关键词：
AC/DC（精选七篇）
AC/DC 篇1
关键词：功率因数校正,不间断电源,计算机仿真,变换器,电路拓扑
0 引言
本文在分析比较了常用单相半桥不间断电源(UPS)系统结构[1,2,3,4,5,6]的基础上,采用一种新型的正负输出Boost功率因数校正(PFC)电路拓扑,并引入单周期控制技术[7,8,9,10,11,12]优化了整个系统。原理分析表明,该拓扑的电路结构及控制简单;开关管只承受一半的直流母线电压,电压应力较低;输入电流的谐波失真(THD)较小。
1 拓扑结构及工作原理
当今的UPS系统均采用功率因数校正技术,UPS的输入功率因数是反映UPS对输入电源的利用率和UPS可能产生的对市电电网的谐波污染的重要指标。目前在电信、计算机和医学设备等领域所使用的UPS系统大多都是采用单相半桥逆变的拓扑结构,如图1所示。当us工作在正半周期时,VT1导通、VT2关断,电源给电容C1充电;当us工作在负半周期时,VT1关断、VT2导通,电源给电容C2充电。从而在直流侧C1和C2上得到一个稳定的直流电压,同时给直流侧蓄电池充电。再分别控制VT3和VT4交替导通,就可把直流侧电压逆变成一交流电压提供给负载。当输入交流电源us突然消失时,直流侧蓄电池可以提供能量,保持直流侧电容两端的电压基本不变,可以使得逆变器继续稳定工作,从而实现UPS的功能。该结构具有以下优点[1,2,3,4,5,6]:电路简单,开关器件数少,不需要隔离变压器;能够满足交流侧电流为正弦、单位功率因数和非线性负载调制。因此半桥拓扑结构在系统紧凑性、低成本和高性能方面有很大潜力。
图2给出了一种新型的单相半桥逆变UPS系统拓扑图,图中虚线框内是一个采用单个功率开关器件组成的AC-DC/DC-DC变流器。开关VT1、电感L1和二极管VD1~VD6组成的AC/DC升压变换器。当Sa闭合、Sb断开时,该变换器可以实现交流侧输入电流为正弦,并达到单位功率因数;当Sa断开、Sb闭合时,即由储能电池提供电能时,该变换器又能组成一个DC/DC升压电路,以实现直流母线电压恒定。该变换器一共有4种工作模式,下面介绍每种工作模式的工作原理[13,14,15]。
1.1 交流侧电源正常运行模式(即Sa闭合、Sb断开)
交流侧电源正常运行模式采用PWM技术进行控制,使电感L1上的电流为近似正弦波,同时保持直流母线电压恒定不变,开关VT1用于调节交流侧电压us正负半周期电流。当交流侧电压us在正半周期时,如果开关VT1闭合,电流产出的路径为us→L1→VD2→VT1→VD3→us,并在电感L1上存储能量。
VT1闭合:
然后断开VT1,改变电流从交流侧向直流侧输送功率的路径,释放电感上的部分储能,电流通过us→L1→VD5→C1→us给电容器C1充电。
VT1断开:
us处在负半周期时的分析相似,若VT1闭合,电流经us→VD4→VT1→VD1→L1→us流过,并在电感L1上存储能量,VT1断开时,电流经us→C2→VD6→VD1→L1→us路线给直流侧电容器C2充电。
1.2 电池供电模式
一旦交流侧断电,开关Sa断开,Sb闭合,升压变换器切换到由储能电池供电,此时电路工作在DC/DC升压变换状态,将储能电池提供的直流电升压后给负载提供能量,以维持直流侧电压恒定。开关VT1首先导通,以产生一个电流经UB→L1→VD2→VT1→UB在电感L1上储能。
VT1闭合:
然后VT1断开,电池和电感上的部分储能通过直流母线传送到负载上,电流给直流侧电容器充电,电流路径为UB→L1→VD5→C1→C2→VD6→UB。
VT1断开:
很明显,对于正常运行模式下,开关VT1仅承受直流母线电压幅值的一半,因此开关器件的功率损耗和电压应力都比较小。除此之外,由式(1)和式(4)可以看出,直流母线上的电容器电压都不受升压电感电流影响,因此电流纹波和谐波失真都比较小。
2 统一控制策略
考虑到线电压在正负半周期分别只有一个电容器电压可以被控制,因此采用2个控制器分别控制2个电容器电压,如图3所示(kc为比例系数),因为2个PI控制器相同,因此不需要增加额外的设计工作,而且更重要的是,这种方法可以解决电压不平衡校正的问题,相同的控制策略在蓄电池工作模式下也同样适用。
前面2个低速PI控制器用来调整DC电容器电压,1个高速PI控制器控制输入电流[14]。2个PI调节器分别在正负半周期产生2个电流参考值,线电压us提供在正常工作模式下的给定值,而在蓄电池供电模式下电压给定值由逆变器输出电压uout提供,多路开关根据给定的正弦信号在2个电流参考值之间切换。
3 仿真研究
为了验证理论分析的正确性,本文利用Matlab仿真软件下的Simulink和Powersystems工具箱对该电路进行了建模和仿真研究,仿真模型图如图4所示。其中SPWM子模块产生2路SPWM脉冲信号对开关VT3和VT4进行控制;而S1PWMPulse子模块是用来产生对开关器件VT1进行控制的脉冲信号。
