,伪卫星的脉冲图案的好坏直接影响到伪卫星的性能[[6,7],有可能会对周围的卫星信号甚至临近的伪卫星信号形成干扰,导致用户接收机捕获受到影响[8]。
当前,在伪卫星脉冲图案设计方面,国外研究相对比较早且技术分析系统深入。其中Cobb等[9]从对卫星信号影响的角度分析了伪卫星占空比与卫星信干比之间的影响关系[10,11],Le Master从伪卫星间影响的角度分析了卫星数目、占空比与伪卫星信干比的关系。国内研究相对较少,主要集中在远近效应克服分析方面,在脉冲图案研究方面主要以叶红军[12]、李涛护[13]、周必磊[14,15]等人对伽利略的脉冲图案的设计进行了详细的分析。
本文以基于Matlab的GPS/BD双频伪卫星系统为平台,对伪卫星信号之间的干扰和伪卫星信号对卫星信号的捕获干扰进行分析。
1 脉冲图案设计
脉冲图案设计首先考虑伪卫星信号和GNSS卫星信号间的影响关系。通常考虑GNSS卫星信号受到干扰时,可以根据卫星信号的信干比大小进行分析。由Cobb[9]给出的计算伪卫星占空比的信干比公式为:
式中,d为占空比,取值为0~1;为卫星典型的跟踪信干比;
由上式发现,伪卫星信号对GNSS信号的影响与伪卫星的功率和占空比有关。当d一定时,随着伪卫星功率的增强,卫星信号的信干比逐渐减小,当信干比减小到卫星的临界值时,卫星将不能进行正常的捕获跟踪。当伪卫星功率一定时,d越高,卫星的信干比越小。由此在确定伪卫星的最大占空比时,需要充分考虑这一点。
其次伪卫星信号彼此之间也会产生一定的干扰衰弱。由Le Master给出的公式:
式中,;NPL为伪卫星数。可以看出,在指定的区域,伪卫星的数目和伪卫星的占空比同样会影响伪卫星的信干比,从而影响接收机对伪卫星的捕获跟踪。
因此在设计脉冲图案设计时参考RTCM SC-104委员会推荐的一种伪卫星脉冲方式的设计。该设计可以保证接收机硬件在做最小更改的前提下同时接收卫星和伪卫星信号。方案中每个脉冲持续1/11 ms时间,即每个脉冲发送93个码片,每ms发送一个脉冲。但是每次到第10个脉冲时,将同时发送第10个和第11个两个脉冲,以此保证脉冲的平均占空比为10%。在每个周期之间,脉冲位置在11个可能的时隙上变化,同时在每个数据比特之间11个脉冲位置也在变化。这样所有可能的脉冲位置在200 ms内完成一次循环,以此尽可能地消除重叠的影响。
设计过程中,伪卫星GPS信号采用32~36号扩频码进行分析。北斗脉冲图案采用与GPS伪卫星信号相似的结构,每个时隙186 bit,分为11个时隙,为了保证伪卫星在同时发射GPS和北斗信号时不会相互干扰,因此确定如表1所示的时隙发射关系。
根据表1的时隙,在图1中给出了具体的脉冲图案,下面将针对该脉冲图案的性能进行分析。
2 脉冲信号捕获分析
2.1 伪卫星间信号捕获分析
为了有效补偿脉冲形式带来的能量损失,伪卫星信号在发射时,功率一般很强。由于伪卫星在设计时结构与卫星相似,所以正常情况下,卫星接收机可以捕获跟踪伪卫星,但是实验测试时发现,当存在多颗伪卫星时,泰斗、skytrap等多款卫星接收机会出现难以同时捕到所有的伪卫星、伪卫星数据跳动太大等现象,为了有效验证在捕获时信号间的干扰问题,现针对多颗伪卫星时的捕获特征进行仿真分析。伪卫星双系统的时隙分布如表1所示。
由图2中伪卫星PL01和PL04的捕获结果为例,当采用卫星接收机进行捕获时,GPS32出现5个主峰,且其余的旁瓣峰值错落交织,接收机在捕获时很难确定正确的码相位和频率位置,从而导致接收机误判或接收不稳定,严重影响接收机后续的跟踪和时间的计算;在GPS35中尽管相对GPS33峰值较好,但相关峰值仍然有2个主峰且存在峰值展宽的现象,这样的现象同样会影响接收机码捕获相位位置的确定;同时关于北斗33和北斗36,由图2可见,存在于GPS相似的情况,如BD33由于多颗伪卫星信号的存在,当外界干扰严重时,接收机可能很难完成捕获。
2.2 脉冲信号对GPS/BD卫星信号捕获分析
在图3中以GPS01号星的捕获结果为例,给出了当不存在伪卫星和存在伪卫星数分别为1、3、5时的信号捕获结果。
在一些特定环境中,伪卫星信号可以有效地扩展GNSS系统的定位能力,但是伪卫星也可能会对卫星接收机产生严重的干扰,导致接收机无法正常进行信号解算。此处共选用11颗星进行仿真,其中卫星信号选用GPS 1号星,伪卫星选用PL01~PL05时隙分布如上述表1脉冲图案设置所示。
由图3可得,当伪卫星数目为1、3时,GPS01信号可以正常捕获,但与不存在伪卫星的情况相比,GPS01信号的相关性随着伪卫星数目的增多逐渐减小。当伪卫星的数量为5时,GPS01卫星信号完成被干扰,很难判断哪个是正确的相关峰,不能正常被接收机使用。
