开关电源保护电路_电源技术概要

关键词：电源

开关电源保护电路_电源技术概要（共8篇）

篇1：开关电源保护电路_电源技术概要

开关电源保护电路_电源技术概要

评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须设计多种保护电路，比如防浪涌的软启动，防过压、欠压、过热、过流、短路、缺相等保护电路。开关电源常用的几种保护电路 2.1 防浪涌软启动电路

开关电源的输入电路大都采用电容滤波型整流电路，在进线电源合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零，电容器充电瞬间会形成很大的浪涌电流，特别是大功率开关电源，采用容量较大的滤波电容器，使浪涌电流达100A以上。在电源接通瞬间如此大的浪涌电流，重者往往会导致输入熔断器烧断或合闸开关的触点烧坏，整流桥过流损坏；轻者也会使空气开关合不上闸。上述现象均会造成开关电源无法正常工作，为此几乎所有的开关电源都设置了防止流涌电流的软启动电路，以保证电源正常而可靠运行。

图1是采用晶闸管V和限流电阻R1组成的防浪涌电流电路。在电源接通瞬间，输入电压经整流桥（D1～D4）和限流电阻R1对电容器C充电，限制浪涌电流。当电容器C充电到约80％额定电压时，逆变器正常工作。经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R1，开关电源处于正常运行状态。

图1 采用晶闸管和限流电阻组成的软启动电路

图2是采用继电器K1和限流电阻R1构成的防浪涌电流电路。电源接通瞬间，输入电压经整流（D1～D4）和限流电阻R1对滤波电容器C1充电，防止接通瞬间的浪涌电流，同时辅助电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K1线包的电容器C2充电，当C2上的电压达到继电器K1的动作电压时，K1动作，其触点K1.1闭合而旁路限流电阻R1，电源进入正常运行状态。限流的延迟时间取决于时间常数（R2C2），通常选取为0.3～0.5s。为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡，延迟电路可采用图3所示电路替代RC延迟电路。

图2 采用继电器K1和限流电阻构成的软启动电路

图3 替代RC的延迟电路

2.2 过压、欠压及过热保护电路

进线电源过压及欠压对开关电源造成的危害，主要表现在器件因承受的电压及电流应力超出正常使用的范围而损坏，同时因电气性能指标被破坏而不能满足要求。因此对输入电源的上限和下限要有所限制，为此采用过压、欠压保护以提高电源的可靠性和安全性。

温度是影响电源设备可靠性的最重要因素。根据有关资料分析表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10％，温升50℃时的工作寿命只有温升25℃时的1/6，为了避免功率器件过热造成损坏，在开关电源中亦需要设置过热保护电路。图4是仅用一个4比较器LM339及几个分立元器件构成的过压、欠压、过热保护电路。取样电压可以直接从辅助控制电源整流滤波后取得，它反映输入电源电压的变化，比较器共用一个基准电压，N1.1为欠压比较器，N1.2为过压比较器，调整R1可以调节过、欠压的动作阈值。N1.3为过热比较器，RT为负温度系数的热敏电阻，它与R7构成分压器，紧贴于功率开关器件IGBT的表面，温度升高时，RT阻值下降，适当选取R7的阻值，使N1.3在设定的温度阈值动作。N1.4用于外部故障应急关机，当其正向端输入低电平时，比较器输出低电平封锁PWM驱动信号。由于4个比较器的输出端是并联的，无论是过压、欠压、过热任何一种故障发生，比较器输出低电平，封锁驱动信号使电源停止工作，实现保护。如将电路稍加变动，亦可使比较器输出高电平封锁驱动信号。

图4 过压、欠压、过热保护电路

2.3 缺相保护电路

由于电网自身原因或电源输入接线不可靠，开关电源有时会出现缺相运行的情况，且掉相运行不易被及时发现。当电源处于缺相运行时，整流桥某一臂无电流，而其它臂会严重过流造成损坏，同时使逆变器工作出现异常，因此必须对缺相进行保护。检测电网缺相通常采用电流互感器或电子缺相检测电路。由于电流互感器检测成本高、体积大，故开关电源中一般采用电子缺相保护电路。图5是一个简单的电子缺相保护电路。三相平衡时，R1～R3结点H电位很低，光耦合输出近似为零电平。当缺相时，H点电位抬高，光耦输出高电平，经比较器进行比较，输出低电平，封锁驱动信号。比较器的基准可调，以便调节缺相动作阈值。该缺相保护适用于三相四线制，而不适用于三相三线制。电路稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。

图5 三相四线制的缺相保护电路

图6是一种用于三相三线制电源缺相保护电路，A、B、C缺任何一相，光耦器输出电平低于比较器的反相输入端的基准电压，比较器输出低电平，封锁PWM驱动信号，关闭电源。比较器输入极性稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。这种缺相保护电路采用光耦隔离强电，安全可靠，RP1、RP2用于调节缺相保护动作阈值。

图6 三相三线制的缺相保护电路

2.4 短路保护

开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生擎住效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。

在短路电流出现时，为了避免关断电流的di/dt过大形成过电压，导致IGBT锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在检测到过流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。在降栅动作后，设定一个固定延迟时间用以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复，如故障仍然存在则进行软关断程序，使栅压降至0V以下，关断IGBT的驱动信号。由于在降栅压程序阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流、电压运行轨迹能保证在安全区内。

在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。

为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低（比如1Hz左右），形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。

下面介绍几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。

图7是利用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护的电路，用于专用驱动器EXB841。EXB841内部电路能很好地完成降栅及软关断，并具有内部延迟功能，以消除干扰产生的误动作。含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的集电极电压监视脚6，而是经快速恢复二极管VD1，通过比较器IC1输出接至EXB841的脚6，其目的是为了消除VD1正向压降随电流不同而异，采用阈值比较器，提高电流检测的准确性。如果发生过流，驱动器EXB841的低速切断电路慢速关断IGBT，以避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。

图7 采用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护

图8是利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路，电流传感器（SC）初级（1匝）串接在IGBT的集电极电路中，次级感应的过流信号经整流后送至比较器IC1的同相输入端，与反相端的基准电压进行比较，IC1的输出送至具有正反馈的比较器IC2，其输出接至PWM控制器UC3525的输出控制脚10。不过流时，VAVref，VB为高电平，C3充电使VC>Vref，IC2输出高电平（大于1.4V），关闭PWM控制电路。因无驱动信号，IGBT关闭，而电源停止工作，电流传感器无电流流过，使VA>t1，可保证电源进入睡眠状态。正反馈电阻R7保证IC2只有高、低电平两种状态，D5，R1，C3充放电电路，保证IC2输出不致在高、低电平之间频繁变化，即IGBT不致频繁开通、关断而损坏。