S1PWMPulse子模块的部分内部控制框图如图5所示。由图5可见,2个PI调节器分别在正负半周期产生2个电流参考值is*,线电压us提供系统在正常工作模式下(即交流侧电源工作模式)的给定值,而在蓄电池供电模式下电压给定值由逆变器输出电压uout提供(由于篇幅有限,略去框图),多路开关根据给定的正弦信号在2个电流参考值之间切换,然后再利于电流参数值和交流侧的实际电流is进行比较,所得误差值通过PI调节器,从而得到调制信号,然后再将调制信号和三角载波进行调制,以得到对开关器件VT1进行控制的脉冲信号。
该系统仿真参数为:交流电源us=100 V;IGBTs的开关频率为20 k Hz;储能电池电压UB=48 V;直流母线电压Udc=360 V;电容器C1=C2=470μF;电感L1=0.45 m H;负载电阻R=10Ω;滤波电感L2=100 m H;滤波电容C3=47 p F。图6给出了在正常交流电源供电模式下的交流侧电压、电流和直流侧电容器电压的仿真波形;图7给出了由蓄电池供电模式下的蓄电池电流、电容器电压和负载输出电压和电流。
由仿真波形图可以看出,当系统运行在由交流侧电源供电模式下时,交流侧电压和电流基本上同相位,说明该变换器能够实现单位功率因数运行,并且电流的波形也近似为正弦波(其谐波失真THD=2.8%),说明交流侧电流的谐波很小,完全能够满足电网的要求。当系统运行在由蓄电池供电模式下时,电容器上的电压能够保持基本稳定,负载输出电压为正弦,但负载电流的负峰值要比正峰值小一些,这是由于电容器C2的电压在蓄电池供电模式下会下降到所需要输出电压峰值以下的原因。
4 结论
AC/DC 篇2
摘要：单级功率因数校正(简称单级PFC)由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了广泛的应用。但是，单级PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级
1 概述
为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-?2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。
PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。
单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的`电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。
因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。
2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题
典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。
众所周知，电流断续模式（DCM）的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，
AC/DC 篇3
摘要：本文设计了一种应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路。该电路输入电压范围110V～220V，输出电压稳定在约5.8V。本电路仅在开关电源芯片中功率开关关断的半周期，通过高压JFET抽取外部电源电能给储能电容充电，来维持输出电压的稳定，具有输入电压范围广，电路结构简单的特点。通过HSPICE仿真实验，取得预期的效果。
关键词：片内电源；AC/DC开关电源；低功耗
片内电源电路是集成在半导体芯片内部的电源模块。其作用主要是从外部电源(例如220V市电)中获取电能，并把能量转化芯片内部其它模块可接受的稳定直流电平，给内部其它模块供电。目前，片内电源在纹波幅度、调整范围、功耗等技术指标上还不能达到外部电源的水平，但是，片内电源具有设计指标灵活、成本低廉、可集成等外部电源不可比拟的优势。因此，片内电源将会成为未来电源的另一个发展方向。
1电路结构及功能分析
如上图1所示，是本文设计的应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路整体结构。Vin为片内电源电路的输入端口，220V的交流电源经过半桥整流滤波后通过此端口输入。BP为片内电源电路的输出端口，输出一恒定电压Vout为AC/DC开关电源芯片的其它子模块供电。Gate为AC/DC开关电源芯片中功率MOSFET栅驱动信号，为高时功率MOSFET导通，为低关断。输入检测信号为本片内电源电路的欠压保护信号，当Vin低于110V时片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。
在AC/DC开关电源芯片工作过程中，每个时钟周期对片内电源模块输出电压Vout进行检测，如果输出电压低于设计要求，并且开关电源芯片其它保护模块输出正常的情况下，在Gate为低的半周期对输出端电容C0充电，直到输出电压满足设计要求，停止充电，从而使输出电压保持恒定。本功能由上图1所示的充电控制部分和模拟充电部分来实现。充电控制部分包括：输出电压检测模块，数字逻辑控制模块。模拟充电模块包括高压JFET，MN1，MN2，电阻R0，储能电容C0。