随着伪卫星数目变化GPS01捕获的相关主次峰的关系图如图4所示。由图4可得,随着伪卫星数目的增多,卫星接收机对GPS01号星捕获的主次峰值逐渐增大,伪卫星信号的增多可以有效地减少次峰的影响。在图4中可见,随着伪卫星数目的增多,卫星捕获峰值逐渐减少,当伪卫星的占空比和达到100%时,卫星信号被完全干扰,无法正常进行捕获。因此,在一定区域布设伪卫星时可以考虑使所有伪卫星的占空比之和小于100%,这样可以有效避免某些位置因占空比和为100%而产生的对正常卫星的干扰。
2.3 仿真结论
通过上述捕获特性的仿真分析,主要得出以下几点结论:
(1)相关函数中主瓣和副瓣峰值的关系比采用连续信号差很多[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17]。当接收机的积分时间很短时,这一影响非常大,即对高数据率非常关键。当无数据或仅有低数据率时,影响减弱。
(2)相关性函数的多个副瓣包括具备不同相关性级别的许多峰值,表明接收机跟踪环路一定程度上“被激励”(不像采用连续信号时那么稳定)。
(3)脉冲与接收机内产生的连续参考信号的部分自相关导致不对称自相关曲线的出现。这又进一步导致编码测量的偏差,这些偏差在高不对称时最差,导致积分间隔短。
3 结束语
信号特性分析 篇4
直流滤波器并联装设在直流高压母线和中性母线之间, 它用来保证换流器在任何方式下, 最大等效谐波电流不超过其限定值[1,2]。平波电抗器则与直流滤波器一起构成换流站直流侧的谐波滤波回路, 抑制直流线路电流和电压脉动成分, 降低直流侧的谐波分量[3]。从直流滤波器及平波电抗器的作用不难得知, 它们均是直流输电工程不可或缺的重要设备之一, 且对高频电压信号有一定的衰减特性。
由于现有直流线路保护在实际运行中存在种种弊端, 例如易受雷电、换相失败、交流侧故障等暂态现象干扰, 并且在线路高阻抗接地时也存在灵敏度不够的情况, 因此近年来国内外学者着力于研究利用直流滤波器与平波电抗器对高频电压信号衰减特性构成的新型线路保护[4,5,6,7,8,9,10], 其基本原理为:当线路区外故障时, 由于线路边界的衰减作用, 线路PT处所测电压的高频分量较小;而在线路区内故障时, 电压信号无线路边界阻隔, 线路PT处所测电压信号的高频分量较大, 通过比较高频电压信号的能量大小, 即可区分直流输电线路区内外故障。例如文献[4]则基于改进的傅氏算法提出了一整套的线路单端暂态量保护方案;文献[5]则将暂态能量判据与行波判据结合起来, 构成一种复合的保护判据;文献[6]采用小波多分辨分析提取暂态信号高频段能量与低频段能量, 将它们的比值作为判断线路区内外故障依据。
但不同直流输电工程由于系统运行条件不同, 直流滤波器和平波电抗器的参数及配置方式差异化较大, 而现有新原理线路保护研究均基于特定直流输电工程的线路边界进行研究, 因此有必要研究现有直流输电工程直流滤波器与平波电抗器的不同参数及配置方式对高频电压信号衰减特性的影响, 为依据线路边界高频电压衰减特性的直流线路保护研究打下坚实的理论基础。
1 直流输电线路边界及其高频电压信号衰减特性
直流输电线路的两端均加装有平波电抗器及直流滤波器, 由于其核心组成元件对高频信号有着天然的阻隔特性, 共同构成了直流输电工程高频信号的线路边界。图1所示为一直流输电工程典型线路边界, 图中Ui表示平波电抗器换流阀侧电压信号, Uo表示平波电抗器线路侧电压信号。
根据平波电抗器和直流滤波器的结构与参数, 仿真得到直流线路边界的幅频特性, 如图2所示。从图中可知, 对于直流滤波器要滤除的特征谐波, 线路边界表现出很强的衰减性, 而当信号频率大于2000 Hz时, 其经过线路边界后幅值衰减超过了-30d B, 这说明, 直流输电线路边界对于高频分量具有明显的衰减作用。
2 直流滤波器配置方式及其对高频电压信号衰减特性的影响
目前我国已投运±500 k V、±660 k V以及±800 k V等电压等级直流输电工程20余条, 根据相关文献[11,12,13,14,15], 现有直流输电工程很少使用单调谐直流滤波器, 双调谐滤波器结构简单, 现场调谐方便, 因此±500 k V及±660 k V直流输电工程普遍应用双调谐直流滤波器组, 而对于±800 k V特高压直流输电工程, 由于系统绝缘水平要求高, 因此采用元器件较少的三调谐滤波器。而对于不同的直流输电工程, 由于系统运行要求不同, 因此需要滤除的特征谐波也不尽相同, 因此根据直流滤波器设计原则[11,13], 即使对于相同电压等级的不同直流输电工程, 直流滤波器参数也可能会有较大差异, 综上, 有必要研究直流滤波器配置方式及参数变化对线路边界高频电压信号衰减特性的影响。