(a)电路原理图

(b)PWM控制电路的输出驱动波形图

图8 利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路

图9是利用IGBT（V1）过流集电极电压检测和电流传感器检测的综合保护电路，电路工作原理是：负载短路（或IGBT因其它故障过流）时，V1的Vce增大，V3门极驱动电流经R2，R3分压器使V3导通，IGBT栅极电压由VD3所限制而降压，限制IGBT峰值电流幅度，同时经R5C3延迟使V2导通，送去软关断信号。另一方面，在短路时经电流传感器检测短路电流，经比较器IC1输出的高电平使V3导通进行降栅压，V2导通进行软关断。

图9 综合过流保护电路

图10是应用检测IGBT集电极电压的过流保护原理，采用软降栅压、软关断及降低工作频率保护技术的短路保护电路。

图10

正常工作状态，驱动输入信号为低电平时，光耦IC4不导通，V1，V3导通，输出负驱动电压。驱动输入信号为高电平时，光耦IC4导通，V1截止而V2导通，输出正驱动电压，功率开关管V4工作在正常开关状态。发生短路故障时，IGBT集电极电压增大，由于Vce增大，比较器IC1输出高电平，V5导通，IGBT实现软降栅压，降栅压幅度由稳压管VD2决定，软降栅压时间由R6C1形成2μs。同时IC1输出的高电平经R7对C2进行充电，当C2上电压达到稳压管VD4的击穿电压时，V6导通并由R9C3形成约3μs的软关断栅压，软降栅压至软关断栅压的延迟时间由时间常数R7C2决定，通常选取在5～15μs。

V5导通时，V7经C4R10电路流过基极电流而导通约20μs，在降栅压保护后将输入驱动信号闭锁一段时间，不再响应输入端的关断信号，以避免在故障状态下形成硬关断过电压，使驱动电路在故障存在的情况下能执行一个完整的降栅压和软关断保护过程。

V7导通时，光耦IC5导通，时基电路IC2的触发脚2获得负触发信号，555输出脚3输出高电平，V9导通，IC3被封锁，封锁时间由定时元件R15C5决定（约1.2s），使工作频率降至1Hz以下，驱动器的输出信号将工作在所谓的“打嗝”状态，避免了发生短路故障后仍工作在原来的频率下，连续进行短路保护导致热积累而造成IGBT损坏。只要故障消失，电路又能恢复到正常工作状态。结语开关电源保护功能虽属电源装置电气性能要求的附加功能，但在恶劣环境及意外事故条件下，保护电路是否完善并按预定设置工作，对电源装置的安全性和可靠性至关重要。验收技术指标时，应对保护功能进行验证。

开关电源的保护方案和电路结构具有多样性，但对具体电源装置而言，应选择合理的保护方案和电路结构，以使得在故障条件下真正有效地实现保护。

文中所述的保护电路可以灵活组合使用，以简化电路结构和降低成本。

篇2：开关电源保护电路_电源技术概要

SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6 I D = G ID •(0.23V0.23V R1 1 1 + R1 R 2 再将上式合并，最终得到 IDLIM： I DLIM = G ID • 0.23V •(然而在实际应用中，FB 脚是上拉的方式接入到 VDD，不可能对地短路。当系统启动或者短路时，此时 FB 脚的电压比较接近于 0V，通过内部高压 MOS 管漏极电流则为最大值 IDLIM。IFB =-0.23V R1 GID = ΔID ΔIFB 从上图可以看出，IFB 电流大，ID 的电流就小；IFB 电流小，ID 的电流就大。当 IFB 的电流大于 IFBSD 时，芯片会关闭 PWM，此时的 ID 的值大约为 85mA，同时芯片会自动进入突发模式。这对于系统工作在空载或者轻载至关重要。 过压保护当芯片 VDD 的电压超过 VDDOVP 时，会触发内部复位信号，导致系统重新启动。-6-SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6  典型应用方案 BUCK 电路—电磁炉应用方案原理图： F1 R1 5 D6 DRAIN VDD 4 ZD1 FB GND 3 2 SM7012 6 DRAIN AC C1 D1-D4 7 DRAIN DRAIN C2 C3 C4 L1 18V 8 GND 1 U1 D5 C5 C6 C7 D7 5V BOM 表：位号 D1、D2、D3、D4 D5 D6 D7 ZD1 R1 C1 C2 变压器参数：参数 1N4007

BYV26C UF4007 BYV26C 18V 稳压管 22Ω 4.7uF/400V 103 位号 C3 C4 C5 C6 C7 L1 F1 U1 参数 4.7uF/50V 104 220uF/25V 104 220uF/25V EE10 1A/250V SM7012 N1 N2 1）骨架EE10（4+4）卧式普通磁芯 2）电感量L为：1.6mH 3）N1：0.19mm线径为绕150匝 4）N2：0.19mm线径为绕64匝 7 SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6  12V/500mA 反激电源应用方案原理图： C6 F1 LT1 C3 T1 R1 D7 C7 C8 C9 R4 L1 12V CX1 C1 RT1 LT2 C2 D5 D6 R3 CY1 8 7 6 5 U1 GND DRAIN SM7012 GND DRAIN DRAIN 1 2 3 VDD FB 4 DRAIN R5 R6 R9 R7 R2 U2 C10 C11 C4 C5 R8 U3 R10 BOM 清单：位号 C1 C2 C3、C6 C4 C5 C7 C8 C9、C10 C11 R1 R2 变压器参数：参数 4.7uF/400V 10uF/400V 102/1KV 103/50V 4.7uF/50V 470 uF/25V 220 uF/25V 104/50V NC 100KΩ/1W 9.1K 位号 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 LT L1 D1、D2 参数 0R 15Ω/1W 120R/1/2W 1K 47K NC 33K 5.1K 40mH 3uH 1N4007 位号 D3、D4 D5、D6 D7 RT1 CX1 CY1 F1 U1 U2 U3 T1 参数 1N4007 FR107 SR2100 5D-9 0.1uF/275V 222/250V 1A/250V SM7012 光耦 TL431 EE16（5+5）-8-SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6 封装形式 DIP8 SOP8-9-

篇3：开关电源中特殊保护电路的设计

如 (图1) 所示, 这是一个给12V蓄电池充电的反激式开关电源电路, 压敏电阻MOV1的作用是防止误接高压或遭雷击时的过压保护器件, 它要安装在保险管后面并且离保险管很近的位置, 它动作后的代价是烧掉前面的保险管来保护输入电路后面的器件。该器件的动作电压不能过高也不能过低, 220V输入电压时一般用动作电压为470V的压敏电阻, 它的动作电流与其体积大小有关, 体积大的动作电流就大。42W的输出功率可用7D471K的圆形压敏电阻, 7D是圆的直径, 471是47*101 V, 既动作电压为470V, K是精度为10%。