充电控制模块是本电路设计的重点难点，其具体设计过程如下：
1.1输出电压检测模块的设计
输出电压检测模块电路如下图2所示，BP端输出电压Vout经过电阻网络分压后产生3路输出D1，D2，D3，这三路输出分别输入到COM2，COM1，COM3三路比较器中，与基准电压进行比较。COM1输出欠压信号A5，欠压为高，不欠压为低。COM2输出过压信号A6，过压为高，不过压为低。COM3的输出控制泄流支路，当Vout (BP电压)高于7V时，给电容C0提供一条泄流通路，使BP电压低于7V，对电路进行保护。
1.2数字逻辑控制模块的设计
数字逻辑控制模块电路如下图3所示，A5，A6为输出电压检测模块对BP端口电压检测后输出的欠压信号，过压信号；A7为A5，A6经过寄存器后产生的中间信号，X1为输入电压的检测信号，正常为低，当输入电压过低(X1为高)时，片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。
Gate为AC/DC开关电源芯片中功率管的栅控制信号，本片内供电模块仅在功率管关断的时间进行充电。Regulator为过压欠压逻辑单元模块的输出信号，它来控制模拟充电部分对储能电容充电。片内电源在从上电到系统稳定需要经过以下三种工作状态：
① 状态1：储能电容电压Vout低于4.8V。
过压欠压电路的输出A5=1，A6=0。
经过RS触发器，得出A7=1，上支路的输出为1。
于是Regulator信号输出由上支路决定，始终为0。储能电容从0充电会一直充至4.8V而不受各内部信号的影响。
② 状态2：储能电容电压Vout充至略大于4.8V。
过压欠压电路的输出A5，A6由状态1的10转换成00。此时RS触发器为保持状态，于是A7保持为1，上支路的输出由1变为0。此时Regulator由下支路决定，若X1=1(输入电压Vin过低)，Regulator=1(不充电)；若X1=0(输入电压Vin正常)，则Regulator由Gate信号决定。所以储能电容达到4.8V后，若X1信号为1，储能电容将不再充电。若X1信号为0，储能电容在功率管关断周期充电，可充至5.8V。
③ 状态3：储能电容电压由Vout由继续升高，大于5.8V时。
当状态2最后一种情况Regulator由Gate决定，Vout充电至大于5.8V时。过压欠压电路的输出A5，A6由状态2的00转换成01。经过RS触发器A7信号要改变为0，下支路A7与X1的与非使得X1对Regulator无影响。A6经过反向器后的0信号使得Gate对Regulator也没有了影响。此时Regulator输出完全由A5，A6，A7来决定，输出为1(不充电)，直到储能电容的电压回落至5.8V以下。
2仿真结果
仿真条件：本文采用CSMC 700V BCD工艺库和HSPICE进行仿真，Vin电压从0V上升到300V，然后维持稳定。
仿真结果如右图4所示：当Vin从0V上升到300V的过程中，A5，A6状态从10转换到00再转换到01，当芯片稳定工作时其在00，01之间转换从而维持输出稳定在5.8V，达到设计要求。
3结束语
本文设计了一种新型的片内电源电路，具有功耗低，输入电压范围广，电路结构简单等特点。适用于各种开关电源芯片进行片内供电。通过电路仿真，本电路设计满足设计要求。
参考文献
[1]方健 李肇基 张波等. PSoC－新一代SoC技术. 中国集成电路第50期. 2003.7
[2]张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计. 北京：电子工业出版社 2000
[3]Phillip E.Allen. CMOS模拟集成电路设计(第二版). 电子工业出版社
[4]Data Sheet TNY264/266-268，Power Integration INC.
[5]张乃国. 电源技术[M]. 北京：中国电力出版社 1999
[6]“全球电源管理IC的发展趋势” 中国电源信息网
作者简介
AC/DC双电源供电系统设计 篇4
随着科技的发展, AC/DC双电源供电系统在社会各个领域的运用越来越广泛, 因此, 对该供电系统的可靠性提出了更高要求。作为系统的供电部分, 特别是在一些要求不间断供电的场合, 对其系统可靠性要求就更为严格。一般的AC/DC双电源供电系统都匹配有备用供电电源, 实现主电源和备用电源的双重有效性就是我们要解决的问题。
1 利用MAX1873进行双电源供电系统设计
1.1 MAX1873的内部结构及典型应用电路
MAX1873的功能结构如图1所示, 典型应用电路如图2所示。
1.2 充电电压设计
在VADJ端和REF端之间接入电阻分压器R1、R2, 改变这2个电阻分压器的值R1、R2可设定充电电压极限值。充电电压极限值的计算公式为:
因为VREF=4.2 V, 则:
由图2可得:
因VADJ端内部接有缓冲区, 故外接分压电阻应具有较大的阻值, 通常R2典型值为100 kΩ。
1.3 充电电流设计
充电电流ICHG由电流取样电阻RSENSE和充电电流设置端SETI的电压值所决定。电流取样放大器检测电流取样电阻两端的电压, 与电流取样放大器输出电压比较, 当SETI接REF端时, 可输出最大充电电流。最大充电电流IPS的计算公式为:
式中, 185 m V是CSS与BATT端的最大电压值。
在不改变取样电阻值RSENSE的情况下, 为了将充电电流设定在合理的位置, 可通过改变R3、R4的阻值以调节VSETI的电压值, 来达到改变充电电流的目的。由图2可得:
式 (5) 、 (6) 中, VSETI为SETI端电压值;ICHG为充电电流值;RSENSE为取样电阻值;VREF为4.2 V基准电压值。
1.4 最小输入电压设计
最小输入电压VIN, min一般略高于电池组充电电压极限值, 其计算公式为:
式中, VIN, min为最小输入电压;VBATT为电池组充电电压极限值;VV1为肖特基二极管V1管的压降;RDS (ON) 为V3的导通电阻;RL为电感L1的电阻值。
2 本电源主要模块
2.1 电源供电状态检测电路
供电状态的检测通过在15 V电源和5 V电源之间添加一个光耦TLP521-1来完成, 当有市电供电时, Status输出低电平;当无市电供电时, Status输出高电平。其电路原理如图3所示。
2.2 充电控制电路
充电控制电路基本工作原理如图4所示:电源适配器输出直流电压19.5 V, 经过隔离二极管Dl加到MAX1873的15脚。U2为充电驱动信号输出开关管;R2为充电电流检测电阻, 用于检测充电电流的大小;R1为系统电流的检测电阻;R3、R4为充电截止电压调整电阻。输入的直流电压经过隔离二极管D1, 一方面通过D2向系统电路供电, 另一方面通过U2、L1、R2对锂电池充电。芯片通过对电阻R2上的电压采样, 经电压误差放大器放大, 转换成直流分量反馈到芯片内部, 从而控制MAX1873的14脚输出PWM波的占空比, 通过占空比的调节来控制P沟道场效应管NDS8435A源漏极的导通与截止时间比, 使U2的导通电流即锂电池的充电电流发生变化。如果流经R2上的电流过小, MAX1873的14脚会输出控制电压使U2的电流相应增加;反之, 流经R2上的电流过大, 由MAX1873的14脚输出控制电压使U2的电流相应减小, 从而使锂电池组有一个恒定的充电电流。当检测电阻R2上的电流 (ICHG=0.2V/RCSB) 很小且达到充电电流最小值或0时, MAX1873从14脚输出低电平的脉冲控制信号, 关断U2, 停止对电池充电。R1用来检测输入电流, 以控制负载电流和锂电池充电电流之间的供电平衡, 防止电源过载。当系统负载电流较大时, MAX1873通过减小14脚输出控制信号的占空比, 减小流向锂电池的充电电流, 从而保证电源适配器输出电流大小不变。
2.3 供电切换电路
由于12 V直流电源端电压总是保持在12.6 V以上, 即如有交流电源时, 输出端总是通过12 V直流电源供电;而当无交流电源时, 由于电池电压比12 V直流电源的电压高, 则通过电池对系统进行供电。其电路原理如图5所示。
3 结语
利用MAX1873锂电池充电控制器构成的充电电路结构简单, 充电速度快, 且充电电流易调, 成本低。由MAX1873构成的锂电池双电源供电系统与其他双电源系统相比, 具有供电时间长、电池可靠性高、体积小、重量轻等优点。
摘要：介绍了MAX1873的结构功能及典型应用电路, 探讨了应用MAX1873来设计双电源供电系统时电池充电电路的充电电压、充电电流、最小输入电压, 并介绍了该电源的主要模块。解决了双电源供电系统中电池充电电路设计上的难点, 使双电源供电系统的性能更加安全、可靠。
关键词：双电源供电,电路,MAX1873
参考文献
[1]周建荣, 王定飞, 郑家移, 等.基于MAXl873锂电充电控制器的双电源供电系统设计[J].现代电子技术, 2005 (2)
[2]朱黎明.锂电池在线充放电管理电路的设计[J].电子技术应用, 2002 (4)
[3]付梦印.便携式设备的电源方案设计[J].电子技术, 2002 (10)
[4]张毅刚.锂电池放电设计[J].电子技术应用, 2002 (6)
AC/DC 篇5
随着电力电子控制技术在电力系统新能源领域中的提出与应用, 在实现电能形式变换、降低电能损耗的同时, 由于非线性电力电子器件的引入, 不可避免地为网侧电源带来了谐波污染, 降低了电能质量。对于常用的三相电压型双向AC/DC系统拓扑结构, 现有的研究成果针对不同的应用条件提出了相应的控制及调制方法, 常用的有基于滞环电流控制的SPWM调制技术[1]、基于电压空间矢量控制的SVPWM调制技术等, 同时要求系统能够实现整流[2,3]及逆变[4]的实时切换, 完成电能的并网双向调节。针对目前常用的三相电压型AC/DC系统, 在理解电路拓扑结构特点及系统建模方法[5]的基础上, 本文基于滞环电流直接控制方法提出了一种改进型三相四线制电压型双向AC/DC系统拓扑结构, 在实现对各相电感电流的分相独立控制的同时, 有效地改善了正弦电流输入波形、减少了电压电流谐波次数, 保证了较高的电能质量, 同时具有网侧功率因数高、能量转换效率高等优点。