对于由双调谐直流滤波器组与平波电抗器构成的线路边界, 由于元器件较多, 本文此处首先以单个双调谐滤波器来分析双调谐直流滤波器组参数对高频电压信号衰减特性的影响。如图3所示, Ui表示平波电抗器阀侧电压, Uo表示平波电抗器线路侧电压, 其传递函数在可表示为式 (1) 。
由式 (2) 可知, 分子式的两个真根对应着两个调谐频率, 分母式的两个真根则对应着两个谐振放大点, 构成滤波器的电感电容值参数的变化直接影响到滤波器调谐频率的大小。当通过该边界的信号频率达到一定的值时, 分子式和分母式恒大于零, 此时该边界对高频信号的衰减程度主要由系数k决定, 即由电感L与电感L1的值共同决定, k值越大, 衰减幅度越大。
对于如图4所示的双调谐滤波器组, 线路边界的幅频函数可表示为
G1 (ω) 和G2 (ω) 为多项式中ω次数小于8的低次项, 由于项数较多, 且由上文分析可知低次项对高频信号的衰减程度影响很小, 限于篇幅, 本文在公式中以G1 (ω) 和G2 (ω) 代指。
表1给出了几种典型的现有直流输电工程双调谐直流滤波器组参数[10,11,12], 基于这些参数, 仿真得到了不同双调谐直流滤波器对应的线路边界高频衰减特性 (为了考察直流滤波器组元件参数变化对线路边界高频衰减特性的影响, 仿真采用的平波电抗器值大小相同, 均为200 m H) , 结果如表2所示。
而对于在特高压工程中应用的三调谐滤波器, 如图5所示, 参照上文分析, 线路边界幅频函数为
G3 (ω) 和G4 (ω) 为多项式中ω次数小于6的低次项。
对于由三调谐直流滤波器与平波电抗器构成的线路边界高频电压信号衰减特性, 衰减程度仍主要由系数k决定, k值越大, 衰减幅度越大。
表3给出了两种不同的三调谐直流滤波器参数, 基于这些参数的线路边界高频信号衰减结果如表4 (仿真采用的平波电抗器值均为200 m H) 。
理论分析以及表2和表4中的结果表明, 在相同平波电抗器参数下, 直流滤波器结构的变化对于线路边界高频信号衰减程度的影响不大, 高频电压信号衰减程度主要由参数k决定, 即平波电抗器电感值与直流滤波器串联谐振回路等效电感值比值决定, 由于直流滤波器串联谐振回路电感为高压电感, 受制造工艺及成本限制, 不宜选取过大, 由表1, 表3及相关文献[10,11,12,13]可知, 最近几年投入运行的直流输电工程双调谐直流滤波器组及三调谐直流滤波器串联谐振回路等效电感值一般在10 m H左右。
3 平波电抗器配置方式及参数对高频电压信号衰减特性的影响
3.1 平波电抗器电感值对高频电压信号衰减特性的影响
前文分析指出, 直流输电工程线路边界对高频信号 (>2000 Hz) 的衰减程度主要由平波电抗器电感值L以及直流滤波器串联谐振回路的电感值L1决定, 由第3节分析可知, 当直流滤波器采用贵广工程三调谐滤波器参数时, 由于对应参数k值最小, 线路边界高频电压信号衰减程度最小, 而我国在2000年后新建的直流输电工程均采用了油浸铁心式平波电抗器, 电感量最大值基本维持在0.2~0.4 H[16], 因此选取75~400m H间的平抗电感值, 结合贵广工程三调谐滤波器参数, 对线路边界高频电压信号衰减特性进行了仿真分析, 表5给出了相应的结果。
由表5可知, 平波电抗器电感值越大, 线路边界高频电压信号衰减程度越大, 与理论分析结果一致, 而在实际工程所采用的平波电抗器取值范围内, 线路边界对高频段信号 (>2 k Hz) 的衰减能维持在-18~-32 d B以上, 这就意味着频率大于2 k Hz的高频信号能量在穿越边界后衰减了大约2~3个数量级。这为利用高频信号能量研究新型线路保护创造了有利的条件。
3.2 平波电抗器分置对高频电压衰减特性的影响
对于目前已投运的高压直流输电工程, 平波电抗器多以安装在极线上方式布置。而在特高压直流输电工程中, 为了降低过电压水平, 消除两组12脉动换流单元中间母线电压谐波, 平波电抗器通常采用分置在极线和中性母线上的布置方式[17,18]。如图6所示, 平波电抗器分置与不分置时, 二端口网络可分别表示如下。
对于平波电抗器未分置的情况, 电压传递函数H1 (s) 为
式中:Ls为平波电抗器电感值;Z (s) 为直流滤波器组的等值阻抗。
同理, 对于平波电抗器分置的情况, 电压传递函数H2 (s) 为
式中, Lsp为极线上的平波电抗器电感值。