高压大容量电解电容E1在开机前两端电压为零, 由于电容器两端电压不能突变, 在开机时会产生很大的电流, 这就是所谓的浪涌电流。浪涌电流的存在会烧保险管, 会危害EMC电感L1和整流桥BD1。为了抑制浪涌电流, 在输入回路的工频滤波 (电解) 电容E1之前串联了负温度系数热敏电阻TH1 (NTC) 。TH1抑制浪涌电流的原理是:TH1在常态 (开机前) 时的阻值较大, 在开机的瞬间能抑制浪涌电流, 开机后, TH1两端有一定的电压降而发热, 由于热敏电阻TH1是负温度系数, 它的发热反而会使热敏电阻的阻值减小, 这样有利于减少输入回路的功率损耗, 有利于提高开关电源的效率。 (图1) 电路中, 输出满载功率为42W, TH1选用5D-7型号的负温度系数热敏电阻, 其中D-7是圆形热敏电阻片的直径, 5是常态电阻是5欧姆。NTC适合400W以下的开关电源作缓冲, 500W至1000W常用可控硅与功率电阻作缓冲, 1000W以上用继电器和功率电阻作缓冲。

请注意, (图1) 中R1是起安规作用的, 是让关机时泄放掉C1存储的电荷, 以防止使用者在拔掉电源线的瞬间人体接触电源插头而麻电, 是保护人身安全的, 故名曰泄放电阻。有的设计者不了解此电阻的作用, 将此电阻取消, 出口到欧洲的开关电源是不能去掉这个泄放电阻的, 否则会遭投诉。

Z1是保证MOS管M1的G极驱动电压控制在12V以内, 因为MOS管的驱动电压一般维持在8V至12V, (最佳值是10V) 。为防止G极驱动电压过高 (特别是在启动时) 不至于损坏MOS管, 故设置此稳压二极管, 其稳压电流为20mA左右, 稳压值为12V, 可用DO-41封装的1N4742等功耗1W的稳压二极管。

Z2与R9、R8组成过压保护电路, 这是一个很有创意的保护电路。当该供电绕组输出电压超过5.6V左右时, Q1导通, 使MOS管M1截止而被保护。该电路的电流为20mA左右, 用功耗为0.5W、稳压值5.6V、DO-35封装的1N5232稳压管等。请注意, 该绕组的图1电压与圈数的关系是与该开关变压器的输出绕组成正比, 与输入绕组的关系不是成正比, 而是与占空比有关的。该绕组的圈数要根据电路的实际要求设计准确, 否则会过保护或者引起MOS管损坏。

D8的第一个作用是减少输出谐波的幅度。在输出较高电压时, 如果输出谐波超标, 的确能减少输出谐波的幅度, 但输出电压在12V以下时, 效果不明显, 要按实际情况设置。当负载是蓄电池时, 若在D8接点与输出之间串一个快速保险丝, D8还有一个很有用的功能, 就是充电时当蓄电池接反的话, 会达到保护蓄电池的作用 (它工作在浪涌电流模式) , 这就是所谓的极性保护, 代价是烧坏一个保险管, 如 (图1) 所示。D8的选用依据是:耐压是输出电压的2倍, 电流与输出电流相等就可以, 在本电路中, 用DO-201封装的1N5400可以胜任。

开关电源在工作时, 由于器件的质量问题, 设计的缺陷, 生产工艺的不良控制, 以及外界不利因素的干扰, 会使开关电源产生过流、过载、短路现象。开关电源的输入端直接连在市电上, 而市电有时可能误接线电压;雷电有时会袭击电网;各种高功率脉冲也会干扰电网, 它们会严重影响开关电源的正常工作, 为了让开关电源能在恶劣环境下正常工作, 要针对这些特殊问题设计特殊保护电路。开关电源设计工程师必须要看到这些不利因素的影响, 通过选用质量好的元件、设计完善的保护电路来保证开关电源电路的正常工作, 特殊保护电路的设计是开关电源设计工程师非常重要的设计技术。

参考文献

[1]徐献民.《绿色开关电源的设计要点》.期刊《中国科技信息》.2010年第13期.

篇4：开关电源的缓冲电路设计

关键词:开关电源缓冲电路无损耗箝位能量回馈

中图分类号：TM6文献标识码：A文章编号：1674-098X(2011)03(a)-0068-01

1 引言

随着电力电子技术的发展,开关电源正趋向于小型化和轻量化。为了减小电源的体积和重量,提高开关频率是最可行的方法。然而,随着开关频率的提高,开关损耗也越来越大,带来了效率降低和发热严重的问题。目前,有很多种方法可以实现缓冲吸收的目的。总体上主要通过两种方法:一是减小漏电感;二是耗散过电压的能量,或者使能量反馈回电源中。减小漏感主要靠工艺;耗散过电压的能量通过与变压器或者开关管并联的缓冲电路;能量反馈回电源则采用附加的线圈(电感)和定向二极管。

2 RCD 缓冲电路

RCD缓冲电路以其结构简单、成本低廉的特点而得以广泛应用。但是,由于RCD 缓冲电路的箝位电压会随着负载的变化而变化,如果参数设计不合理,该电路会降低系统的效率,或者达不到箝位要求，而使开关管损坏。常用的RCD箝位电路如图所示,包含箝位电容C、耗散电阻R和二极管D。

2.1 RCD缓冲电路

当开关管导通时,输入电压V in加在变压器绕组上,由于二极管反向偏置,阻止箝位电容的放电,所以VC≈0。当开关管关断时,变压器漏感中的能量给开关管的漏源极间电容和电路中的其他杂散电容充电,直到漏源电压达到Vin,二极管导通,箝位电容电压逐渐上升,即漏源电压也逐渐上升,而且箝位在2Vin数值。在剩余时间里,随着电阻放电电流减小,电容的电压会返回到原来值,多余的能量被电阻消耗。在稳态工作时,因为箝位电容的电压会自动调整,直到多余的能量消耗在电阻上。CD缓冲电路最简单,成本最低,可降低开关管的电压应力,但其损耗较大,箝位电压依赖于变换器的输出电流,与输入电压无关,会随电阻减小而减小,但损耗增大。在实际电路设计中,应观察各种输入电压及负载情况下的箝位电压波形,同时还要考虑元器件的选型是否合理。比如,耗散电阻的功率选择应考虑1/3降额使用,箝位电容应选择具有低串联等效电阻和低等效电感的电容,二极管应选择反向击穿电压高于开关管的漏源击穿电压,且反向恢复时间尽可能短的超快恢复二极管。