2 拓扑设计及滞环控制原理
针对图1所示的常用三相电压型双向AC/DC系统拓扑结构, 文中提出了如图2所示的适用于本系统控制策略的三相四线制电压型双向AC/DC系统拓扑结构。下面就该拓扑下的滞环控制原理进行理论分析。
如图2, M点为电位零参考点, 由基尔霍夫电压定律 (KVL) 可得:
以电感电流iL为状态变量, 上式经变形可得,
由于直流母线侧分压电压C1、C2较大, 且开关管频率远高于电网电压频率的情况, 故电容电压波动较小, 可认为Ud-为一常量。因此, 各相电感电流的变化率仅与对应相电源电压ex及桥臂中点电压ux (ux代表ua、ub或uc) 相关, 而ux仅与对应相上、下桥臂开关管状态相关, 这样便实现了各相电感电流的分相独立控制, 这也是在原有三相电压型AC/DC双向系统拓扑中引入中线的直接原因。
中线的引入在简化控制策略、方便控制器设计的同时, 由于对非等电位点进行了强制性地等电位连接, 中线上必定会出现不平衡电流, 由基尔霍夫电流定律 (KCL) 可知, 该不平衡电流与三相滞环电流的瞬时有关, 这里对此电流作定量分析。
式 (2) 取La=Lb=Lc=L, 将各式左右两侧分别叠加, 可得
对于电网三相电压源, 有ea+eb+ec=0, 则式 (3) 经化简可得,
对于节点N, 由KCL可得
其中, iON即为中线不平衡电流, 电流参考正方向由O点指向N点。
联立式 (4) 、 (5) 可得,
对于ua、ub、uc与直流侧均压电容电压Ud+、Ud-的函数关系可以用如下开关函数来表示,
其中Sa、Sb、Sc均为开关函数, 即
将式 (7) 代入式 (6) , 可得
由于开关管状态仅对应相滞环电流大小有关, 各相之间不存在耦合特性, 故对于图2中引入中线后的网侧三相四线制拓扑结构, 中线不平衡电流iON必定存在不为零的情况。同时, 从三相滞环电流的特性也不难看出, 由于滞环环宽的存在, 三相电感电流不可能时刻保持对称平衡状态, 故存在不平衡电流。
由于减小中线电流有利于改善直流侧对称电容的均压特性, 以保证系统控制策略的有效性, 故实际中线不平衡电流越小越好, 其值跟环宽大小存在一定关系, 这里不再进一步研究。
3 滞环控制策略的实现
基于图2给出的改进型三相电压型双向AC/DC系统拓扑结构, 结合三相滞环电流控制[6]思想, 本系统控制结构采用电压外环-电流内环双环控制。电压外环主要用于调节直流侧电压保持在给定值附近;电流内环则主要根据电压外环调节得到的各相相电流调节值Iref进行滞环电流上下限计算、滞环比较, 进而得到各桥臂上下管的PWM驱动脉冲, 经电压或功率放大后作用于电力电子器件IGBT[7], 完成滞环电流调节。
图3给出了AC/DC系统电压外环控制结构, Uref为直流侧给定电压幅值, 其与实际电压调节值Uf作差运算后得到误差信号Δu, 经PI调节器得到电流内环电流整定系数Kcmd, 该值与预先给定的各相相电流基准Icmd作乘积运算即可得到各相交变电流调节值Iref, 至此完成了电压外环的调节过程。
图4则给出了AC/DC系统电流内环控制结构, Iref为经电压外环调节得到的各相相电流调节值, 其与各相滞环环宽H (环宽H可采用变环宽或定环宽计算, 这里不作探讨) 经过加减法运算分别得到滞环上、下限, 并与各相相电流采样值作滞环比较, 经解码器、死区发生器 (避免上下管直通现象) 即可得到各桥臂上下管的PWM驱动脉冲, 经外部功率放大电路后作用于AC/DC变流器电力电子器件, 即可实现滞环控制下的交直流能量形式转换。
特别地, 对于AC/DC系统电能流动的双向性调节, 可以通过改变直流侧电压给定幅值Uref与电压反馈Uf的误差Δu极性即可实现。
如图3所示, 当Δu为正极性时, PI调节值Kcmd保持正极性, 由于各相相电流基准值Icmd与对应相相电压同相位, 故经乘法运算Kcmd*Icmd得到的各相相电流调节值Iref与对应相相电压仍保持同相位, 此时电能由网侧流向直流侧, 变流器处于整流状态 (网侧功率因数接近于1) ;相反地, 当改变Δu的极性为负时, 各相相电流调节值Iref与对应相相电压相位相反, 此时电能由直流侧流向网侧, 变流器处于有源逆变状态 (网侧功率因数接近于-1) , 因此本变流器也是一种高功率因数的双向变流器。需要说明的是, 整流与逆变状态的前提是交流侧始终处于并网状态。
4 仿真分析
图5给出了基于Matlab的AC/DC整流系统仿真电路, 该电路包含了AC/DC电气主回路 (三相交流电源、IGBT三相全控器件、直流稳压电容及直流输出负载等) 、滞环控制模块Control System、电流内环各相相电流基准模块、电压外环控制模块等。其中三相交流输入电压有效值为220V, 频率为50Hz, 三相电感L=400u H, 输出侧直流给定电压为1400k V, 输出电阻R0=50。