根据国内实际的特高压直流工程建设经验, 安装在极线上的平波电抗器值与安装在中性线上的电抗器值通常按照一定的比例配置。以糯扎渡±800k V工程直流输电工程为例, 其极线上安装的电抗器电感值为150 m H, 中性母线上安装的电抗器电感值为150 m H, 其电感值总量300 m H, 安装比例为1:1, 而宁东-山东直流输电工程及糯扎渡直流输电工程为例进行了相应的仿真研究, 其中宁东-山东直流输电工程电感值总量300 m H, 极线上安装的电抗器电感值为75 m H, 中性母线上安装的电抗器电感值为225 m H, 由式 (5) 和式 (6) 可知, 平波电抗器分置较平波电抗器不分置时电压传递函数的分母第一项小, 但整个分式结构相同, 参照本文第3节中的分析, 平波电抗器分置后的线路边界高频信号的衰减特性, 基本可以等价为分置后极母线上平波电抗器电感量大小对应的线路边界高频信号衰减特性, 仿真结果如表6所示。
表6结果表明, 由于平波电抗器分置后, 安装在极线上的电抗器电感值减小, 因此相对于平波电抗器未分置时, 线路边界对高频信号的衰减程度变小, 但仍保持在-24 d B以上, 而即使对于衰减程度最小的线路边界组合, 即直流滤波器采用贵广三调谐滤波器参数, 平波电抗器配置方式采用宁东-山东直流输电工程方案, 衰减程度也在-18 d B以上, 满足理论研究的需要。
4 结论
1) 对于现有的直流滤波器, 在实际直流输电工程所采用的平波电抗器取值范围内, 线路边界对高频电压信号有较大衰减, 频率大于2 k Hz的高频电压信号衰减维持在-18~-32 d B以上, 这就意味着高频信号能量在穿越边界后衰减了大约2~3个数量级, 为依据线路边界高频电压衰减特性的直流线路保护研究提供了物理基础。
2) 直流滤波器参数对线路边界高频电压信号衰减特性影响主要取决于串联谐振回路中电感值, 在平波电抗器电感值不变的情况下, 直流滤波器谐振回路中电感值越小, 线路边界高频电压信号衰减幅度越大。
3) 对于现有直流工程应用的双调谐直流滤波器组和三调谐直流滤波器, 直流滤波器的结构变化对直流输电线路边界高频电压信号的衰减特性影响不大。
信号特性分析 篇5
直接序列扩频一般采用高速调相伪码信号与需要传输的低速信号相乘操作来扩展发射信号的带宽,从而使得实际发射信号的能量得以分散到一个更大的带宽之内,最终使得原来在窄带宽内的高功率谱密度的信号转化为一个在非常宽带宽内的低功率谱密度的信号,因此该信号相对于常规的接收系统来说,实际发射信号的带内功率谱密度得到了极大的降低,在经过一段距离的传输之后,从信号接收端来看,该信号一般处于接收系统的噪声基底以下。如此一来,第3方( 通信侦察方) 就难以截获并检测到此信号,从而极大地增强了信号的LPI特性和反侦察能力。也正是此原因,直接序列扩频信号在军事通信等领域获得了非常广泛的应用[1,2,3,4,5]。
如果通信侦察方采用信号能量检测等常规手段,的确难以在侦察接收机的噪声基底之下检测到实际存在的直接序列扩频信号。但是随着电子侦察中信号处理技术的发展,目前已经提出了如循环谱、二次谱累积等新的检测方法[6,7,8,9,10,11],从而可以在噪声基底之下检测出处于负SNR状态的直接序列短码扩频信号。另一方面,对于直接序列长码扩频信号的非线性变换检测方法也得到了部分验证。针对这一情况,从扩频码片内相位取值的随机性和扩频码片间相位变化的平滑性2个方面对直扩信号的LPI特性进行了进一步的深入分析,并在此基础上提出了采用PM模拟调相信号来进行扩频的新方法。这一新型扩频信号将使得通信信号参数的随机性变化得到进一步的增强,同时也极大地提高了该信号的LPI特性与抗侦察反分析的能力。
1 传统的直接序列扩频信号模型
直接序列扩频实际上是一种调相扩频,传统的直扩通信系统收发两端组成如图1所示。
发送端将信源x( t) 调制后的复基带信号d( t)与一个高速率伪码信号c( t) 时域相乘,得到基带扩频信号,然后通过载波搬移到射频频段,进入信道进行传输。发射信号s( t) 可表示为:
式中,fc与θc分别为信号的载波频率与初相。接收端通过相反的过程,将射频信号搬移到基带后,本地伪码发生器产生一个与发送端相同的伪码信号,在扩频序列同步之后,用此伪码对基带扩频信号进行时域共轭相乘可得:
式中,fl与θl分别为本地载波的频率与初相; c*( t)为c( t) 的复共轭。将式 ( 1) 代入式 ( 2) ,并利用‖c( t)‖ = 1 ,可得:
式中,Δf = fc- fl与Δθ = θc- θl分别是接收端的频率与相位残留偏差,在后续的解调环节中通过锁相环可自动消除这一频偏与相偏,从而最终解调恢复出信源信号x( t) 。
在传统的直扩通信系统中,如果扩频伪码信号c ( t) 具有短时周期性,则称之为短码扩频信号。如前所述,在通信侦察中已经基本解决了对于这类信号的侦察问题,可采用如循环谱分析等方法来完成此类信号的检测与参数提取。但是如果扩频伪码信号c( t) 的周期非常大,如长达几个月甚至几十年,于是在短时间内可以近似认为c( t) 是没有周期性的,称这类信号为长码扩频信号。长码扩频消除了如上所述的短码扩频中扩频码序列周期性重复的缺陷,提高了扩频信号的反侦察能力,使得利用扩频序列的周期性进行累积的方法难以检测到此信号,所以目前在军事通信、测控和导航等应用中,长码扩频信号的使用也越来越普遍。而当前通信侦察的重点也集中在了长码扩频信号的截获与检测上,下面的讨论也主要针对此长码扩频信号展开。