2.2 LCD缓冲电路

LCD缓冲网络，由L、C、D1和D2组成。LCD缓冲电路不但能够将变压器的漏感能量反馈回电网,而且能够有效地抑制开关管关断时由漏感能量造成的电压尖峰。如果LC谐振频率远大于开关频率,在开关管导通和关断期间,箝位电容的极性将不断改变。开关管关断时,其漏极电压开始上升,D1导通,电容将进行充电,减缓了漏极电压上升的速度,I为开关管关断时初级绕组流过的电流,V ref为输出反射电压,L kp 为变压器初级绕组漏感。开关管导通后,箝位电容通过Q、L和D2进行放电。L、D2和C 产生谐振,大约半个振荡周期后,以电压形式储存在电容上的能量转变为电流形式,储存在电感中,电容的电压极性改变,充电到V in。在下半周期内,L1上端电压继续升高,即电容两端电压大于V in,D1导通,储存在电感中的剩余能量通过D1返回电网。在这种工作状态下,箝位电容C的电压与输入电压无关,依赖于负载电流的大小。由于LC谐振频率非常高,电容C的值不能设计得过大,因此,在重载条件下,箝位电压远大于输出反射电压(通常为Vref的2～4 倍)。如果LC谐振频率小于电路开关频率, 开关管导通期间,箝位电容储存的能量通过LC振荡,只有一小部分传递到电感。开关管关断后,电感中的能量通过D1和D2返回电网。箝位电容的电压极性不会发生改变。电容值如果足够大,在整个开关周期内,电容电压的微小变化将忽略不计。在稳定状态下,达到能量平衡后由于变压器漏感远小于初级电感,箝位电容电压与输出反射电压紧密相关,因此,选择一个合适电感,箝位电容的电压将对输入电压的依赖很小,并且箝位电压可维持在比输出反射电压略高的一个值上,基本与输入电压无关。在宽输入电压情况下,LCD缓冲电路的箝位电压非常低,接近于输出反射电压,不随负载电流而变化,且无损耗,但需额外提供一个电感,其值需与变压器初级电感匹配,以减小开关管电流应力。在实际电路设计中,为了减缓开关管漏极电压上升速率,LC谐振频率应小于开关频率,电容应足够大。

3 能量回馈缓冲电路

能量回馈缓冲电路可以得到低的箝位电压,并且无损耗。这种方法要求变压器额外绕制一个绕组Nr,与正激变换器的能量回馈线圈比较相似,比LCD缓冲电路少一个元件。当开关管关断时,变压器的初级电流初始时通过D1和C传导,开关管电压为Vin+Vc,D2反向偏置,箝位绕组中无电流流过,漏感的能量暂时储存在电容中。假设电容C足够大,电压在每个周期中均保持不变。开关管导通时,变压器初级电感充电, 开始时,电容通过箝位绕组对其充电,直到电容电压降到输出反射电压为止。然后, 再通过输入电压源对初级电感进行充电。开关管导通后,D1反向偏置,电容的电压基本与箝位绕组一致。箝位电压依赖于箝位绕组的匝数,它必须大于输出反射电压,以便将能量传递到次级,否则,能量将传递到电容C。开关管电压由箝位绕组的匝数决定,与漏感或者负载电流无关,但随输入电压变化而改变较大。能量回馈缓冲电路的箝位电压较低,且不会产生损耗,不需要额外的磁芯,只需在变压器中多绕制一个绕组,开关管电流应力小于LCD缓冲电路。箝位电容两端的电压波形从下图可以看出,在开关管开通时,开关管电压迅速下降;在开关管关断时,开关管电压缓慢上升,有效地降低了开关损耗。开关管关断时,开关管上没有出现大的浪涌电压,开关管电压被有效地箝位,因而开关管上的电压应力较小。在关断的瞬态过程中,开关管电压有一个小的振荡过程,这是由于输出整流二极管的反向恢复而产生的。测试结果表明,LCD缓冲电路不但能将变压器的激磁能量反馈回电网,而且能有效地抑制开关管关断时的电压尖峰,电源整体转换效率较高,大于86%,实现了无损耗箝位。

4 结语

篇5：开关电源保护电路_电源技术概要

天津大学“集成电路设计与集成系统”专业卓越工程师培养计划学校培养标准

一、总体要求

集成电路设计与集成系统专业主以培养高层次、国际化、应用型、复合型的人才为目标,学生主要学习器件物理、集成电路与集成系统、SoC系统等领域的理论知识和实验技能,掌握集成电路设计与集成系统专业知识,本专业毕业生基础扎实、实践能力强,具备集成电路设计、制造、测试和集成系统的研发能力

本培养标准在国家通用标准的指导下,按照行业专业标准的基本要求,结合天津大学特色、办学理念和人才培养定位,制定本校集成电路设计与集成系统专业的卓越工程师培养标准。天津大学集成电路设计与集成系统专业将按照此标准培养学生,使学生: 1.具有坚实的自然科学基础、较好的人文社会科学基础,并熟练掌握一门外语;2.系统地掌握本专业基础理论和技术,具有较强的本专业领域的实验能力、工程实践能力和科学研究能力;

3.具有国际视野,了解本专业领域的发展动态和前沿技术;4.具有创新能力和独立获取知识的能力;

二、专业特征目标

为集成电路、通信、电子信息和计算机领域培养具有集成电路设计和集成电子系统知识的创新型研究人才和工程技术人才,具体的专

业特征目标如下: 1.自然、人文科学基础和个人综合素质的培养 1.1坚实的自然科学基础 1.2较好的人文社会科学基础 1.3熟练掌握一门外语 1.4 较强的中外语言交流能力 1.5了解经济与管理相关知识 1.6 健康的心理和情感的自制力 1.7具有较高的思想道德修养

1.8 严谨的学习态度和求真的职业道德 1.9具有团队合作精神和组织领导能力 1.10优良的身体素质

2.掌握专业基础知识,具有较强的实践能力 2.1较强的数理化基础

2.2 坚实的专业基础 2.3 较强的理论分析能力

2.4具有专业基础实验和专业综合实验能力 2.5掌握和生产紧密相关的工程实践能力 2.6了解交叉学科、相近专业的工程实践基础知识 2.7 具有独立解决实际工程问题的能力 3.了解本专业领域的发展动态和前沿技术 3.1国际化视野