图6a) 给出了AC/DC系统在滞环控制策略下的A相交流电压 (曲线1) 、A相滞环电流 (曲线2) 、直流侧两均压电容电压 (曲线3、4) 及桥臂上下管PWM驱动波形 (方波5表示上管驱动, 方波6表示下管驱动) 。对比A相电压、电流曲线, 可以明显地看出A相电压、电流保持了同相位 (高功率因数) ;直流侧均压电容电压处于对称平衡状态;A相桥臂上下管的PWM驱动波5、6电平完全相反, 避免了桥臂直通现象。
相应于图6a) , 图6b) 给出了交流网侧三相电压 (A、B、C各相电压分别对应曲线1、2、3) 、三相电流 (A、B、C各相电流分别对应曲线4、5、6) 及直流侧电压 (曲线7) 波形。各相电压、电流均保持同相位, 直流侧电压最终趋于稳定状态;图6c) 则给出了该功率条件下的中线不平衡电流幅值变化情况, 可以看出其幅值可以控制在一定范围内, 能够保证系统的稳定运行。
最后, 对AC/DC系统在逆变条件下的三相电压、电流及中线不平衡电流波形进行了仿真验证, 其仿真电路不再详细说明, 仅需要将整流条件下的直流负载改成直流电源即可。从图7a) 中可以直观地看出, 各相电压、电流分别保持反相位, 此时电能可以从直流电源侧流向交流网侧, 即实现了电能从直流到交流的回馈并网。图7b) 则给出了逆变状态下的中线不平衡电流波形, 与整流条件相类似, 同样能够满足系统的稳定运行条件。
5 结论
在传统AC/DC系统拓扑结构的基础上提出了基于滞环控制的改进型三相四线制AC/DC系统拓扑结构设计方法, 通过Matlab平台仿真测试, 在保证中线不平衡电流幅值一定的条件下, 使得网侧输入电流更加接近于标准正弦波, 即有效地减少了网侧电压、电流谐波次数, 同时也验证了本系统是一种具有高功率因数的电力电子变流系统。
摘要：基于滞环电流控制策略, 提出了一种三相四线制AC/DC双向变流器主电路设计方法, 通过Matlab仿真平台, 进行了一定功率条件下可控整流与有源逆变的电压、电流波形仿真, 验证了主电路拓扑设计及控制策略的正确性。
关键词：AC/DC,滞环控制,整流,有源逆变,Matlab
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AC/DC 篇6
1 原边反馈控制方式
图1是原边反馈AC/DC的LED驱动电路, 其减少了副边反馈控制环路的复杂性, 可看到电路无需光耦和输出电流采样电阻, 转换效率得到提高。这对低功率设备是有效的。
如图1所示, 假设转换器工作在DCM模式 (Discontinuous Conduction Mode, DCM) , 输出电流可用Io表示 (N=Np/Ns) , 原边电流峰值用Ipk表示, 联立两者, 得到式 (2) , 可知输出电流和原边线圈电感Lm、原边峰值电流Ipk、开关频率fv和输出电压Vo有关, 固定Ipk, 通过调节fv和Vo可实现输出电流恒定[4]。
分析式 (2) 可知, Ipk和Vo的精度是影响输出电流精度的主要因素[5]。图2所示为DCM模式下原边反馈的主要波形, Vo的采样主要是通过辅助线圈对副边线圈的耦合, 在Tdis时间内, 副边线圈上二极管正向导通, 副边线圈电流下降, 当电流下降到零时, 辅助线圈电压Vs=Vo·Na/Ns[6]。由于开关的寄生效应, 辅助线圈电压开始进行减谐震荡, 因此Vs的采样较困难, 实际电路的采样使输出电流的精度下降。
如图2所示, 在功率管关断时, 原边线圈的峰值电流为Ipk。在实际电路中, 无法检测到Ipk, 主要有两个原因:首先, 由于电路寄生的漏感, 开关管关断时, 多数原边线圈电流通过耦合传至副边线圈, 会有小部分的电流通过功率管寄生电容到地;其次, 实际电路的传输延迟导致峰值电流采样有一定延迟, 因器件关系, 传输延迟难以预知和检测。
因此本文提出了一种应用于原边反馈AC/DC的输出电流校正方法, 此方法可补偿传输延迟造成的Ipk检测不准确的问题。
2 原边电流误差和校正方式
如图3所示为原边电流检测误差图。
传统的原边反馈在开关信号下降沿T2检测Ipk, 平均电流
其中, m是Ipk的斜率。考虑传输延迟影响, 平均电流为
误差电流可被表示为
其中, Td=T3-T2, Ton=T2-T1。
用式 (5) 除以式 (3) , 平均误差电流为
如式 (6) 所示, 平均误差电流是Td和Ton的二次函数关系[7]。这表明线性斜率补偿不能消除这种误差, 为此, 引入Ipk斜率检测去估计真正的原边峰值电流。
图4说明了电流斜率检测的工作原理, 在功率管打开时, 通常原边电流有一个尖峰。这是因为功率管关断时, 寄生电容充电积累电荷, 而当功率管打开时, 电容又进行放电造成的。另一方面, 这也与功率管的驱动电路有关, 因为驱动电路会向寄生电容注入电荷。大的电流尖峰可能影响环路的控制。因此会加入前沿消隐电路[8]去除尖峰电流引起的错误触发信号。
在前沿消隐时间之后, 电路采样并保持T1、T2时刻的原边电流I1、I2, 一旦这两点被检测后, 原边电流斜率可表示为