2 扩频码片内的相位取值随机性要求
2. 1 对传统调相扩频信号的载频检测
虽然长码扩频信号的码片信息序列已经消除了序列的周期性,使得利用扩频码片信息序列周期特征进行侦察分析的方法失效,但是目前在工程实际中为了保证发射信号包络恒定、调制平衡和实现简洁,在扩频码片内一般采用MPSK相移键控调制形式,即在一个码片内c( t) 只能离散取如下数值:
式中,M表示调制阶数; Tc表示一个扩频码片的时宽; n表示序号; k∈ {0,1,2,…,M - 1} 。如果将式( 4) 代入式( 1) ,可得长码扩频信号形式如下:
针对具有上述特点的信号,通信侦察方可以采用M次方非线性变换的方法来消除相位调制的影响:
通常情况下dM( t) = γ为常数。经过上述变换之后调制信息会被去除,式( 6) 所代表的信号将成为一个单载波信号,其检测SNR将得到极大提高,通过频谱长时累积等经典信号检测方法,是可以完成该信号的检测的。这样一来,即使是隐藏于接收机噪声基底以下的长码扩频信号也能够得以检测出来。
2. 2 码片内相位随机性取值
在2. 1节中通信侦察方能够实现对该类信号进行检测的关键在于: 式( 4) 所表达的扩频伪码序列中每一个码片内相位的离散规律性取值。为了提高直扩信号的反侦察能力,就需要消除式( 4) 所表达的对码片内相位取值的约束条件,使得一个码片内c ( t) 在 [0,2π) 范围内可以连续随机取值,而取值分布特性为 [0,2π) 范围内的均匀分布,于是新的扩频序列c1( t) 构造如下:
式中,rand( n) 表示 [0,1) 范围内的均匀分布伪随机函数,在Matlab中就有这样的函数实例。这一设计消除了扩频码片内调制相位离散取值的规律性,同时也消除了通信侦察方利用式( 6) 来实施信号检测的可能性,进而增强了长码扩频信号载波信息的反侦察能力。
3 扩频码片间的相位变化平滑性要求
3. 1 对调相信号的码速率谱线检测
虽然扩频码序列c1( t) 实现了码片内相位取值的伪随机变化,保护了长码扩频信号的载波信息不易被外界所 获取,但是通信 侦察方还 可以利用“c1( t) 在一个扩 频码片持 续时间内t∈((n -1 )Tc,n T c]取值固定”这一特征来实施数字调相信号的码速率谱线检测。采用式( 7) 对复基带信号d( t) 进行扩频,得到的发射信号sl,1( t) 如下:
无论是从sl,1( t) 的信号形式,还是从实际信号产生方式上分析,该信号都符合“等间距冲激脉冲调制信号”的信号模型,而这一类信号在频域上都具有以码片周期的倒数为间隔的相位循环特性,利用该特性就可以通过信号频谱自卷积求模运算来得到信号码速率谱线信息[12]; 另一方面,信号频谱自卷积求模运算也可通过信号的平方谱操作来实现。于是通信侦察方可利用这一信号处理手段,再加上长时间信息积累等措施,也能在频域中将式( 8) 所表达的码片内相位随机取值的调相扩频信号检测出来。
3. 2 码片间相位平滑变化
在3. 1节中通信侦察方能够实现对改进之后的调相扩频信号进行检测的关键就在于: “c1( t) 以扩频码片时间宽度为周期进行相位跳变”这一规律性特征。为了提高直扩信号的反侦察能力,就需要消除这一约束条件,使得扩频码的码片间的相位平滑变化。一种简便的处理方法就是对c1( t) 对应的相位信号cb( t) = 2π·rand( n) 进行低通滤波处理,滤波器带宽取为原扩频码的码片周期的倒数的一半,记为Bc,且Bc= 1 / (2T c)。滤波之后的信号记为ca( t) ,即有:
式中,filter( ●) 表示滤波函数。利用式( 9) 对复基带信号d( t) 进行扩频,可得发射信号sl,2( t) 如下:
这样一来就消除了通信侦察方利用“等间距冲激脉冲调制信号”的特性来获取调相扩频信号的符号速率谱线信息的可能性。
4 采用 PM 模拟调相信号进行扩频
如前所述,为了提高传统长码扩频信号的LPI特性,要求扩频码码片内的相位取值要具有随机性,码片间的相位变化要具有平滑性。于是最终所到的扩频信号c2( t)如下:
从本质上讲c2( t) 是一个带宽为Bc的模拟信号,c2( t) 除了可以取式 ( 11 ) 所表达的形式之外,也可以采用其他形式。由此看来,只要通信发射方与接收方都能合成出一个具有相位随机变化的带宽为Bc的模拟调相信号cd( t )= exp (j·φ ( t) ),就都可以作为调相扩频信号来使用,式中φ( t) 为具有随机性的相位调制函数,于是在发射端新发射的扩频信号sN( t) 如下:
在接收端扩频信号同步之后,用此PM模拟调相信号cd( t) 对基带扩频信号进行时域共轭相乘,即可实现扩频信号的解扩:
由此可见,采用PM模拟调相信号进行扩频,在接收端扩频信号同步之后进行解扩,仍然可以恢复出发射端的传输信号。
采用PM模拟调相信号进行扩频完全满足扩频码片内的相位取值要具有随机性,码片间的相位变化要具有平滑性的要求,这样一来,通信侦察方采用前面所提到的方法也不能实现在噪声基底之下对该类调相扩频信号的截获与检测,极大地增强了信号传输的LPI特性和反侦察能力。但是在对信号形式进行改变之后,在通信接收端的扩频信号同步捕获与跟踪环节也需要进行相应的调整,因为在传统的采用固定码片宽度取值的扩频系统中,扩频信号相关峰判别和超前延迟锁定环都是以半个码片宽度为单位进行设计的,在采用PM模拟调相信号进行扩频之后,不再具有扩频码片宽度的概念,取而代之是PM模拟调相信号的带宽Bc,所以在进行关峰判别与超前延迟锁定环设计时,需要以1 / (2B c)为时间间隔单位进行考虑,因为1 / (2B c)在一定程度上就等效于原来传统的直接序列扩频信号的码片宽度Tc。除此之外,其他的捕获与跟踪过程都与以前的形式类似,在此就不再展开讨论了。
5 仿真验证
仿真条件: 通信侦察接收机的中频中心频率为15 MHz,中频3 d B带宽为10 MHz,采样频率为100 MHz; 通信传输方的基带信号采用BPSK调制,在接收机中频处的载波频率为13. 3 MHz,扩频码序列是取值为±1的长码序列,扩频码速率为4 Mcps,通信侦察方接收到的扩频之后的信号带内信噪比SNR为 - 6 d B,该信号的频域幅度谱如图2 ( a) 所示,为了便于对比,在图2( b) 中显示了扩频信号的带内信噪比SNR为 + 6 d B时的频域幅度谱。
由图2( a) 可知,当信号的SNR为 - 6 d B时在接收机的中频带宽内,在频域上完全看不到直扩信号的存在,只能看到反映中频滤波器形状的噪声基底; 当SNR为 + 6 d B时,在中频滤波器噪底上出现一个小包,实际上就是该信号的幅度谱。下面就针对SNR为 - 6 d B的直扩信号进行检测与参数分析。
虽然这是一个负信噪比信号,但是按照本文前面所提出的方法,通过对上述采集信号进行平方非线性变换再做频谱分析,并积累10次,则变换积累之后的信号幅度谱如图3所示。
从图3中可以明显观察到26. 6 MHz的2倍载频谱线和4 MHz的符号速率谱线。这一仿真结果说明,即使是对于负信噪比( SNR = - 6 d B) 的直接序列扩频信号,通信侦察方也能对该信号实施截获与检测,还可以分析出该信号的载波频率和符号速率2个信号参数。其重要原因就在于该信号的扩频码片内的取值为±1,对应于相位仅有0与π两种情况,而且这2种相位之间切换都是按照扩频码速率进行的,这2点极具规律性。通信侦察方正是利用了上述规律性特征,实现了对负信噪比条件下的直扩信号的截获与参数分析。
根据第2节中所提出的方法,对传统的直接序列扩频信号进行改进,首先按照式( 7) 对扩频码片内的信号相位取值进行随机化处理。所产生的新的扩频信号在经过平方变换后做频谱分析,并积累10次,信号幅度谱如图4所示。由图4可知,在对扩频码片内的相位进行随机化处理之后,2倍载频谱线消失了,即通信侦察方无法通过平方非线性变换和变换谱累积的方法来检测并提取这一新的直扩信号的载频信息。但是该信号4 MHz的符号速率谱线仍清晰可见,即通信侦察方还可通过符号速率谱线信息来截获与检测此信号。
为了进一步增强直扩信号的抗截获反侦察能力,在实现扩频码片内相位随机性变化的基础上,根据第3节提出的方法,依据式( 9) 对扩频相位曲线进行滤波,消除扩频码片之间相位变化的不连续性特征,在滤波之后按照式( 10) 再实施扩频,这样一来,实际上等效于采用PM模拟调相信号进行扩频。在仿真中,对扩频相位曲线进行低通滤波处理,滤波器的3 d B带宽取为2 MHz。于是所产生的新的扩频信号在经过平方变换后做频谱分析,并积累10次,信号幅度谱如图5所示。
由图5可知,在变换积累的频域幅度谱上没有任何特征信息出现。所以通过增加扩频码的码片内相位变化随机性和码片间相位变化平滑性之后,将扩频信号的载波信息和符号速率信息都进行了较好的隐藏,从而使得通信侦察方采用现有手段也难以截获与发现。
6 结束语
信号特性分析 篇6
1 司机室内噪声形成的原理
1.1 噪声属于向司机室内传入的空气声
向司机室内传递噪声的主要途径就是通过声波的透射及泄露的方式, 直接影响司机室内空气声传入的重要因素是司机室的隔声性能和相应的密封程度, 形成了司机室内复杂的声场环境的主要原因还是由于噪声源通过不同的传播方式和作用机理。