3.2 专业领域的发展动态 3.3 前沿的专业知识 3.4 全局思维和整体规划能力

4.具有创新能力和独立获取知识的能力 4.1 具有创造性思维和创新精神 4.2 分析问题的能力 4.3 动手能力 4.4逻辑推理能力

4.5善于学习,具有良好的判断力 4.6 从实践中获取知识的能力 4.7查阅文献和信息提取能力

4.8 科学研究和实际工作的能力

三、校内课程大纲

按照培养标准要求,校内课程体系分为人文与社会科学、训练与健康、数学与自然科学、学科基础与专业集中实践、创新与研修等类别,分别实现学生从事工程领域研究与实践所必须基础知识积累与相关综合素质养成。

人文与社会科学类包括:思想政治理论、外语、文化素质教育等课程。训练与健康类课程包括:体育、军事、健康教育。数学与自然科学类课程包括:数学、物理、计算机。学科基础与专业类包括:学科基础、专业核心、专业选修。集中实践类包括:课程设计、实习、毕业设计(论文。

创新与研修类包括:研究与创新、跨学科选修、学生创新实践计划(PSIP。

四、培养标准实现矩阵

天津大学集成电路设计与集成系统专业卓越工程师培养计划企业学习阶段培养方案

一、企业学习阶段培养目标

集成电路设计与集成系统是微电子、通信、信息、计算机和自动化等领域的交叉学科,是现代电子信息技术的核心和基石,是自主创新的集中体现。本专业主要以培养具有国际视野的,高层次、应用型、复合型的人才为目标,为集成电路、通信、电子信息和计算机领域培养具有集成电路设计和电子系统知识的新型研究人才和工程技术人才。

二、拥有的基础优势

集成电路设计与集成系统专业已成为天津大学电子信息工程学院的教学改革试点专业和天津大学国际化试点专业,“天津大学国家集成电路人才培养基地”是本专业的支撑,是微电子学与固体电子学国家重点学科的重要组成部分。天津市集成电路设计中心、天津市集成电路设计技术培训中心、天津大学专用集成电路设计中心是本专业的重要教学和科研基地。

拥有实力雄厚的师资队伍,其中包括国家“千人计划”、“长江学者”、“教育部新世纪优秀人才”和享受国务院特贴专家等。现有教授10人,副教授7人,其中博士生导师9名,硕士生导师14名。针对人才培养体系和青年教师培养,组建了由国际知名专家(如德州仪器TI副总裁Buss博士、美国国家自然科学基金委NSF的Trew博士组成的“Visting Comittee”,同时还聘请了近20名国内外院士、专家

作为兼职教授、特邀教授和名誉教授,定期进行访问讲学。

目前已同美国耶鲁大学、伯克利大学、德州A&M大学、南洋理工大学、香港大学、休斯顿大学、日本广岛大学、加拿大多伦多大学、温莎大学、东京理科大学等国际知名大学长期开展学术交流。

本专业拥有先进的教学手段及国际一流现代化的教学科研设施,集成电路与集成系统设计软硬件教学环境优越,仪器设备总价值上亿元。为强化实践与实验教学,与国内外多家单位建设了联合实验室和实训基地,如:天津大学-Freescale IC测试联合实验室,天津大学-Intellisense IC/MEMS联合研发中心,天津大学-Mentor Graphics EDA 联合实验室,天津大学-Cadence联合实验室,天津大学-Springsoft联合实验室,天津大学-天津市集成电路设计中心创新实训基地等。

三、培养模式

我们采用“3+1”的培养模式,3年在校学习,第4学年实行与企业联合的培养方式

四、培养方案

(1在前3年的培养中,注意培养学生的国际化视野。积极推进双语和全英文教学,目前3门课程实现双语教学;计划用3年时间“集成电路设计与集成系统”专业40%课程实现全英文教学。同时,通过与国际知名大学的合作交流,邀请国内外知名学者前来为学生授课,拓展学生视野,讲授前沿知识。跟国际发展趋势,培养集成电路业精英专才。

(2在前三年的培养中,同时注意培养学生的动手实践能力。借助本专业拥有的天津大学专用集成电路设计中心、天津市集成电路设计技术培训中心、天津市集成电路与计算系统工程中心等科研基地,积极开展学生的在校实习实践,并且紧密结合学生的课堂教学,在学生的整个学习时期内穿插开展设计实习实践活动。自大学2年级开始鼓励本科生进入实验室,了解并介入高水平科研项目,鼓励学生参加挑战杯等国际国家举办的科技创新活动。

(3在最后一年的与企业联合培养中,妥善处理学校、企业和学生的关系,建设“本科生实践、实习教学指导委员会”负责实习项目、实习内容、毕业设计论文的论证、监督和指导,为保障毕业设计的高质量,在该阶段实行双导师负责制,一名学校导师和一名企业导师。学生在一年的联合培养中,通过了解、熟悉、参与、创新等各环节,使学生在知识综合运用能力、实践动手能力、创新能力方面得到提升,使学生了解集成电路设计、工艺和测试等环节工程过程,参与企业工程项目的设计和开发。进而培养其分析问题与解决的能力,并能够帮助学生形成团队合作意识。

五、检验考核措施

(1在校期间,严格按照制定的学分制度,由老师和专家组成专门的考核小组,对课堂知识和课程实践结果进行考察,针对理论知识学习成绩和实践结果,按照不同比重进行综合评定,对于不通过者,安排相应的重修环节。

(2在企业实习期间,要求学生记录实习日志,随时和企业为

学生配备的导师沟通，了解学生实习表现情况，要求学生完成实习报告，并根据实习报告内容安排学生的实习答辩。同时要求学生每半个月举行实验或学术报告。鼓励学生在企业完成毕业设计，以企业实际课题作为自己的毕设题目，在企业导师和学校导师的共同指导下，完成毕业设计。

篇6：开关电源保护电路_电源技术概要

相比于使用可控硅交流调压方式的传统电源,使用IGBT器件的开关电源输出电压波动小、平均电压高、电源转换效率高。IGBT器件控制方式灵活,使电源系统具有更快的响应速度,并且提高了逆变电源的工作频率,减小了变压器和滤波器的体积。

在高压大功率的逆变电源中,IGBT往往承受较大的电流,可达100 A以上。IGBT过流是损坏IGBT的主要原因,过流保护不仅直接关系到IGBT器件本身的工作性能和运行安全,还影响到整个电源系统的性能和安全[1]。IGBT应用是否成功在很大程度上取决于过流保护电路的优劣。

IGBT集电极和发射极之间的电压UCE在数值上等于集电极电流与器件通态阻抗的乘积。因此,一旦IGBT过流,UCE会随着集电极电流的增大而增大。常见的过流保护电路根据这一特性,通过检测UCE来判断IGBT是否过流[2,3]。