导通时间结束, 功率管关断时, 检测T3时刻的原边电流I3, 由以上3点, 可推出实际峰值电流为
若能保证T4-T3=T2-T1, 等式可进一步化简为
在不考虑输入电压和原边电感的情况下, 通过这种方法, 可精确地得到原边峰值电流。
3 实验验证
图5所示为延迟时间对峰值电流采样的影响, 其中延迟时间Td分别为250 ns和350 ns, 若不考虑延迟时间的影响, 所有峰值电流相同, 输出电流保持恒定。当考虑到延迟时间的影响, 峰值电流会随着延迟时间的延长而增大, 输出电流出现偏差。
分别采用输入电压范围85~265 V, 输出电流350 m A和1.4 A的LED驱动电路进行实验验证此方法的效果。LED驱动电路规格如表1所示, 为直观地表现加入斜率检测对峰值电流采样的影响, 驱动电路采用相同的功率级电路。
8 W和60 W的LED驱动电路测试数据如图6和图7所示, 在低电压情形下, 不采用峰值电流校正的两个电路也可完成采样, 说明低电压下, 延迟对电流峰值精度的影响可忽略。然而, 随着输入电压升高, 延迟的影响逐渐加大, LED驱动输出电流逐渐增大[9,10]。
如图6所示, 8 W LED驱动电路在85~265 V输入范围内, 普通恒流输出电流相比理想值, 输出电流约增大了10%。图7所示60 W电路输出电流约增大7%, 通过采用峰值电流校正电路, 误差为2%。结果表明采用峰值电流校正电路的LED驱动对输出电流的调整较明显。
4 结束语
本文在分析影响原边反馈AC/DC输出电流精度原因的基础上, 提出了利用Ipk斜率检测的原边峰值电流校正方法。改善了传统原边反馈AC/DC由于电路传输延迟导致的峰值电流检测不准确, 进而造成输出电流不精确。实验证明在应用本文提出的方法后, LED驱动电路可以在全电压范围达到2%的输出电流误差。
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AC/DC 篇7
微电网可分为交流和直流两类[1,2],目前主要以交流形式存在[3],但考虑到微电网中可能存在的大量直流分布电源以及日益增加的直流负荷,单一的交流电源供电方式不仅会提高系统成本、增加损耗、还会不可避免地带来严重的谐波问题[4,5]。根据分布式电源及用户负荷特点,采用交、直流混合的灵活供电运行模式,可以降低投入成本及损耗,达到充分利用分布式能源的目的[6]。在交直流混合微电网中,双向AC/DC变流器控制着直流母线和交流母线间的功率流动,对系统的电压稳定及电能质量的提高发挥着重要作用[7]。双向AC/DC变流器可根据实际需要,工作在整流和逆变模式,在交直流微电网功率流动中担任着重要的支撑和协调角色[8]。目前关于交直流混合微电网中双向AC/DC变流器的控制文献尚少,其控制策略主要可以分为两类:间接电流控制和直接电流控制。直接电流控制以其快速的电流响应和鲁棒性受到学术界的关注[9]。其中文献[7]提出了一种交直流微电网的协调控制策略,文献[10]提出了一种定电压控制法,文献[11]则介绍了一种电压频率控制方法。这些方法均能够有效维持母线电压稳定,但由于间歇性电源的存在,直流微电网输出功率并不稳定,不仅不利于与之相连的大电网稳定运行且直流母线电压过于依赖双向变流器[9,12]。为了使得并网功率能够统一控制且减小直流侧电压对双向变流器的依赖,本文基于直接电流控制的思想,提出了一种新的AC/DC双向功率变流器控制策略。在微电网并网运行时,该算法能够有效实现直流微电网电压及有功控制,在孤岛运行时,该算法能够协调控制交直流微电网间的电压平衡,使其互为支撑。
1 交直流混合微电网与双向变流器
交直流混合微电网主要由交、直流母线、双向变流器、储能装置、交直流负荷及分布式电源构成[12,13]。图1是交直流混合微电网的拓扑结构图。
联网模式时电能可以通过大电网公共接入点(PCC)和双向变流器进入直流微电网并给蓄电池充电,反之可将多余的能量经双向变流器回馈给大电网。孤岛运行时能量以双向变流器为桥梁在交直流母线间流动,以提高微电网稳定性。
图2是AC/DC双向功率变流器的拓扑结构图。其中L为交流侧滤波电感,C为交流侧滤波电容,ui和ii为交流侧输出电压和电流,udc和idc为直流侧电压和电流,ei和iLi分别为交流母线电压及电流,i0为流入直流母线的电流,另设ei*和u*dc分别为交流母线和直流母线的额定电压。假定三相交流电压对称,则定义开关函数为
根据功率的流向,双向AC/DC变换器的工作模式可分为两种:整流模式和逆变模式。为了方便控制系统的设计,常采用Park变换,将三相静止坐标系中的交流量转换到同步旋转d-q坐标系下。
整流模式:交流电能经变流器整流后,通过直流侧滤波电容Cf馈入直流母线。以交流侧电感电流ii和直流侧电压udc为状态变量,可得方程[12]
由式(2)可得整流模式下双向变流器控制原理图如图3。
逆变模式:直流电能经空间矢量脉宽调制(SVPWM)后转变为交流电,再通过LC滤波器滤除高次谐波后,接入交流母线。以交流侧电容电压ei和电感电流ii为状态变量,可得方程为[14]