1.2 司机室内部振动噪声及特性
噪声:由于司机室内部的组成零部件比较多, 随之产生的振动也就沿着相互接触的零部件而向外传递, 每个零部件振动传递的路径不同, 因此受到的振动激励也都不一样。导致司机室内的振动噪声变得复杂的主要原因就是因为不同频率的振动信号通过接触、传递, 然后在相互叠加在一起而形成的。
特性:由于空气、固体传播噪声能量的速度因结构的不同和噪声频率的变化而变化。主要分为两种噪声, 第一种是混响声, 混响声指的是噪声源发出的声波经过司机室内壁板一次或多次反射而形成的。第二种就是司机室内噪声, 司机室内噪声主要是由直达声固体声和空气声与室内混响声叠加的结果而形成的。
2 噪声源成分分离
为有效控制工程机械驾驶室内噪声, 利用集合经验模态分解 (ensemble empirical mode decomposition, EEMD) 后的本征模函数作为稳定独立成分分析 (independent component analysis, ICA) 算法中的多个虚拟通道, 提出了基于EEMD和ICA相结合的驾驶室内噪声盲源分离方法。
在源信号和传输通道未知的情况下, 独立分量分析 (Independent Compo-nent Analysis, ICA) 为较新的信号处理方法, 在机械设备故障诊断及状态监测中独立分量分析的盲源分离 (Blind Signal Separation, BSS) 方法已获得成功的应用。利用源信号之间的统计独立性的ICA算法应用较为广泛。
ICA算法是根据一定的优化准则, 对观测信号进行变换, 通过观测信号所得到近似源信号, 在分离过程中通过计算分离量的非高斯性的度量来判断是否完成对各独立分量的分离。而在源信号与传输通道参数均未知的情况下盲源分离问题存在两个不确定性问题:输出分量排序顺序的不确定性, 输出信号幅值的不确定性。
利用独立分量分析, 有一个很重要的限制条件:其通道数必须不少于源信号数。但是在我们的实际测量中很难预先知道源信号的数目, 而且通过无限增加采集通道数目方法识别源信号会造成不必要的浪费甚至增大试验难度。
3 降噪措施
噪声的传播主要是通过空气传声和固体传声两种途径。空气传声就是从噪声源出发, 以空气为媒质传播噪声。固体传声就是机器工作时产生的振动在固体物质中传播, 然后从固体物质中辐射出噪声。因此, 降低司机室噪声要在这两方面下功夫。
3.1 固体声控制
控制噪声传入司机室的关键就是减少或阻滞振动传入主车架和车体钢结构控。除加强车体、车架本身的刚度外, 主要采取隔振和增强车体阻尼。司机室底板架以及壁板等覆盖件的设计改进措施以提高结构刚度避免关键频率点的共振, 与司机室底板连接的部件进行连接方式改进隔绝或减弱振动传入这些都是控制固体噪声传播的有效措施。
3.2 空气声控制
改进提高司机室减振系统隔振性能, 司机室内进行隔声治理, 这样能够降低传入空气噪声, 控制噪声主要从控制声源发声与切断声音传播途径两方面研究。如阻断和屏蔽声波的传播, 或衰减声波的传播能量。从声音传播的根本途径上考虑降低噪声。主要包括以下几点: (1) 在设计司机室的时候将噪声源布置在远离司机室; (2) 加强司机室的隔声、吸声效果; (3) 提高司机室的密封性。
4 结语
为了提升产品的节能效果并达到发达国家实施的噪音标准, 提升产品的质量, 这不仅仅只是要求工程机械的基础配套件制造水平的提高, 更是对整个综合减振降噪的技术提出了更高的要求。因此, 本文通过对司机室内噪声来源、噪声传播途径和产生机理, 解决措施进行了分析和论述。采用多种方法相结合的研究策略, 可识别复杂坏境下司机室内的噪声, 为更进一步的治理司机室噪声提供分析方法。
摘要：随着社会的发展, 科技的进步和环保意识的观念增强, 现代化工业生产不断进步发展, 工程机械行业的发展已成为机械行业的第四大产业。因此, 机械设备故障诊断技术的问题也越来越受到人们的关注。NVH (naise, vi-bration and harshness) 的重要指标之一就是工程机械室内噪声, 工程机械噪声的研究有利于增强我国机械产品在国际上的竞争力, 有利于我国迈向机械制造强国, 所以, 室内噪声信号盲源的问题的研究有着十分重要的意义。
关键词：工程机械,室内噪声,特性分析
参考文献
[1]王丽, 周以齐, 于刚, 米永振.基于EEMD和ICA方法的驾驶室内噪声源时频分析[J].山东大学学报 (工学版) , 2014 (02) :80-88.
[2]孟宗, 蔡龙.基于EEMD子带提取相关机械振动信号单通道盲源分离[J].振动与冲击, 2014 (20) :40-46+51.