这种检测方法使用分立器件,集成度较低。并且在阈值电压以下,流过IGBT的电流可能已超过额定电流,如果这种状态持续时间过长,IGBT有可能发生擎住锁定,造成IGBT的损坏[4,5]。

本文设计的过流保护电路由过流信号产生电路和CPLD过流保护电路实现。由迟滞比较器构成的硬件过流信号产生电路,可以可靠地产生过流信号,CPLD中的消抖电路可以提高电源系统的抗干扰性。在确认故障排除后,DSP复位CPLD过流保护电路,使得电源系统重新正常工作。

1 电源系统原理

电源系统主电路如图1所示,采用IGBT器件的逆变电源,输入三相380 V,50 Hz的交流电,经三相桥式不控整流电路整流成约520 V的直流电,再经IGBT模块逆变产生中频或高频的交流电,由变压器升压后,为负载提供高压电源。

DSP控制器通过改变驱动脉冲宽度,经隔离驱动电路驱动IGBT单相逆变电源,从而对输出电压、电流进行调节。逆变电源的输出电压、电流经信号调理电路反馈至DSP控制板。

当过流保护电路检测到短暂的过流信号后,由CPLD封锁一定时间IGBT的驱动信号,如果过流信号消失,DSP在一段时间后复位CPLD中的计数器; 如果继续产生过流信号,CPLD则进行跳闸保护,在确认故障排除后,DSP复位CPLD过流保护电路,使电源系统继续运行。

2 过流信号产生电路

流过IGBT的电流是变压器的一次电流,通常超过100 A,需要对其进行检测和保护。如图2所示,电流互感器可以将此电流转换为100 m A以内的电流信号,通过采样电阻对电流互感器副边电流信号进行采样,得到过流信号产生电路的输入电压Vin。输入电压Vin经绝对值转换电路得到输入电压的绝对值。同相电压放大器将绝对值转换电路的输出电压放大K倍后,与2. 5 V参考电压通过比较器LM211进行比较。比较器LM211的电源电压为±12 V,R1= 5. 1 kΩ,R2= 51 kΩ,R3= 10 kΩ,二极管V1的导通压降为0. 7 V。

图2所示的过流信号产生电路具有反相输出的施密特触发特性。当输入电压Vin低于正向阈值电压VT +时输出高电平; Vin高于VT +时,输出低电平。输出电压VO为低电平后,当Vin低于负向阈值电压VT -时,输出电压才再次回到高电平。这样,一旦输出过流信号后,即使输入信号在正向阈值电压附近有微小的干扰,只要干扰不超过回差电压,输出电压就是稳定的,增加了过流信号产生电路的抗干扰性,保证了一次电流真实降到2. 5 V对应的电流值时,过流信号才会消失。

当VO输出高电平时,设此时LM211 3脚电压为VT +,流过二极管V1的电流为:

VO输出低电平时,二极管V1不导通,VT -= 2. 5 V。

回差电压ΔV = VT +- VT -= 0. 68 V。

调节同相电压放大电路增益K,可以调节过流保护阈值电流,阈值电流经信号调理后得到的直流电压放大K倍等于3. 18V。通过调节R1的阻值可以调节回差电压。

3 CPLD 过流保护电路

ALTERA公司的EPM240T100C5芯片有240个逻辑单元,时钟频率为50 MHz,一片CPLD芯片能够以低成本实现较复杂的逻辑功能。

3. 1 过流保护中的干扰和消抖电路

过流保护中的干扰主要是指出现过流,但在IGBT允许的时间内自行消失的现象。如果此时保护电路将IGBT关断,就相当于造成一次没有必要的扰动跳闸。因此,保护电路必须对真实的过流提供可靠的保护,而对尖峰等虚假的过流信号不与响应。

为避免干扰信号造成误跳闸,如图3所示,本文设计了由D触发器构成的消抖电路。消抖电路的时钟CLK2由50M八分频得到。过流信号产生电路的输出经电平转换后得到信号GLXH,过流信号为低电平。当出现过流信号后,在CLK2的第一个上升沿,第一个D触发器D1输出低电平,D2在CLK2的第二个上升沿输出低电平,D8在CLK2第8个上升沿输出低电平。从过流信号跳变为低电平到Q8跳变为低电平的延迟时间为本文设计的过流保护电路的响应速度主要由消抖电路的延迟时间决定,1. 28μs在IGBT允许的过流时间之内。

图4所示的逻辑电路中,SR锁存器的RD’端由Q1和Q8的与逻辑决定,SR锁存器的SD’端由Q1’和Q8’的与逻辑决定,SR锁存器的输出为脉冲展宽电路输入信号Q。Q8和过流信号同时为低电平时认为是有效的过流信号,在过流信号回到高电平时脉冲展宽电路输入信号Q回到高电平。

消抖电路在Quartus II中的仿真结果如图5、图6所示。脉冲展宽电路输入信号Q在过流信号延迟1. 27μs后输出低电平,在过流信号回到高电平后输出高电平。如果过流信号时间小于1μs,脉冲展宽电路输入信号Q一直为高电平,消抖电路不响应小于1. 27μs的过流信号。

3. 2 脉冲展宽电路

如图7所示,脉冲展宽电路的时钟CLK1为50 MHz,由4个16进制计数器74161和两个D触发器组成。脉冲展宽电路输入信号Q取反得到Q’,展宽脉冲由Q’的上升沿触发。展宽脉冲为D触发器D1的输出,即SPWMEN1信号。IGBT驱动信号的封锁信号由SPWMEN1和SPWMEN2的或逻辑决定,封锁信号高电平有效。

在CLK1的上升沿,D1的输出随Q’发生跳变,控制计数器的使能。U1计满16后,产生进位信号,接入U2的使能端,U2在每16个CLK1周期计数一次,U1~ U4构成了164分频器。U4的进位信号产生复位信号CLR,使得D1的输出变为低电平。所以,脉冲宽度为

图8为脉冲展宽电路在Quartus II中的仿真波形,封锁信号时间为1. 310 71 ms。

3. 3 过流保护策略

如图9所示,16进制计数器U1的QB输出为SPWMEN2信号。

过流保护策略如图10所示。当变压器一次电流过流后,如果是第一次过流,并且不是干扰信号,CPLD过流保护电路封锁1. 311 ms IGBT驱动信号。计数器U1随着Q’的上升沿计数,计数值变为1。第二次过流后,U1计数值变为2。由于U1将Q’和QB相或接至计数器的CLK,在计数值达到2后,CLK一直为高电平,SPWMEN2也一直为高电平,驱动信号一直被封锁,直至DSP产生复位信号DSP_CLR。