由式(3)可得逆变模式下双向变流器数学模型如图4。
微电源并入直流母线不需要对电压的相位和频率进行调整[5],因此混合微电网在实现负荷优化配置的同时也减小了无功功率引起的线路损耗。
2 AC/DC双向功率变流器控制系统设计
AC/DC双向变换器的控制目标是使能量实现双向流动,假设三相电路对称,在同步旋转d-q坐标系下,功率的计算可采用式(4)[15]。
取d轴为交流侧电压矢量合成方向则eq=0,因而功率计算式可简化为P=1.5edid,Q=-1.5ediq。
2.1 联网运行模式
联网运行时分布式电源必须能够根据电网的要求输出相应的有功功率,在传统的策略中,由于功率型直流微电源最大功率输出,采用恒电压控制的双向变流器使得直流微电网的输出功率不可控,不利于并网且直流母线电压的平衡完全依赖于双向变流器,降低了系统稳定性。针对上述问题,本文提出了一种定电压有功功率传输控制策略。直流微电源采用恒电压控制,交流微电源采用恒功率(PQ)控制,双向变流器向电网传输额定功率。当蓄电池储能充足时,直流微网相当于一个功率可控的分布式电源,反之将其视为负荷。由于联网运行时双向变流器交流侧电压ei及频率f与大电网保持一致,变流器直流侧电压udc与id成比例,有功功率与id相关,因此可以通过电流来控制有功功率的流动。日过忽略开关电源的损耗,变流器两侧瞬时功率恒等,即
双向变流器在稳定直流母线电压的同时提供可控的有功功率输出,其状态方程为
式中变流器传输的有功功率用电流注入量ip表示,则直轴参考电流id*可用式(7)表示。图5为本文提出的并网模式控制框图,其中Pref为直流侧输出的额定有功功率,iq*为交轴参考电流。由式(7)可得直流侧电压传递函数Gdc(s),其中KP,KI为比例系数。
本文采用的控制策略在联网运行时分两种情况:ui
2.2 孤岛运行模式
当微电网处于孤岛运行时,本文以交直流母线电压差值为外环,控制交直流微电网间的有功功率平衡。交流微电源采用vf控制,以维持交流母线上电压和频率的稳定,直流微电源采用恒电压控制。孤岛控制策略可分为三种情况:以交流微网为参考对象,当ei
依据旋转坐标系下三相电压型PWM整流的数学模型和PI控制思想,可将电压外环设计为
其中,直轴参考电压id*=i*d_ac-i*d_dc,当id*=0时,交直流母线间没有功率流动。图6(a)为本文提出的孤岛运行模式下的控制框图,由于孤岛模式失去了大电网的频率和电压支持,需由下垂特性给出交直轴电压参考值。其控制框图如图6(b)所示。
3 系统仿真
将图1所示的微电网,等效为含有微电源的简化模型。其中光伏额定功率PPV_ref=10 kW,永磁同步电机额定电压VDG_ref=380 V,容量SDG=10 kVA,风力发电机额定功率PWG_ref=5 kW,蓄电池容量为3.6 kWh,线路电阻R=0.64Ω/km,电抗X=0.08Ω/km。为了验证所设计的控制策略及参数选择的正确性及有效性,本文分别从并网模式和孤岛模式给出仿真结果并对其进行分析。图2中交流侧滤波电感L=5 mH,电容C=60μF,直流侧电容Cf=1 700μF。交流母线额定相电压幅值ie*=311 V,直流母线额定电压u*dc=380 V。当微电网运行于并网模式时,变流器根据直流母线的电压偏移决定功率的流动。仿真分别对udc
图7(a)和7(b)中的电流在0.1 s前流入微电网,方向为正,变流器工作于整流状态。0.1~0.2 s时由于没有功率流动电流趋近于0。0.2~0.3 s时,直流微电网输出有功功率,变流器工作于逆变状态,电流方向由直流侧流向交流侧方向为负。
为了进一步说明新方法的有效性,本文将其与恒电压控制法做了对比仿真。在联网模式下,采用恒电压控制的双向变流器,其输出功率等于直流微电网的过剩功率,输出受分布式电源及负载变化的影响。如图8(a)所示,0.1 s前由于直流母线电压较低,功率流向直流微电网,两种方法波形大致相同。0.1 s后负荷被切除,新方法可以有效控制有功功率在0到最大值之间任意输出,即0.1~0.2 s时输出为0,0.2~0.3 s时输出最大化。然而如图8所示,恒电压控制法除给蓄电池充电外,其余功率全部输出,不受双向变流器控制。仿真结果表明新方法在联网模式时能够有效控制功率的流动。
微电网在孤岛运行时失去了大电网的频率和电压支撑,需要通过其他方式实现母线电压和频率稳定,双向变流器起着协调电压稳定的作用。控制器通过检测外环交、直流母线电压与参考值的偏差给定内环参考电流从而控制功率流动。图9是当i*d_ac-i*d_dc<0时,直流侧向交流侧输出的电压、电流和频率波形图,0.1 s前交流母线电压等于额定值,0.1 s时交流侧负荷突然增加,母线电压下降,直流侧向交流侧输出有功功率,维持电压恒定。
如图10所示,当i*d_ac-i*d_dc>0时交流侧向直流侧输出有功功率,0.1 s前直流母线电压等于额定值,0.1 s时直流负载增加,电压下降,此时交流侧向直流侧输出有功功率。孤岛模式时,恒电压控制的双向变流器和新方法更能基本相同,不再赘述。
4 结论