COTDR散射信号相关特性的研究 篇7
相干光时域反射仪用于分布式光纤传感的温度与应变测量, 且以其高分辨率引起了国内外学者的高度重视。基于布里渊散射原理的光纤分布式传感技术由于其频率偏移与温度和应变存在线性关系, 因而吸引了大量研究者的注意力[1]。但传统的BOTDR (布里渊光时域反射) 系统的频率分辨率为1 MHz, 对应的应变分辨率为20 με, 温度分辨率为1 ℃[2,3,4,5]。而在COTDR (相干光时域反射) 系统中, 在1 550 nm时, 光源频率134 MHz的变化对应的传感温度变化为0.1 ℃, 应变变化为890 με[1], 因此COTDR可获得更高的传感精度, 且系统只需检测后向瑞利散射, 而瑞利散射功率远大于布里渊散射功率[6], 这样使得瑞利信号更容易获取。
后向瑞利散射曲线具有可再现性和可恢复性[6]。可再现性是指光纤在相同的外界条件 (相同的温度和应变) 、同一激光频率下测得的OTDR曲线总是呈现完全相同的波形;可恢复性是指光纤的温度或应变发生变化引起的波形变化可通过调整激光的频率来还原, COTDR技术正是利用了后向瑞利散射曲线的这种起伏特性, 在测量分布式温度和应变方面具有很高的测量分辨率。
1 COTDR系统传感原理
作为强相干光的入射光脉冲从光纤的一端注入, 用光探测器探测到的后向散射信号是脉冲宽度前1/2的区域内各点返回到入射端的瑞利散射光相互干涉后的信号[7,8]。传感光纤某区域内的温度或应变发生变化时, 由于热膨胀或弹光效应, 该区域内光纤的折射率及密度将发生变化, 从而导致该区域后向瑞利散射光相位的变化。由于变化区域内的散射光传输到探测器后的相位差发生变化, 因此, 最终干涉的结果将会引起后向瑞利散射光强的变化。通过探测后向瑞利散射光强的变化和入射脉冲与探测到的信号之间的时间延迟, 可以准确地定位温度和应变变化发生的位置。这里用后向瑞利散射的离散模型来说明光相干原理, 如图1所示。在离散模型中, 后向散射的过程可以描述为光纤中一系列随机分布的散射点对入射光产生散射的过程。
图1 (a) 为后向瑞利散射的离散模型, 这里将传感光纤进行分段, 每段的长度为光脉冲在光纤中长度的一半, 我们对第k段进行分析。设第k段光纤内共有M个散射点, 输入端接收到M个脉冲, 如图1 (b) 所示。
当光纤的一端注入脉宽为W的光脉冲时, 在tk=kW时刻光纤输入端接收到的后向散射信号的光场[9]为
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式中, E (tk) 为tk时刻第k段光纤中所有后向散射信号的幅度之和;M为第k段光纤中散射点的总数;ai和τi分别为第i个后向散射信号的幅度和时延。后向散射场的光功率表达式为
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任意两个后向散射信号之间的时间差为
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式中, Lnm是第n个散射点和第m个散射点之间的距离;n为光纤的折射率;c为光在真空中的传播速度。当传感光纤外部的温度或应变发生变化时, 光纤的折射率、长度和散射点之间的距离可能会发生改变, 于是
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式中, n (T, ε) 和n (T0, ε0) 分别为温度变化后和温度变化前的折射率;cε为瑞利相关频移应变系数;cT为瑞利相关频移温度系数;Δε为应变的变化量;ΔT为温度的变化量;Lnm (T, ε) 和Lnm (T0, ε0) 分别为温度变化后和温度变化前光纤的长度;ρT为传感光纤的热膨胀系数。
温度或应变的变化导致时间差的变化, 由式 (2) 可知, 光功率也会发生改变。如果调节光源频率变化Δν, 使光功率保持不变, 于是有
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根据探测信号频移变化与温度和应变的近似线性关系, 可进行温度与应变的分布式传感。对频移变化的检测, 可通过对不同频率光的散射进行频域互相关运算获得, 类似于图像处理技术中的图像匹配原理。
2 仿真分析
根据上一节阐述的传感原理, 在MATLAB软件中对基于COTDR技术的分布式光纤传感系统进行了仿真, 并对COTDR传感信号的相关特性进行了分析研究。程序流程图如图2所示。图中, Pa (f, z) 为已知温度或应变时整个光纤的功率, Pb (f, z) 为温度或应变变化后光纤某个区域的功率。
仿真中, 采用中心波长为1 550 nm的激光器作为系统光源, 频率调节范围为1.6 GHz, 步进间隔为20 MHz。在常温下, 对COTDR传感信号按距离-频率-功率进行仿真并计算其相关带宽, 仿真结果分别如图3、4所示。
本文中, 相关带宽定义为散射信号相关峰值下降一半时的频域宽度。对不同脉冲宽度下的相关带宽进行计算并整理, 结果如图5所示。
从图5中可以得到如下结论:脉冲宽度与相关带宽成反比, 即脉冲越窄, 相关带宽越大;脉冲越宽, 相关带宽越小。当进行温度和应变传感时, 在脉冲较窄的情况下, 由于相关带宽较宽, 可用较大的频率步进进行测量, 这样可增大温度或应变传感范围, 较窄脉冲也使空间分辨率得到提高;在脉冲较宽的情况下, 由于相关带宽较窄, 可用小的频率步进进行测量, 这样可使传感精度得到提高, 但宽脉冲会使空间分辨率下降。
3 结束语
本文分析了COTDR系统中传感信号的相关特性, 并在MATLAB软件中进行了仿真, 结果表明:入射脉冲宽度与散射信号相关带宽成反比, 在不同应用场合可采用不同宽度的入射脉冲。该结论对COTDR分布式光纤温度与应变传感的研究具有重要参考意义。
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