计数器U1的QA和QB分别接至DSP的GPIO引脚,从而DSP可以检测到是第一次过流还是第二次过流。在检测到第一次过流后,DSP在一段时间后复位U1。如果在这段时间内又产生过流信号,说明IGBT仍然过流,U1计数值达到2后一直封锁IGBT驱动信号,DSP将不产生复位信号。直到电源系统状态正常后,DSP再次产生复位信号,使得U1复位,电源系统继续工作。

4 结束语

篇7：-470V开关电源电路设计

随着科学技术的飞速发展,高电压电源在日常的生产、生活中应用越来越广泛,它尤其在液晶屏供电,大功率快速转换开关供电,绝缘测试等领域中应用更为广泛,本产品是将220V交流市电利用PWM转换芯片UC3842,采用反激式拓扑结构设计,转换为高性能的-470V,200m A的高压电源,具有高电压,大电流的特点,能较好地满足系统要求。

2 工作原理

-470V电源电路图如图1所示:

2.1 总体思路

根据设计要求分析,电源的输出功率Po=Vo×Io=500×0.2=100W,假设该电源效率80%,则变换器输出功率=100/0.8=125W,则本电源可采用隔离式反激型变换器电路结构进行设计,本电源拟采用的PWM控制器为美国TI公司的UC3842,它属于电流峰值模式控制PWM,采用IGBT管FGA25N120作为开关管进行工作,采用外购的变压器进行升压及电路调整用。

2.2 电路分析

2.2.1 UC3842及其外围电路

UC3842 是一种单端输出控制电路芯片,采用峰值电流模式控制。其最大的优点为:外接元件少,接线简单,可靠性高,成本低,UC3842内部方框图如图2所示。

由图可见,其引脚有8个,但一样可以使得内部E/A误差放大器构成闭环,利用电流测定,电流测定比较器构成电流闭环。端口8为内部供外用的基准电压5V,带载能力50m A;端口7为集成块工作电源Vcc,电压范围为8V-40V,启动电压阈值为16V,关闭阈值为10V,6V的启动与关闭差值可有效地防止电路再阈值电压附近工作时产生振荡,其内部连接有34V稳压管有效防止高压造成的损失,端口6为推挽输出端,具有拉、灌电流的能力,输出平均电流为200m A,最大电流为1A;端口5 为地,端口4 为振荡器工作频率控制端,工作频率最高可达500k Hz,端口3 为电流敏感和限制电路接口,可采用回路接电阻将电流取样送至3 端,当3 端电压高于1V时,电流敏感比较器输出高电平,将PWM锁存器复位,使输出关闭。若故障消失,下一个时钟周期将PWM锁存器自动置位。端口2 为误差放大器的反向输出,通过连接变压器的调整端,通过调整输出端电流的占空比,调整输出电压。端口1 为误差放大器输出,用于环路补偿。参考图一及上面所述可得,UC3842 外围电路的主要作用是:R1,D4,C5,C6组成UC3842的供电电路,R3,R4,D4,C5,C6组成电压调整反馈电路,用于输出电压调整。R5, R3,R4,D4,C5,C6,C7组成环路补偿电路;R6,R7,D6组成输出驱动电路,将输出驱动电流转化为驱动电压,驱动开关管工作,C10 为标准电压源的去耦电容,C11,R9为定时元件,决定UC3842 的振荡频率,R10,R11, C12构成峰值电流检测电流,当检测值超过规定电流值后,输出关闭。

2.2.2 FGA25N120及其外围电路分析

电源采用IGBT管FGA25N120 作为开关管,IGBT管是MOSFET与GTR(大功率晶体管)复合而成,具有MOSFET的电压型驱动,驱动功率小的特点,同时具有GTR饱和压降低和可耐高压和大电流等一系列应用上的优点,本电源中使用的FGA25N120 其特性参数为:Ic=50A,Vceo=2V,td(on)=50n S,td(off)=190

n S,tr=90n S,tf=180n S,可以满足本电源的参数要求。其外围电路R2,D3,C3构成充放电型RC-D缓冲电路;R8,D5,C9构成的放电阻止型RC-D缓冲电路。

2.2.3 变压器及其外围电路

变压器采用外购件,为三端变压器,即输入端,输出端及反馈调整端,其外围电路C1,F1构成交流保护电路,D1,L1,C2构成全波整流电路,R12,R13,D2,C4,C8构成反激式整流电路。

2.2.4 电路参数确定

2.2.4.1 主电路参数确定

由于本电源采用反激式结构设计,由于反激式电路工作于电流连续模式时,其磁芯的利用率会显著下降,因此在实际使用中,通常避免该电路工作于电流连续工作模式,根据反激型电路的电流连续临界条件为:

式中R为电源负载,

Ts为振荡周期,设本电源工作频率为80k Hz,则Ts=0.0125m S;

DMAX为最大占空比,假设最大占空比为40%;

则可以得出变压器输出侧电感量为L≥5.4mH

输出端检波二极管采用1N4007,其正向通过电流可达1A,反向耐压为1KV。满足设计要求;由于耐压原因,现采用C4与C13 两只100u F/400V电容进行串联工作,等效为50u F/800V电容工作,因τ=RC=0.12m S远远大于TS=0.0125m S,满足设计要求,R12,R13为均压电阻,

开关管采用FGA25N120,计算平均输入电流:

相应的原边峰值电流:

最大直流输入电压为:

则箝位电压为

最小直流输入电压为:

则次级反射电压为:

则由R2、C3、D3组成的充放电型RC-D缓冲器参数可求得得箝位电阻为:

箝位电容为:

其中 ΔCCLAMP为VCLAMP的浮动值,一般为VCLAMP的2%-10%之间,现取最小值2% VCLAMP。则C3取值为15n F。D3为快速恢复二极管FR107。

另C9、R8、D5组成放电阻止型RC- D电路,取值为C9=820p F,R8=2.4kΩ,D5为快速恢复二极管FR107。

2.2.4.2 控制电路参数确定

控制电路以UC3842为核心器件进行设计,根据器件特性,取去耦电容C10为0.1u F。误差放大器反馈电阻R5的取值为:

则取R5为10kΩ反馈电容C7起高频反馈及防止振荡的作用,取值为0.01u F。在自启动电路中,取电阻R1为120kΩ,取自启动滤波电容C5为0.1u F,C6为100Uf/50V;设辅助线圈输出电压为13V左右,电阻R3、R4为启动电路及电压反馈电路共用的外围器件,设自启动电压范围为16V-40V,送入2 脚的电压为2.5V左右,则R3、R4取值为:

可以得出:R3=14.4kΩ;R4=3.6kΩ

R9、C11为定时电阻RT、CT及电容,根据UC3842资料可得,在反激式结构中,死区时间应尽量小,应采用大定时电阻,小定时电容的方式,R9≥5kΩ,在此设计中取R9=10kΩ,又由下面公式:

可得定时电容C11为2200p F。

R10、R11、C12组成电流取样电路,根据式3可得,峰值电流为1.1A,留有余量后,设保护门限电流值为2A,可得门限电阻R11为:

R10与C12为滤波去干扰电路,防止开关电源误关断,现设R10为1kΩ,C12为470p F,根据实际电路还需调整具体取值。

R6、R7、D6组成UC3842的驱动电路,其中R6、R7为栅极限流电路,同时R6与15V稳压管D6组成栅极保护电路,取R6为30Ω,R7为3kΩ。

2.2.4.3 变压器参数确定

变压器匝数比为NP:NS:NL=Vor:Vo:VL=153:470:13≈12:36:1

其中,NP为原边匝数,NS为输出端匝数,NL为调整端匝数,同时根据式1得出NS≥5.4m H,则要求NP≥1.8m H,NL≥0.15m H。

3 性能测试

本电路设计成功后,对各个电路中的关键节点进行了测试验证,UC3842的4脚即频率控制端的波形如图3所示:

IGBT管FGA25N120的控制端波形如图4所示。

最终电压输出波形如图5所示。

从上边各点的测试情况分析,本电路满足系统要求。

4 结束语

本文给出了一种由UC3842 为PWM控制器,由IGBT管FGA25N120作为开关管,采用反激式拓扑结构设计的输出电压达到-470V,功率为100W的开关电源的设计方法,并通过分析推导得出了电路中各元器件的详细参数。经过实际电路搭建进行验证后,发现该电路是切实可行的,可广泛应用于需输出负高电压,中小功率的电源系统中。

摘要：在电子技术飞速发展的今天,许多电子系统的设计,如液晶屏供电系统,大功率快速转换开关系统,绝缘测试系统等都用到高电压电源,使得高电压电源的设计变得越来越重要,该文介绍了一种以PWM转换芯片UC3842为核心,采用反激式拓扑结构的输出电压高达-470V的开关电源电路设计,该设计具有输出功率高,转换效率高的特点。

篇8：开关电源保护电路_电源技术概要

关键词：开关电源,BUCK变换器,双极点-双零点补偿器,环路补偿

0 引言

开关电源的核心部分是DC-DC变换器, 由于DC-DC变换电路可以实现直流电压大范围的升压和降压, 而且效率高、易于控制, 在电力传输和工业控制等领域得到了广泛应用。但是DC-DC变换电路输出可能有偏差, 环路设计就变成一项很重要的工作, 它关系到电路的稳定性、响应速度动态过冲等指标。但由于缺乏环路设计的理论分析, 往往需要花费大量的时间来调试。本文运用电压反馈型BUCK变换器的主拓扑和反馈控制模式作为DC-DC变换器的核心, 通过双极点-双零点补偿电路进一步探讨了反馈控制的传递函数和环路参数的设计方法。

1 BUCK变换器的结构和工作原理

电压反馈型BUCK变换器闭环控制系统由PWM控制器、IC芯片和反馈补偿网络3个部分组成, 如图1所示。

Vin-输入电压;Vout-输出电压;Vf-反馈电压

图2为典型的BUCK变换器没有补偿电路的开环图, 为了简化分析, 假定功率开关管Q和D为理想开关, 滤波电感L为理想电感 (电阻为0) , 电路工作在连续电流模式 (CCM) 下。Re为滤波电容C的等效串联电阻, R0为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图2所示。Q导通时, 对电感列的状态方程有Ldi/dt=Uin-U0;Q断开、D续流导通时, 状态方程变为Ldi/dt=-U0。BUCK电路在电感电流连续时的控制-输出信号传递函数为

undefined

式 (1) 的分子为一阶微分环节, 有1个零点, 该零点的转折频率为

undefined

式 (2) 的分母为二阶积分环节。

BUCK电路的PWM波由UC3573芯片产生。

2 双极点-双零点补偿器

在DC-DC变换器中, 为了获得较高的效率, 会尽可能地减小电阻值, 导致系统常常工作在欠阻尼状态。为了获得较高的稳态精度, 系统总是要被设计成Ⅰ型系统。因为Ⅰ型系统是无差系统, 也就是它的稳态误差为零, 这样它就可以获得比较高的负载调整率和电压调整率。从式 (1) 可看出, 理想的BUCK变换器要得到稳定的暂态响应, 就要在环路中引入一个积分环节, 使系统的直流增益变为无穷大。然而, 由于积分环节的相位为-90°, 导致同时减小了相位裕度, 使带宽变窄, 或者系统变得不稳定, 所以要设计反馈网络改善系统性能, 为此, 笔者采用双极点-双零点补偿器。该补偿器的1对零点用来抵消滤波器双重极点的增益, 特别是该双重极点引起的相位滞后。通过这1对零点补偿后, 闭环增益在高于滤波极点处以-20 dB/dec (dB/dec为图4中每十倍频的分贝数) 的斜率下降。补偿器在高频处有1个极点来抵消电容ESR (等效串联阻抗) 引起的零点作用。此外在更高频率处还有1个极点, 以保证闭环增益和相位穿越频率处有良好的相位和增益裕度。它采用2个零点使相位增加180°, 减小在双极点时输出滤波器谐振的影响, 如图3所示。

该补偿器由R2、C6、C5组成, 电压反馈回路由R3、R4、C9组成。根据fxo<0.2fsw (fsw为系统开关管频率) 设置补偿器的极点和零点, 如图4所示, 取fxo=15 kHz, 根据这个频率确定输出特性增益曲线在穿越频率处 (原来是-20 dB/dec) 提升到0 dB所需要提供的增益量, 用式 (3) 近似得:

undefined

式 (3) 中:undefined, 为自然转折频率;C0为输出电容;L0为图2中的L;GDC为电路的直流增益。

为了得到所要的穿越频率而需要的中频带的增益G2及补偿滤波器的2个极点, 在滤波极点的一半处设置2个零点:

fez1=fez2=310 Hz

在第一个补偿零点处的增益为

G1=G2+20lg (fez2/fep1)

=9 dB+20lg (310 Hz/5 644 Hz)

=-16.2 dB

式中:fep1=1/ (2πRestC0) 。

第一个补偿极点设置在电容的ESR频率 (5 644 Hz) 处:

fep1=5 644 Hz

第二个补偿极点通过高于穿越频率的增益来维持高频率的稳定性: